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第6章 调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)
第6章 调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路) ６.１ 概述 ６.２ 振幅调制与解调原理 ６.３ 调幅电路 ６.４ 检波电路 ６.５ 混频 ６.６ 倍频 ６.７ 实例介绍 ６.８ 章末小结 返回主目录
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第6章 调幅、 检波与混频电路(线性频率变换电路)
第6章 调幅、 检波与混频电路(线性频率变换电路) 6.1 概述 调制电路与解调电路是通信系统中的重要组成部分。 正如绪论中所介绍的, 调制是在发射端将调制信号从低频段变换到高频段, 便于天线发送或实现不同信号源、不同系统的频分复用；解调是在接收端将已调波信号从高频段变换到低频段, 恢复原调制信号。 在模拟系统里, 按照载波波形的不同, 可分为脉冲调制和正弦波调制两种方式。
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脉冲调制是以高频矩形脉冲为载波, 用低频调制信号分别去控制矩形脉冲的幅度、宽度或位置三个参量, 分别称为脉幅调制(PAM), 脉宽调制(PDM)和脉位调制(PPM)。
正弦波调制是以高频正弦波为载波, 用低频调制信号分别去控制正弦波的振幅、频率或相位三个参量, 分别称为调幅(AM)、 调频(FM)和调相(PM)。 本书仅讨论正弦波调制。 本章首先分别在时域和频域讨论振幅调制与解调的基本原理, 然后介绍有关电路组成。由于混频电路、倍频电路与调幅电路、 振幅解调电路(又称为检波电路)同属于线性频率变换电路, 所以也放在这一章介绍。
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6.2 振幅调制与解调原理 6.2.1普通调幅方式 1. 普通调幅信号的表达式、 波形、 频谱和功率谱
6.2 振幅调制与解调原理 6.2.1普通调幅方式 1. 普通调幅信号的表达式、 波形、 频谱和功率谱 普通调幅方式是用低频调制信号去控制高频正弦波(载波)的振幅, 使其随调制信号波形的变化而呈线性变化。 设载波为 uc(t)=Ucmcosωct, 调制信号为单频信号，即uΩ(t)=UΩmcosΩt(Ωωc), 则普通调幅信号为: uAM(t)= (Ucm+kUΩm cos Ωt)cosωct =Ucm(1+MacosΩt)cosωct (6.2.1)
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其中调幅指数Ma= , 0＜Ma≤1, k为比例系数。
图6.2.1(a)给出了uΩ(t), u c(t)和uAM(t)的波形图。从图中并结合式(6.2.1)可以看出, 普通调幅信号的振幅由直流分量Ucm和交流分量kUΩm cosΩt迭加而成, 其中交流分量与调制信号成正比, 或者说, 普通调幅信号的包络(信号振幅各峰值点的连线)完全反映了调制信号的变化。另外, 还可得到调幅指数Ma的表达式:
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显然, 当Ma＞1时, 普通调幅波的包络变化与调制信号不再相同, 产生了失真, 称为过调制, 如图6. 2
显然, 当Ma＞1时, 普通调幅波的包络变化与调制信号不再相同, 产生了失真, 称为过调制, 如图6.2.2所示。所以, 普通调幅要求Ma必须不大于1。 式(6.2.1)又可以写成 uAM(t)=Ucmcosωct ［cos (ωc+Ω)t+cos (ωc-Ω)t］ 可见, uAM(t)的频谱包括了三个频率分量：ωc(载波)、 ωc+Ω(上边频)和ωc-Ω(下边频)。原调制信号的频带宽度是 Ω或（F= ） , 而普通调幅信号的频带宽度是2Ω(或2F), 是原调制信号的两倍。普通调幅将调制信号频谱搬移到了载频的左右两旁, 如图6.2.1(b)所示。
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图 过调制波形
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由式(6.2.3)还可以看到, 若此单频调幅信号加在负载R上, 则载频分量产生的平均功率为:
Pc= (6.2.4) 两个边频分量产生的平均功率相同, 均为: PSB= 调幅信号总平均功率为: Pav=Pc+2PSB= (6.2.6)
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由于被传送的调制信息只存在于边频分量而不在载频分量中, 所以从式(6. 2
由于被传送的调制信息只存在于边频分量而不在载频分量中, 所以从式(6.2.6)可知, 携带信息的边频功率最多只占总功率的三分之一(因为Ma≤1)。 在实际系统中, 平均调幅指数很小, 所以边频功率占的比例更小, 功率利用率更低。 为了提高功率利用率, 可以只发送两个边频分量而不发送载频分量, 或者进一步仅发送其中一个边频分量, 同样可以将调制信息包含在调幅信号中。 这两种调幅方式分别称为抑制载波的双边带调幅(简称双边带调幅)和抑制载波的单边带调幅(简称单边带调幅), 在以下两小节将分别给予介绍。
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根据信号分析理论, 一般非周期调制信号uΩ(t)的频谱是一连续频谱, 假设其频率范围是Ωmin～Ωmax, 如载频仍是ωc, 则这时的普通调幅信号可看成是调制信号中所有频率分量分别与载频调制后的迭加, 各对上、下边频的迭加组成了上、 下边带, 相应的波形和频谱如图6.2.3所示。可见, 这时普通调幅信号的包络仍然反映了调制信号的变化, 上边带与下边带呈对称状分别置于载频的两旁, 且都是调制信号频谱的线性搬移, 上、 下边带的宽度与调制信号频谱宽度分别相同, 总频带宽度仍为调制信号带宽的两倍, 即BW=2Ωmax。
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2 普通调幅信号的产生和解调方法 式(6.2.1)可以改写如下： 由上式可见, 将调制信号与直流相加后, 再与载波信号相乘, 即可实现普通调幅。图6.2.4给出了相应的原理方框图。由于乘法器输出信号电平不太高, 所以这种方法称为低电平调幅 第3章曾经讨论过利用丙类谐振功放的调制特性也可以产生普通调幅信号。 由于功放的输出电压很高, 故这种方法称为高电平调幅。 普通调幅信号的解调方法有两种, 即包络检波和同步检波。
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(1) 包络检波。 利用普通调幅信号的包络反映了调制信号波形变化这一特点, 如能将包络提取出来, 就可以恢复原来的调制信号。这就是包络检波的原理。 图6.2.5给出了包络检波的原理图。 设输入普通调幅信号uAM(t)如式(6.2.1)所示, 图6.2.5中非线性器件工作在开关状态, 其特性可用第5章第5.3节式(5.3.5)那样的单向开关函数来表示, 则非线性器件输出电流为: io(t)=guAM(t)·K1(ωct) =gUcm(1+MacosΩt)cosωct·
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g是非线性器件伏安特性曲线斜率。 可见io中含有直流, Ω, ωc, ωc±Ω以及其它许多组合频率分量, 其中的低频分量是: 用低通滤波器取出io中这一低频分量, 滤除ωc-Ω及其以上的高频分量, 同时用隔直流电容滤除直流分量, 就可以恢复与原调制信号uΩ(t)成正比的单频信号了。 图6.2.5中的非线性器件可以用晶体二极管, 也可以用晶体三极管。
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(2) 同步检波。 同步检波必须采用一个与发射端载波同频同相(或固定相位差)的信号, 称为同步信号。 同步检波可由乘法器和低通滤波器实现, 其原理见图6.2.6。 设输入普通调幅信号uAM(t)仍如式(6.2.1)所示, 乘法器另一输入同步信号为: ur(t)=Urmcosωct 则乘法器输出为:
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其中k2是乘法器增益。 可见, 输出信号中含有直流, Ω, 2ωc, 2ωc±Ω几个频率分量。用低通滤波器取出直流和Ω分量, 再去掉直流分量, 就可恢复原调制信号。 如果同步信号与发射端载波同频不同相, 有一相位差θ, 即ur=Urmcos(ωct+θ),则乘法器输出中的Ω分量为 k2UcmUrmMacosθcosΩt。 若θ是一常数, 即同步信号与发射端载波的相位差始终保持恒定, 则解调出来的Ω分量仍与原调制信号成正比, 只不过振幅有所减小。当然θ≠90°, 否则cosθ=0, Ω分量也就为零了。若θ是随时间变化的, 即同步信号与发射端载波之间的相位差不稳定, 则解调出来的Ω分量就不能正确反映调制信号了。
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双边带调幅方式 1 双边带调幅信号的特点 设载波为uc(t)=Ucmcosωct, 单频调制信号为uΩ(t)=Uωm cosΩt(Ω《ωc), 则双边带调幅信号为: uDSB(t)=kuΩ(t)uc(t)=kUΩm UcmcosΩtcosωct = ［cos (ωc+Ω)t+cos (ωc-Ω)t］ 其中k为比例系数。 可见双边带调幅信号中仅包含两个边频, 无载频分量, 其频带宽度仍为调制信号带宽的两倍。
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图6.2.7显示了单频调制双边带调幅信号的有关波形与频谱图。
需要注意的是, 双边带调幅信号不仅其包络已不再反映调制信号波形的变化, 而且在调制信号波形过零点处的高频相位有180°的突变。由式(6.2.10)可以看到, 在调制信号正半周, cosΩt为正值, 双边带调幅信号uDSB(t)与载波信号uc(t)同相；在调制信号负半周, cosΩt为负值, uDSB(t)与uc(t)反相。 所以, 在正负半周交界处, uDSB(t)有180°相位突变。 2 双边带调幅信号的产生与解调方法 由式(6.2.10)可以看出, 产生双边带调幅信号的最直接法就是将调制信号与载波信号相乘。
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由于双边带调幅信号的包络不能反映调制信号, 所以包络检波法不适用, 而同步检波是进行双边带调幅信号解调的主要方法。与普通调幅信号同步检波不同之处在于, 乘法器输出频率分量有所减少。
设双边带调幅信号如式(6.2.10)所示, 同步信号为ur(t)=Urmcosωct, 则乘法器输出为: uo(t)=k2uDSB(t)·ur(t)=k2kUrmUΩm UcmcosΩt·cos2ωtc
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其中k2是乘法器增益。 用低通滤波器取出低频分量Ω, 即可实现解调。 将式(6.2.10)所示双边带信号取平方, 则可以得到频率为2ωc的分量, 然后经二分频电路, 就可以得到ωc分量。 这是从双边带调幅信号中提取同步信号的一种方法。
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6.2.3单边带调幅方式 单边带调幅方式是指仅发送上、下边带中的一个。如以发送上边带为例, 则单频调制单边带调幅信号为： uSSB(t)= cos(ωc+Ω)t (6.2.12) 由上式可见, 单频调制单边带调幅信号是一个角频率为ωc+Ω的单频正弦波信号, 但是, 一般的单边带调幅信号波形却比较复杂。不过有一点是相同的, 即单边带调幅信号的包络已不能反映调制信号的变化。单边带调幅信号的带宽与调制信号带宽相同, 是普通调幅和双边带调幅信号带宽的一半。 产生单边带调幅信号的方法主要有滤波法、 相移法以及两者相结合的相移滤波法。
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1 滤波法 这种方法是根据单边带调幅信号的频谱特点, 先产生双边带调幅信号, 再利用带通滤波器取出其中一个边带信号。滤波法原理见图6.2.8。 由图6.2.7(b)所示双边带调幅信号频谱图可以推知, 对于频谱范围为Ωmin～Ωmax的一般调制信号, 如Ωmin很小, 则上、下两个边带相隔很近, 用滤波器完全取出一个边带而滤除另一个边带是很困难的。 2 相移法 这种方法是基于单边带调幅信号的时域表达式。 式(6.2.12)所示单频单边带调幅信号可写成:
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uSSB(t)= 由上式可知, 只要用两个90°相移器分别将调制信号和载波信号相移90°, 成为sinΩt和sinωct, 然后进行相乘和相减, 就可以实现单边带调幅, 如图6.2.9所示。 显然, 对单频信号进行90°相移比较简单, 但是对于一个包含许多频率分量的一般调制信号进行90°相移, 要保证其中每个频率分量都准确相移90°是很困难的。
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3 相移滤波法 滤波法的缺点在于滤波器的设计困难。 若调制信号频率范围为Fmin～Fmax, 则上下边带间隔为2Fmin。如果要求滤波器取出一个边带而滤除另一个边带, 则过渡带宽度就是2Fmin。 当滤波器的过渡带宽度固定, 则工作频率越高, 要求衰减特性越陡峭, 实现越困难。举个例子, 设过渡带宽度2Fmin=1kHz, 要求在过渡带内衰减20 dB, 若工作频率fc=1MHz,则滤波器边沿的衰减特性必须为 dB／10倍频程； 若工作频率fc=10kHz, 则要求相应的衰减特性为-500dB／10倍频程。
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相移法的困难在于宽带90°相移器的设计, 而单频90°相移器的设计比较简单。
结合两种方法的优缺点而提出的相移滤波法是一种比较可行的方法, 其原理图见图6.2.10。 相移滤波法的关键在于将载频ωc分成ω1和ω2两部分, 其中ω1是略高于Ωmax的低频, ω2是高频, 即ωc=ω1+ω2, ω1ω2。 现仍以单频调制信号为例说明此法的原理。为简化起见, 图6.2.10中各信号的振幅均表示为1。
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调制信号uΩ(t)与两个相位差为90°的低载频信号u1、 u′1分别相乘, 产生两个双边带信号u3、u4, 然后分别用滤波器取出u3、 u4中的下边带信号u5和u6。 因为ω1是低频, 所以用低通滤波器也可以取出下边带u5和u6。 由于ω1ωc, 故滤波器边沿的衰减特性不需那么陡峭, 比较容易实现。取出的两个下边带信号分别再与两个相位差为90°的高载频信号u2、u′2相乘, 产生u7、u8两个双边带信号。将u7, u8相减, 则可以得到 uo(t)=u7-u8=cosω2t·cos(ω1-Ω)t-sinω2t·sin(ω1-Ω)t =cos (ω2+ω1-Ω)t=cos (ωc-Ω)t
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其中uo(t)就是单边带调幅信号。 与双边带调幅信号相同, 单边带调幅信号的解调也不能采用包络检波方式而只能采用同步检波方式。与普通调幅与双边带调幅方式不同之处在于, 从单边带调幅信号中无法提取同步信号。 一般可在发送单边带调幅信号的同时, 也附带发送一个功率较小的载波信号, 供接收端从中提取作为同步信号。
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6.2.4残留边带调幅方式 残留边带调幅是指发送信号中包括一个完整边带、 载波及另一个边带的小部分(即残留一小部分)。 这样, 既比普通调幅方式节省了频带, 又避免了单边带调幅要求滤波器衰减特性陡峭的困难, 发送的载频分量也便于接收端提取同步信号。 在电视广播系统中, 由于图像信号频带较宽, 为了节约频带, 同时又便于接收机进行检波, 所以对图像信号采用了残留边带调幅方式, 而对于伴音信号则采用了调频方式。现以电视图像信号为例, 说明残留边带调幅方式的调制与解调原理。
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电视图像信号带宽为6MHz。在发射端先产生普通调幅信号, 然后利用图6. 2
电视图像信号带宽为6MHz。在发射端先产生普通调幅信号, 然后利用图6.2.11(a)所示特性的滤波器取出一个完整的上边带、 一部分下边带以及载频分量, 组成残留边带调幅信号发送出去。在接收端, 采用图6.2.11(b)所示特性的滤波器从残留边带调幅信号中取出所需频率分量。 由于载频两旁的接收滤波器幅频特性正好互补, 而上、下边带又对称置于载频两边, 所以实际上可等效为接收到一个完整的上边带和增益为上边带一半的载频信号。于是,采用同步检波方式可对此单边带信号进行解调。
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由图6.2.11可见, 若采用普通调幅, 每一频道电视图像信号的带宽需12 MHz, 而采用残留边带调幅只需8 MHz。另外, 对于滤波器过渡带的要求远不如单边带调幅那样严格, 故容易实现。
普通调幅功率利用率低, 但可采用简单、低成本的包络检波方式, 故广泛用于电台广播系统, 给广大接收者带来便利。 双边带调幅与单边带调幅功率利用率高, 可用于小型通信系统, 其中单边带调幅可节省一半频带, 但需解决如何获得同步信号的问题。残留边带调幅广泛用于电视广播系统。
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例 6. 1已知调制信号频率范围为300Hz～4 kHz, 分别采用普通调幅(平均调幅指数Ma=0
例 6.1已知调制信号频率范围为300Hz～4 kHz, 分别采用普通调幅(平均调幅指数Ma=0.3)、双边带调幅和单边带调幅三种方式, 如要求边带功率为10W, 分别求出每种调幅方式的频带宽度、发射总平均功率Pav及功率利用率 解： 普通调幅： 由式(6.2.6)可得边带功率
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故 所以 双边带调幅： 单边带调幅
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6.3 调幅电路 6.3.1高电平调幅电路 丙类谐振功放的调制特性分为基极调制特性和集电极调制特性两种, 据此可以分别组成基极调幅电路和集电极调幅电路。 现以集电极调幅电路为例, 说明高电平调幅的原理。 集电极调制特性是指固定丙类谐振功放的VBB和RΣ, 当输入一个等幅高频正弦波时, 输出高频正弦波的振幅Ucm将随集电极电源电压的变化而变化。若集电极电源电压为VCC(t)=VCC0+uΩ(t), 即一个固定直流电压与一个低频交流调制信号之和, 则根据图3.2.10, 随着VCC的变化, 使得静态工作点左右平移, 从而使动态线左右平移。
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当谐振功放工作在过压状态时, Ucm将发生变化, 近似有Ucm∝VCC(t)的关系。如输入信号为高频载波cosωct, 输出LC回路调谐在ωc上, 则输出信号可写成:
uo(t)=Ucmcosωct=k［VCC0+uΩ(t)］cosωct 其中k为比例系数。 图6.3.1是集电极调幅电路原理图。 可见, 集电极调幅电路可以产生且只能产生普通调幅波, 但必须工作在过压状态。 读者可以自行分析图6.3.2所示基极调幅电路, 需要注意的是, 基极调幅电路必须工作在欠压区。
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高电平调幅电路的优点是调幅、 功放合一, 整机效率高, 可直接产生很大功率输出的调幅信号, 但也有一些缺点和局限性。 一是只能产生普通调幅信号, 二是调制线性度差, 例如集电极调制特性中Ucm与VCC并非完全成线性关系。
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6.3.2低电平调幅电路 模拟乘法器是低电平调幅电路的常用器件, 它不仅可以实现普通调幅, 也可以实现双边带调幅与单边带调幅。 既可以用单片集成模拟乘法器来组成低电平调幅电路, 也可以直接采用含有模拟乘法器部分的专用集成调幅电路。 1 单片集成模拟乘法器 模拟乘法器可实现输出电压为两个输入电压的线性积, 典型应用包括：乘、除、平方、均方、倍频、调幅、检波、混频、 相位检测等。 单片集成模拟乘法器种类较多, 由于内部电路结构不同, 各项参数指标也不同。在选择时, 应注意以下主要参数：工作频率范围、电源电压、输入电压动态范围、线性度等。
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现将常用的Motorola公司MC1496/1596(国内同类型号是XFC-1596), MC1495/1595(国内同类型号是BG314)和MC1494/1594单片模拟乘法器的参数指标简介如下。 MC14系列与MC15系列的主要区别在于工作温度, 前者为0℃～70℃, 后者为-55℃～125℃。 其余指标大部分相同, 个别后者稍好一些。表6.3.1给出了MC15系列三种型号模拟乘法器的参数典型值。
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MC1596是以双差分电路为基础, 在Y输入通道加入了反馈电阻, 故Y通道输入电压动态范围较大, X通道输入电压动态范围很小。图6. 3
MC1596是以双差分电路为基础, 在Y输入通道加入了反馈电阻, 故Y通道输入电压动态范围较大, X通道输入电压动态范围很小。图6.3.3是MC1596内部电路图。MC1595是在MC1596中增加了X通道线性补偿网络, 使X通道输入动态范围增大。 MC1594是以MC1595为基础, 增加了电压调整器和输出电流放大器。 MC1595和MC1594分别作为第一代和第二代模拟乘法器的典型产品, 线性度很好, 既可用于乘、除等模拟运算, 也可用于调制、 解调等频率变换, 缺点是工作频率不高。 MC1596工作频率高, 常用作调制、 解调和混频, 通常X通道作为载波或本振的输入端, 而调制信号或已调波信号从Y通道输入。当X通道输入是小信号(小于26 mV)时, 输出信号是X、 Y通道输入信号的线性乘积。
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当X通道输入是频率为ωc的单频很大信号时(大于260 mV), 根据双差分模拟乘法器原理(可参看例5
当X通道输入是频率为ωc的单频很大信号时(大于260 mV), 根据双差分模拟乘法器原理(可参看例5.4), 输出信号应是Y通道输入信号和双向开关函数K2(ωct)的乘积。两种情况均可实现调幅。 例 6.2 已知调制信号uΩ(t)的频谱范围为300Hz～4000 Hz, 载频为560kHz。现采用MC1596进行普通调幅, 载波信号和调制信号分别从X、Y通道输入。若X通道输入是小信号, 输出uo(t)=k1uxuy；若X通道输入是很大信号, uo(t)=k2uyK2(ωct)。分析这两种情况的输出频谱。
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解：由于是普通调幅, 故输入调制信号应迭加在一直流电压UY上, 即uy(t)=UY+uΩ(t),显然, 为使调制指数不大于1, UY应不小于uΩ(t)的最大振幅。令ux(t)=cosωct, 则当ux(t)是小信号时, uo(t)=k1(UY+uΩ)cosωct=k1UY+ 当ux(t)是很大信号时, uo(t)=k2(UY+uΩ)K2(ωct) 根据第5.3节的分析, 在前一种情况, uo的频谱应为ωc和ωc±ΩΣ , 其中ΩΣ是uΩ的全部频谱, 如图例6.2(a)所示, 显然这是普通调幅信号频谱。
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由于fc=560 kHz, Fmax=4kHz, fcFmax, 所以用带通滤波器很容易取出其中的普通调幅信号频谱而滤除fc的三次及其以上奇次谐波周围的无用频谱。
由上面的分析可知, 虽然两种情况下的输出频谱不一样, 但经过带通滤波后的频谱就一样了。但是, 在有些情况下就很难甚至不可能完全滤除无用频率分量。例如在此例中, 若uo的频谱为ωc±nΩΣ, n=1, 2, …, 就是如此。读者可自行分析这种情况。 2 模拟乘法器调幅电路 图6.3.4是用MC1596组成的普通调幅电路。由图可知, X通道两输入端⑧、10脚直流电位均为6.V, 可作为载波输入通道；
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Y通道两输入端①、④脚之间外接有调零电路, 可通过调节50kΩ电位器使①脚电位比④脚高UY, 调制信号uΩ(t)与直流电压UY迭加后输入Y通道。调节电位器可改变调制指数Ma。输出端⑥、12脚外应接调谐于载频的带通滤波器。②、③脚之间外接Y通道负反馈电阻。 采用图6.3.4的电路也可以组成双边带调幅电路, 区别在于调节电位器的目的是为了使Y通道①、 ④脚之间的直流电位差为零, 即Y通道输入信号仅为交流调制信号。为了减小流经电位器的电流, 便于调零准确, 可加大两个750 Ω电阻的阻值, 比如各增大10kΩ。
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检波电路 6.4.1包络检波电路 包络检波原理如图6.2.5所示。其中的非线性器件可以是二极管, 也可以是三极管或场效应管, 电路种类也较多。 现以图6.4.1所示二极管峰值包络检波器为例进行讨论, 其中RC元件组成了低通滤波器。 1. 工作原理 我们以时域上的波形变化来说明二极管峰值包络检波器的工作原理。 由图6.4.1可见, 加在二极管上的正向电压为u=ui-uo。假定二极管导通电压为零, 且伏安特性为:
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2 性能指标 二极管峰值包络检波器的性能指标主要有检波效率、输入电阻、 惰性失真和底部切割失真几项。 1) 检波效率ηd。由式(6.4.2)可知, gD或R越大, 则θ越小, ηd越大。如果考虑到二极管的实际导通电压不为零, 以及充电电流在二极管微变等效电阻上的电压降等因素, 实际检波效率比以上公式计算值要小。 2) 等效输入电阻Ri。 由于二极管在大部分时间处于截止状态, 仅在输入高频信号的峰值附近才导通, 所以检波器的瞬时输入电阻是变化的。
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检波器的前级通常是一个调谐在载频的高Q值谐振回路, 检波器相当于此谐振回路的负载。 为了研究检波器对前级谐振回路的影响, 故定义检波器等效输入电阻
(6.4.3) 其中Uim是输入等幅高频载波的振幅。 根据图6.4.2, 若ui是等幅高频载波, 则流经二极管电流应是高频窄尖顶余弦脉冲序列, I1m即为其中基波分量的振幅, 而输出uo应是电平为Uo的直流电压。 显然, 检波器对前级谐振回路等效电阻的影响是并联了一个阻值为Ri的电阻。
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按照第3章尖顶余弦脉冲序列的分析方法, 可以求得I1m与Uim的关系式, 从而可得到:
Ri≈ (6.4.4) 上式也可以利用功率守恒的原理求出。 因检波器输入功率为, 输出功率为 , 若忽略二极管上的功率损耗, 则输入功率应与输出功率相等, 考虑到ηd→1, 由此也可得到式(6.4.4)。
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3) 惰性失真。 在调幅波包络线下降部分, 若电容放电速度过慢, 导致uo的下降速率比包络线的下降速率慢, 则在紧接其后的一个或几个高频周期内二极管上为负电压, 二极管不能导通, 造成uo波形与包络线的失真。由于这种失真来源于电容来不及放电的惰性, 故称为惰性失真。图6.4.3给出了惰性失真的波形图, 在t1～t2时间段内出现了惰性失真。 要避免惰性失真, 就要保证电容电压的减小速率在任何一个高频周期内都要大于或等于包络线的下降速率。
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单频调幅波的包络线表达式为： us(t)=Uim(1+MacosΩt) 其下降速率为： 因为电容通过R放电时, 电容电流与电阻电流相同, 即: ic=iR= ic= 所以电容电压的减小速率
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在开始放电时刻, 电容电压uc可近似视为包络电压us, 故避免惰性失真的不等式可写为:
即 上式又可写成:
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式(6.4.5)即为避免惰性失真应该满足的条件。可见, 调幅指数越大, 调制信号的频率越高, 时间常数RC的允许值越小。 4) 底部切割失真。检波器输出uo是在一个直流电压上迭加了一个交流调制信号, 故需要用隔直流电容将解调后的交流调制信号耦合到下一级进行放大或其它处理。下一级电路的输入电阻即作为检波器的实际负载RL, 如图6.4.4(a)所示。 为了有效地将检波后的低频信号耦合到下一级电路, 要求耦合电容Cc的容抗远远小于RL, 所以Cc的值很大。这样, uo中的直流分量几乎都落在Cc上, 这个直流分量的大小近似为输入载波的振幅Uim。所以Cc可等效为一个电压为Uim的直流电压源。 此电压源在R上的分压为：
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UR= 这意味着检波器处于稳定工作时, 其输出端R上将存在一个固定电压UR。当输入调幅波ui(t)的值小于UR时, 二极管将会截止。 也就是说, 电平小于UR的包络线不能被提取出来, 出现了失真, 如图6.4.4(b)、(c)所示。由于这种失真出现在调制信号的底部, 故称为底部切割失真。 由图6.4.4(b)可以看出, 调幅信号的最小振幅或包络线的最小电平为Uim(1-Ma), 所以, 要避免底部切割失真, 必须使包络线的最小电平大于或等于UR, 即:
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其中R′指RL与R的并联值, 即检波器的交流负载。式(6. 4
其中R′指RL与R的并联值, 即检波器的交流负载。式(6.4.6)即为避免底部切割失真应该满足的要求。由此式可以看出, 交流负载R′与直流负载R越接近, 可允许的调幅指数越大。 在实际电路中, 有两种措施可减小交直流负载之间的差别。 一是在检波器与下一级电路之间插入一级射随器, 即增大RL的值。二是采用图6.4.5所示的改进电路, 将检波器直流负载R分成R1和R2两部分。显然,在直流负载不变的情况下, 改进电路的交流负载 比原电路增大。通常 以免分压过大使输出到后级的信号减小过多。
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3 参数设计 为了使二极管峰值包络检波器能正常工作, 避免失真, 必须根据输入调幅信号的工作频率与调幅指数以及实际负载RL, 正确选择二极管和R、C、 Cc的值。 例6.3给出了一个设计范例。 例 6.3已知普通调幅信号载频fc=465kHz, 调制信号频率范围为300 Hz～3400 Hz, Ma=0.3, RL=10 kΩ, 如何确定图6.4.5所示二极管峰值包络检波器有关元器件参数? 解： 一般可按以下步骤进行:
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1) 检波二极管通常选正向电阻小(500 Ω以下)、 反向电阻大(500kΩ以上)、结电容小的点接触型锗二极管, 注意最高工作频率应满足要求。
2) RC时间常数应同时满足以下两个条件: ① 电容C对载频信号应近似短路, 故应有 , 通常取 ; ② 为避免惰性失真,应有RC≤ 。代入已知条件, 可得(17～34)×10-6≤RC≤0.15×10-3
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3) 设 =0.2, 则R1= , R2= 。 为避免底部切割失真, 应有Ma≤ , 其中R′=R1+ 。 代入已知条件, 可得R≤63 kΩ。因为检波器的输入电阻Ri不应太小, 而Ri= , 所以R不能太小。 取R=6kΩ, 另取C=0.01 μF, 这样, RC=0.06×10-3, 满足上一步对时间常数的要求。 因此, R1=1kΩ, R2=5kΩ。 4) Cc的取值应使低频调制信号能有效地耦合到RL上, 即满足: 或
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取 Cc=47μF 在集成电路里常采用由三极管包络检波器组成的差分电路, 如图6.4.6所示。其工作原理与二极管峰值包络检波器相似, 读者可自行分析, 注意它的输入电阻很大。
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6.4.2同步检波电路 图6.4.7是用MC1596组成的同步检波电路。普通调幅信号或双边带调幅信号经耦合电容后从Y通道①、④脚输入,同步信号ur从X通道⑧、10脚输入。12脚单端输出后经RC的π型低通滤波器取出调制信号uo。 此电路的输入同步信号可以是小信号, 也可以是很大信号, 分析方法与用作调幅电路时一样。 同步检波电路比包络检波电路复杂, 而且需要一个同步信号, 但检波线性性好, 不存在惰性失真和底部切割失真问题。
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6.5 混 频 在通信接收机中, 混频电路的作用在于将不同载频的高频已调波信号变换为同一个固定载频(一般称为中频)的高频已调波信号, 而保持其调制规律不变。 例如, 在超外差式广播接收机中, 把载频位于535 kHz～1605kHz中波波段各电台的普通调幅信号变换为中频为465kHz的普通调幅信号, 把载频位于88 MHz～10.8MHz的各调频台信号变换为中频为10.7MHz的调频信号, 把载频位于四十几兆赫至近千兆赫频段内各电视台信号变换为中频为38 MHz的视频信号。 由于设计和制作增益高, 选择性好, 工作频率较原载频低的固定中频放大器比较容易, 所以采用混频方式可大大提高接收机的性能。
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6.5.1混频原理及特点 图6.5.1是混频电路组成原理图。混频电路的输入是载频为fc的高频已调波信号us(t)和频率为fL的本地正弦波信号(称为本振信号)uL(t), 输出是中频为fI的已调波信号uI(t)。通常取fI=fL-fc。以输入是普通调幅信号为例,若us(t)=Ucm［1+kuΩ(t)］cos2πfct, 本振信号为uL(t)=ULmcos 2πfLt, 则输出中频调幅信号为uI(t)=UIm［1+kuΩ(t)］cos 2πfIt。可见, 调幅信号频谱从中心频率为fc处平移到中心频率为fI处, 频谱宽度不变, 包络形状不变。 图6.5.2是相应的频谱图。
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虽然混频电路与调幅电路、检波电路同属于线性频率变换电路, 但它却有两个明显不同的特点:
① 混频电路的输入输出均为高频已调波信号。 由前几节的讨论可知, 调幅电路是将低频调制信号搬移到高频段, 检波电路是将高频已调波信号搬移到低频段, 而混频电路则是将已调波信号从一个高频段搬移到另一个高频段。 ② 混频电路通常位于接收机前端, 不但输入已调波信号很小, 而且若外来高频干扰信号能够通过混频电路之前的选频网络, 则也可能进入混频电路。选频网络的中心频率通常是输入已调波信号的载频。
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混频电路中的非线性器件对于实现频谱搬移这一功能是必不可少的。 但是另一方面, 其非线性特性不但会产生许多无用的组合频率分量, 给接收机带来干扰, 而且会使中频分量的振幅受到干扰, 这两类干扰统称为混频干扰。它们都会使有用信号产生失真。 由于以上两个特点, 混频电路的干扰来源比其它非线性电路要多一些。 分析这些干扰产生的具体原因, 提出减小或避免干扰的措施, 是混频电路讨论中的一个关键问题。
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6.5.2混频干扰 混频电路的输入除了载频为fc的已调波信号us和频率为fL的本振信号uL之外, 还可能有从天线进来的外来干扰信号。 外来干扰信号包括其它发射机发出的已调波信号和各种噪声。 假定有两个外来干扰信号un1和un2, 设其频率分别为fn1和fn2。 us、uL和un1、un2以下分别简称为信号、本振和外来干扰。 假定混频电路中的非线性器件为晶体管, 其转移特性为: i=a0+a1u+a2u2+a3u3+a4u4+… 其中u=us+uL+un1+un2=Uscos2πfct+ULcos 2πfLt+Un1cos2πfn1t+Un2cos 2πfn2t
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参照第5章第5.2节例53的分析, 晶体管输出的所有组合频率分量为:
f=|±pfL±qfc±rfn1±sfn2|, p、 q、 r、 s=0, 1, 2, … 在这些组合频率分量中, 只有p=q=1, r=s=0对应的频率分量fI=fL-fc才是有用的中频, 其余均是无用分量。若其中某些无用组合频率分量刚好位于中频附近, 能够顺利通过混频器内中心频率为fI的带通滤波器, 就可以经中放、检波后对有用解调信号进行干扰, 产生失真。另外, 由幂级数分析法可知, p、q、r、 s值越小所对应的组合频率分量的振幅越大, 相应的无用组合频率分量产生的干扰就越大。
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p、q、 r、 s值较大所对应的组合频率分量的干扰可忽略。 那么, 满足这两个条件的无用组合频率分量有哪些呢?它们的来源又是什么呢?
下面以音频调幅信号为例, 对混频干扰的几种不同形式和来源进行讨论, 最后给出了解决措施。 1. 信号和本振产生的组合频率干扰 先不考虑外来干扰的影响。 若信号和本振产生的组合频率分量满足 |±pfL±qfc|=fI±F (6.5.2) 式中F为音频, 则此组合频率分量能够产生干扰。
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例如, 当fc=931 kHz, fL=1396 kHz, fI=465kHz时, 对应于p=1, q=2的组合频率分量为:
|1396-2×931|=466(kHz)=465(kHz)+1(kHz) kHz的无用频率分量在通过中放后, 与中频为465 kHz的调幅信号一起进入检波器中的非线性器件, 会产生1kHz的差拍干扰, 经扬声器输出后类似于哨声, 故称这种干扰为干扰哨声。 2 一个外来干扰和本振产生的组合频率干扰 若外来干扰和本振产生的无用组合频率分量满足
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|±pfL±rfn1|=fI, p、 r=0, 1, 2, … (6.5.3)
当p=0, r=1时, fn1=fI, 即外来干扰频率与中频相同。例如中频为465kHz, 则同样频率的外来干扰即为中频干扰的来源。 2) 镜频干扰。 当p=r=1时, fn1=fL+fI。因为fc=fL-fI, 所以fn1与fc在频率轴上对称分列于fL的两旁, 互为镜像, 故称fn1为镜像频率(简称镜频)。
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例如fI=465 kHz, fc=1MHz,则镜频为1930kHz。若外来干扰中含有1930kHz的镜频, 就会产生镜频干扰。
3 两个外来干扰和本振产生的组合频率干扰 若两个外来干扰能够进入混频电路, 并且和本振共同产生的组合频率分量满足 |fL±rfn1±sfn2|=fI (6.5.4) 则也会产生干扰作用, 通常称为互相调制干扰(简称互调干扰)。 其中r=1, s=2和r=2, s=1 两个组合频率分量影响最大, 由于r+s=3, 故称为三阶互调干扰。显然, 其中两个外来干扰频率与载频的关系分别为:
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-fn1+2fn2=fc 2fn1-fn2=fc (6.5.5) 令式(6.5.1)中Us=0, 经分析可知, 这两个组合频率分量均是从四次方项a4u4中产生, 振幅分别是 a4Un1U2n2UL和 a4U2n1Un2UL。 例如fI=465kHz, 若在接收fc=16 MHz的调幅信号时, 如果有两个频率分别为159MHz和158MHz的外来干扰也能通过选频网络进入混频电路, 就会产生三阶互调干扰。实际上, 互调干扰的产生与有没有信号无关, 只取决于满足式(6.5.4)的外来干扰能否进入混频电路。
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4 外来干扰和信号、 本振产生的交叉调制干扰
在式(6.5.1)中, 若设u=us+uL+un, 在输出电流表达式中, 偶次方项均会产生中频分量, 其中四次方项a4u4产生的中频分量为3a4UsU2nULcos 2π(fL-fc)t。显然, 这个中频分量与二次方项a2u2产生的有用中频分量a2UsULcos2π(fL-fc)t不同, 因为它的振幅是受外来干扰un的振幅Un控制的。若Un是交变信号, 则此中频分量就会如同一个干扰迭加在有用中频分量上。通常称这种干扰为交叉调制干扰(简称交调干扰)。 其中由四次方项产生的称为三阶交调干扰。虽然四次以上偶次方项也会产生交调干扰, 但影响较弱。
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交调干扰有两个特点: 一是当信号消失, 即us=0, 则它也消失；二是能否产生交调干扰与外来干扰的频率无关, 只取决于此外来干扰能否顺利通过混频电路之前的选频网络。显然, 能产生交调干扰和互调干扰的外来干扰频率都靠近信号载频。 例如, 混频电路之前的选频网络带宽为10 kHz, 若fc=560 kHz, 则位于555 kHz～565kHz范围内的外来干扰都可能产生三阶交调干扰。 5 包络失真和强信号阻塞干扰 在式(6.5.1)中, 若设u=us+uL, 则在输出电流表达式中, 电压偶次方项均会产生中频分量。 其中二次方项产生的振幅为a2UsUL, 四次方项产生的振幅为 a4(U3LUs+ULU3s)。
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可见, 实际中频分量振幅并非与信号振幅Us成正比。Us越大, 失真越严重。因为Us就是已调波的包络, 所以称此为包络失真。若Us太大, 包络失真太严重, 使晶体管进入饱和区或截止区, 则无法将调制信号解调出来, 通常称这种现象为强信号阻塞干扰。
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6 减小或避免混频干扰的措施 从以上分析可知, 产生混频干扰的根本原因是器件的非线性特性。 混频干扰又可分成两类, 一类是由于非线性特性产生了众多无用组合频率分量而引起的, 另一类是由于非线性特性产生了一些受外来干扰控制或与调制信号不成线性关系的有用频率分量而引起的。 针对混频干扰产生的具体原因, 可以采取以下三个方面的措施来减小或避免。 (1) 选择合适的中频。如果将中频选在接收信号频段之外, 可以避免中频干扰和最强的干扰哨声。比如对于535kHz～1605kHz的中波波段, 中频选为465kHz, 则产生中频干扰的465 kHz外来干扰无法通过混频电路之前的选频网络。
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另外, 从式(6.5.2)可看出, 来源于p=0, q=1分量最强的干扰哨声要求fc与fI的差值在音频范围内, 这个条件在整个中波波段都不会满足。尤其是采用高中频(中频高于接收信号频段), 还可以避免镜频干扰和其它一些寄生通道干扰。 (2) 提高混频电路之前选频网络的选择性, 减少进入混频电路的外来干扰, 这样可减小交调干扰和互调干扰。对于镜频可采用陷波电路将它滤掉。 (3) 采用具有平方律特性的场效应管、 模拟乘法器或利用平衡抵消原理组成的平衡混频电路或环形混频电路, 可以大大减少无用组合频率分量的数目, 尤其是靠近有用频谱的无用组合频率分量, 从而降低了各种组合频率干扰产生的可能性。
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6.5.3混频电路 晶体管混频电路具有增益高、噪声低的优点, 但混频干扰大。场效应管混频电路由于其平方律特性, 受混频干扰小。 二极管平衡和环行混频电路结构简单, 噪声低, 受混频干扰小, 工作频率高(可达近千兆赫)。采用模拟乘法器组成的集成混频电路, 不但受混频干扰小, 而且调整容易, 输入信号动态范围较大。 晶体管混频电路 图6.53是晶体管混频电路原理图。 图中L1C1调谐于输入信号us的载频fc, L2C2调谐于中频fI, 本振uL与VBB0迭加后作为偏置电压。
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由于us振幅很小, uL振幅较大, 所以可视为线性时变工作状态。采用5. 3节的分析方法, 参照式(5. 3
由于us振幅很小, uL振幅较大, 所以可视为线性时变工作状态。采用5.3节的分析方法, 参照式(5.3.4)可以看到, iC中含有的组合频率分量为: |nfL±fc|, n=0, 1, 2… 其中中频电流分量为: iI= g1Uscos 2πfIt, fI=fL-fc (6.5.6) 上式中Us是us的振幅, g1是晶体管跨导中的基频(fL)分量振幅。
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可令式(5.3.2)中n=1, ω1=ωL, 对g(t)进行积分而求出g1, 而跨导g(t)=
若定义混频跨导gc= , 即中频电流振幅II与输入信号振幅Us之比, 则有: 若L2C2回路总谐振电导为gΣ, 则可以求得混频电压增益
102
给混频电路提供的本振信号可以由单独的振荡电路产生, 也可以由混频晶体管本身产生。由一个晶体管同时产生本振信号、实现混频的电路通常称为变频器。图6.5.4给出了一个典型收音机变频器电路。在图6.5.4中, 输入信号us和本振信号uL分别加在晶体管的基极和发射极上, 输出中频信号uI由连接集电极的谐振回路取出。本振电路是由晶体管、振荡回路(L4C6、C7、C8)和反馈电感L3组成的变压器耦合反馈振荡器。 双联可变电容作为输入回路和本振回路的统一调谐电容, 使得在整个中波波段内, 本振频率fL均与输入载频fc同步变化, 二者之差恒等于中频fI。
104
变频器的优点是电路简单, 节省元器件, 缺点是本振频率容易受信号载频的牵引, 无法兼顾使振荡与混频都处于最佳工作状态, 且一般工作频率不高。
例 6.4在图6.5.3所示晶体管混频电路中, 已知本振电压uL=ULmcosωLt,且uLus,晶体管转移特性为iC=a0+a1uBE+a2u2BE+a3u3BE+a4u4BE,输出回路谐振电阻是RΣ, 求混频跨导gc和混频电压增益Auc。 解： 先求时变跨导g(t), 然后再根据式(5.3.2)对g(t)积分, 求出g(t)傅里叶展开式中的基波振幅g1, 再由式(6.5.7)和(6.5.8)得到gc和Auc。
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因为 所以 将VBB(t)=VBB0+ULmcos ωLt代入, 得到 g1=(2a2+6a3VBB0+12a4V2BB0+3a4U2Lm)UL 由此可求得:
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2 二极管混频电路 图6.5.5(a)是二极管平衡混频电路原理图, (b)是其等效电路。 由图可见, 若忽略输出电压uI的反馈作用, 则加在两个二极管上的电压分别是： u1=uL+us u2=uL-us 由于us很小, uL很大, 故二极管工作在受uL控制的开关工作状态。若不考虑输出回路电压的反馈作用, 采用5.3节的分析方法, 流过两个二极管的电流可分别写成:
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i1=gDK1(ωLt)(uL+us) i2=Gdk1 (ωLt)(uL-us) 输出回路电流 i=i1-i2=2gDK1(ωLt)us (6.5.9) 将式(5.3.5)代入, 可求得i中的组合频率分量为ωc和|±(2n-1)ωL±ωc|, n=1, 2, …。 其中中频电流分量为： iI= 式中Us和gD分别是信号us的振幅和二极管电导。考虑到输出电压的反馈作用, 实际中频电流要比上式小一些。
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图6.5.6所示双平衡(环形)混频电路可看成是由两个二极管平衡混频电路组成。在uL正半周, 二极管V1、V2导通, 对应的开关函数为K1(ωLt)； 在uL负半周, 二极管V3、V4导通, 对应的开关函数为K1(ωLt-π)。 由图可求得输出回路电流 i=(i1-i2)-(i3-i4)=2gDus［K1(ωLt)-K1(ωLt-π)］=2gDusK2(ωLt) (6.5.11) 将式(5.3.8)代入, 可求得i中的组合频率分量为|±(2n-1)ωL±ωc|, n=1, 2, 3, …。 其中中频电流分量为: iI= gDUscos (ωL-ωc)t
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平衡混频电路与环形混频电路输出的无用组合频率分量均比晶体管混频电路少, 而环形电路比平衡电路还要少一个ωc分量, 且增益加倍。
二极管平衡与环形电路也可广泛用于调幅、 检波等其它方面, 但主要仍用于混频, 这是因为其增益小于1, 但工作频率很高的特点。 例 6.5已知图例6.5中二极管的伏安特性均为从原点出发的斜率为gD的直线, 二极管导通电阻为RD, 且二极管工作在受uL控制的开关状态, 求图中三个二极管平衡混频器输出电压uo的表达式。
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解： 1) 由图可知, 输出回路电流i与两个输入回路电流i1、 i2的关系为i=i1-i2, 且输出电压uo等效到两输入回路变压器线圈上的电压均为uo=iRL=(i1-i2)RL。因为两个二极管在uＬ正半周时同时导通, 负半周时同时截止, 故可根据KVL得到两输入回路电压方程分别为: -(uL-us)K1(ωLt)+i1RD+(i1-i2)RL=0 -(uL+us)K1(ωLt)+i2RD-(i1-i2)RL=0 两方程式相减, 可得: i1-i2=
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所以 2)因为在uL正半周时两二极管同时导通, 负半周时两二极管同时截止, 故根据KVL可写出两个回路电压方程分别为： -(us-uL)K1(ωLt)+i1RD+(i1-i2)RL=0 -(us+uL)K1(ωLt)-i2RD+(i1-i2)RL=0 两方程式相加, 可得: i1-i2=
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所以 3) 因为在uL正半周时, V1导通, V2截止；在uL负半周时, V1截止, V2导通, 故根据KVL可写出两个回路电压方程分别为: -(uL+us)K1(ωLt)+i1RD+(i1-i2)RL=0 -(uL-us)K1(ωLt-π)-i2RD+(i1-i2)RL=0 两方程式相加, 可得:
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其中 K1(ωLt)+K1(ωLt-π)=1 K1(ωLt)-K1(ωLt-π)=K2(ωLt) 所以 uo= 3 模拟乘法器组成的混频电路 图6.5.7是由MC1596组成的混频电路。本振和已调波信号分别从X、Y通道输入, 中频信号(9MHz)由⑥脚单端输出后的π型带通滤波器中取出。调节50kΩ电位器, 使①、④脚直流电位差为零。
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6.6倍频 6.6.1倍频原理及用途 倍频电路输出信号的频率是输入信号频率的整数倍, 即倍频电路可以成倍数地把信号频谱搬移到更高的频段。所以, 倍频电路也是一种线性频率变换电路。 实现倍频的原理有以下几种： ① 利用晶体管等非线性器件产生输入信号频率的各次谐波分量, 然后用调谐于n次谐波的带通滤波器取出n倍频信号。 ② 将输入信号同时输入模拟乘法器的两个输入端进行自身线性相乘, 则乘法器输出交流分量就是输入的二倍频信号。
119
比如,若输入是单频信号,则输出uo=ku1u1=kUmcosωct·Umcosωct= (1+cos 2ωct)。
③ 利用锁相倍频方式进行倍频, 在第8章第8.5节将具体进行讨论。 倍频电路在通信系统及其它电子系统里均有广泛的应用, 以下仅举几例: ① 对振荡器输出进行倍频, 得到更高的所需振荡频率。 这样, 一则可以降低主振的振荡频率, 有利于提高频率稳定度; 二则可以大大提高晶振的实际输出频率, 因为晶体受条件的限制不可能做到很高频率(在第4章对此已有讨论)。
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② 在调频发射系统里使用倍频电路和混频电路可以扩展调频信号的最大线性频偏, 在第7章第7.3节将会具体讨论这一点。
③ 采用几个不同的倍频电路对同一个振荡器输出进行倍频, 可以得到几个不同频率的输出信号。 ④ 在频率合成器里, 倍频电路是不可缺少的组成部分。 在第8章第8.5节将会谈到这一点。
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6.6.2晶体管倍频器 晶体管倍频器的电路结构与晶体管丙类谐振功率放大器基本相同, 区别在于后者谐振回路的中心频率与输入信号中心频率相同, 而前者谐振回路的中心频率调谐为输入信号频率或中心频率的n倍, n为正整数。 晶体管倍频器有以下几个特点： 1) 倍频数n一般不超过3～4, 且应根据倍频数选择最佳的导通角。 根据第3章第3.2节对谐振功放的分析表明, 若集电极最大瞬时电流ICm确定, 则集电极电流中第n次谐波分量Icnm与尖顶余弦脉冲的分解系数αn(θ)成正比, 即
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Icnm=αn(θ)ICm (6.6.1) 由图3.2.4可以看出, 一、 二、 三次谐波分解系数的最大值逐个减小, 经计算可得最大值及对应的导通角为： α1(120°)=0.536, α2(60°)=0.276, α3(40°)=0.185 可见, 二倍频、 三倍频时的最佳导通角分别是60°和40°, 而且, 在相同ICm情况下, 所获得的最大电流振幅分别是基波最大电流振幅的一半和三分之一。 所以, 在相同情况下, 倍频次数越高, 获得的输出电压或功率越小。一般倍频次数不应超过3～4, 如需要更高次倍频, 可以采用多个倍频器级联的方式。
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2) 必须采取良好的输出滤波措施。 晶体管丙类工作时, 输出集电极电流中基波分量的振幅最大, 谐波次数越高, 对应的振幅越小。因此, n倍频器要滤除低于n的各次谐波分量比较困难。可以采取以下两个方法: ① 提高输出回路的有载品质因数Qe。一般应满足Qe＞10nπ。 ② 采用选择性好的带通滤波器, 如多个LC串并联谐振回路组成的π型滤波网络, 如图6.6.1所示。图示网络调谐在输入信号基频f0的三倍频上, 对基波和二、四次谐波呈现带阻性质, 故选择性非常好。
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6.7 实例介绍 6.7.1HA11440内部的视频检波器 HA11440是日本日立公司生产的彩色电视机图像中放集成电路, 主要包括三级图像中频放大、同步视频检波、视频放大、AFT鉴相等几个模块。 其中视频检波器模块如图6.7.1所示。 视频检波器模块组成和工作原理如下： ① V58～V61和R78～R83组成射随式恒压源电路, 分别为V49、V50和V44～V46提供一个基极偏压。
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②V44～V46组成三个恒流源, 分别由每管的集电极输出。 ③ V54～V57和V41、V43、V45共七个管子组成双差分模拟乘法器同步检波电路, R61和R62是负反馈电阻。V46～V51六个管子组成差分放大限幅电路, 其中V47、 V49和V48、V50是一个共射—共基电路对, V51是射随式恒压源。 ④ 自图像中放输出的图像中频调幅信号分成两路, 一路经V42、V43射随后从V47、V48的基极输入差分放大限幅电路, ④、 ⑤脚之间外接的LC谐振回路从输出等幅信号中提取38 MHz中频信号后, 分别经V52、V53射随后从V54～V57的基极输入检波电路；
128
另一路分别经V40、V42射随后, 从V41、V43的基极输入检波电路。
⑤ 视频检波负载电阻是R76、R77, 从检波电路中V54、V55集电极输出的视频信号经HA11440内部的视频放大器放大后, 再由外接的低通滤波器取出。
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6.7.2MC3361B中的混频电路 美国Motorola公司生产的MC3361B是低功耗FM解调集成电路, 主要包括振荡器、 混频器、 限幅放大器、 移相式鉴频器和音频放大器几个模块, 具有电源电压低(2V～8V)、 功耗低(电源电压为4V时, 消耗电流典型值为42 mA)、 灵敏度高、 需要外部元件少等优点, 工作频率可达60 MHz。 图6.7.2是MC3361B中振荡器与混频器部分电路图。
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MC3361B是用于二次混频调频信号的解调。接收到的调频信号先需经过其它混频电路变换为中频为107MHz的调频信号, 然后输入MC3361B, 和其中10245MHz的固定频率本振信号进行第二次混频, 产生中频为455kHz的调频信号, 最后再进行解调。 图6.7.2中V2和①、②、④脚外接晶体和电容组成晶体振荡器, V5～V8和V11、V12组成双差分模拟乘法器混频电路。恒流源V3、V13～V15由片内恒压电路提供基极偏置。从16脚输入的107 MHz中频调频信号经V9、V10射随后, 从V11、V12输入混频电路, 晶振产生的10245 MHz本振信号经V4射随后从V5、V7单端输入混频电路, 而混频电路的输出又双端输入V17、V18差分放大器(C1与C2用于滤除高频谐波), 然后由③脚输出到中心频率为455kHz的外接陶瓷带通滤波器。
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章末小结 (1) 四种调幅方式(普通调幅、双边带调幅、单边带调幅和残留边带调幅)对于相同调制信号产生的已调波信号的时域波形不一样, 频谱不一样, 带宽不完全一样, 调制与解调的实现方式与难度不一样, 适用的通信系统也不一样。 (2) 混频虽然与调幅、检波同属于线性频谱搬移过程, 在工作原理上基本相同, 但在参数和电路设计上须认真考虑混频干扰的影响, 采取措施尽量避免或减小混频干扰的产生及引起的失真。 (3) 从时域上看, 两信号相乘是实现线性频谱搬移的最直接方法, 所以模拟乘法器是进行调幅、检波和混频的最常用器件。 在有关专用集成电路里, 具有相乘功能的双差分电路也是最常见的。
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(4) 二极管峰值包络检波器由于电路简单而被广泛采用。 但要注意, 它只适用于普通调幅信号的检波, 而且要正确选择元器件的参数, 以免产生惰性失真与底部切割失真。
(5) 同步检波(乘积检波)需要一个与发射端载频同频同相(或固定相位差)的同步信号。对于普通调幅、双边带调幅和残留边带调幅, 可以从接收已调波中直接提取同步信号；而对于单边带调幅, 则必须在发射端另外专门发送一个载频信号供接收方提取。采用第8章将要介绍的锁相环电路是提取同步信号的好方法。 (6) 晶体管倍频器是一种常用的倍频电路, 在使用时应注意两点: 一是倍频次数一般不超过3～4; 二是要采用良好的输出滤波网络。
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(7) 在调幅、检波、倍频和混频电路的输入或输出端需要采用滤波器, 正确设计滤波器的类型和参数是提高电路性能指标、 减小失真的重要措施。
(8) 线性频率变换电路的基本模型是乘法器加滤波器, 前者产生新的频谱(主要是和频与差频), 后者从中取出有用频率分量。这里的乘法器不仅指模拟乘法器, 也包括具有乘法功能的非线性器件。
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