20寸TV POWER板电路工作原理 LCD TV电源介绍 第一讲、开关电源的工作原理 第二讲、ADAPTER部份的工作原理 第三讲、INVERTER部份的工作原理 第四讲、维修思路讲解

LCD TV电源介绍 因液晶屏本身没有发光功能，这就需要在液晶屏后加一个照明系统，该背光照明系统由发光部件、能使光线均匀照射在液晶表示面的导光板和驱动发光部件的电源构成。现在发光部件的主流为被称作冷阴极管的萤光管。其发光原理与室内照明用的热阴管类似，但不需象热阴管那样先预热灯丝，它在较低温状态就能点亮，因此叫冷阴极管。但要驱动这种冷阴极管需要能输出1000~1500V交流电压的特殊电源。 由于一般市用电网提供的是220V/50Hz或110V/60Hz的交流电压，而显示器（不论是早期的CRT管，还是新兴的LCD显示器，乃至LCD－TV）的大部分电路是工作在低压的条件下，所以需要在显示器上专门配有电源电路。其作用就是将市电的交流电压转换成为12V的直流电压输出，从而向显示器供电。由于显示器内部的主板上还有DC-DC电压转换器以获得8V/5V/3.3V/2.5V电压，所以电源输出的12V的直流电压就能满足显示器工作的要求。鉴于此，要实现这一特殊的电源，就要从12V直流电压转换到1000~1500V交流电压，这就是Inverter。而从交流电压转换到12V直流电压的即为Adapter。 早期，冠捷电子采用Adapter和Inverter分开的方式实现对显示器的供电。Adapter采用的PWM IC为UC3842或UC3843、Inverter采用的PWM IC为TL1451。后来，出于Cost down的考虑，采用Adapter和Inverter一体化的方案，Adapter部分采用的PWM IC为SG6841、Inverter部分采用的PWM IC为TL1451。随着灯管的增加及所需的功率不断增加，Inverter部分回路的设计方案得到转变，由原来的Royer回路变为全桥式回路，为此应用到OZ960IC。

第一讲、开关电源的基本工作原理 开关电源是利用时间比率控制（Time Ratio Control,缩写为TRC）的方法来控制稳压输出的。按TRC控制原理，有以下三种方式： 脉冲宽度调制（Pulse Width Modulation,缩写为PWM）。开关周期恒定，通过改变脉冲宽度来改变占空比的方式。 脉冲频率调制（Pulse Frequency Modulation,缩写为PFM）导通脉冲宽度 恒定，通过改变开关工作频率来改变占空比的方式。 3）混合调制导通脉冲宽度和开关工作频率均不固定，彼此都能改变的方式， 它是以上二种方式的混合。 在目前开发和使用的开关电源集成电路中，绝大多数也为脉宽调制型。本设计采用的就是脉宽调制型（PWM）开关稳压电源，其基本原理可参见右图。 对于单极性矩形脉冲来说，其直流平均电压Uo取决于矩形脉冲的宽度，脉冲越宽，其直流平均电压值就越高。直流平均电压Uo可由公式计算，即 Uo=Um×T1/T 式中Um —矩形脉冲最大电压值； T —矩形脉冲周期； T1 —矩形脉冲宽度。 脉宽调制型 从上式可以看出，当Um与T不变时，直流平均电压Uo将与脉冲宽度T1成正比。这样，只要我们设法使脉冲宽度随稳压电源输出电压的增高而变窄，就可以达到稳定电压的目的。[1]

此外，为因应各种不同的输出功率，开关电源按DC/DC变换器的工作方式分又可分为反激式（Flyback）、顺向式（Forward）、全桥式（Full Bridge）、半桥式（Half Bridge）和推挽式（Push-Pull）等电路拓扑（Topology）结构。其中单端反激式开关电源是一种成本最低的电源电路，输出功率为20～100Ｗ，可以同时输出不同的电压，且有较好的电压调整率，应用较为广泛。本设计采用的就是该方案，其典型的电路如图所示。[1] 藉由PWM IC控制开关管的导通与否，配合次级侧的二极管和电容，即可得到稳定DC电压的输出。Ui为含有一定交流成份的直流电压，由开关功率管斩波和高频变压器降压，将储存于在变压器的能量传递给次级侧，转换成所需电压值的方波，最后再将这个方波电压经整流滤波变为所需要的直流电压。此外改变变压器初、次级的圈数，就可以得到想要的DC电源。PWM控制电路是这类开关电源的核心，它通过取样反馈闭环回路，调整高频开关元件的开关时间比例即占空比，以达到稳定输出电压的目的。 图1-1 反激式开关电源典型电路结构 由于高频变压器的磁芯仅工作在磁滞回线的一侧，并且只有一个输出端，而MOS开关功率管导通时，次级整流二极管截止，电能就储存在高频变压器的初级电感线圈中；当MOS功率管关断时整流二极管导通，初级线圈上的电能传输给次极绕组，并经过次级整流二极管输出，故称之为单端反激式。

开关电源的干扰特性及其抑制措施 开关电源虽然具有许多优点并得到广泛的应用，但由于它具有严重的射频干扰,在线性电路中的应用一直受到很大的限制。开关电源是把工频交流整流为直流后，再通过开关变为高频交流，其后再整流为稳定直流的一种电源，这样就有工频电源的整流波形畸变产生的噪声与开关波形产生的噪声。在输入侧泄露出去就表现为传导噪声和辐射噪声，在输出侧泄露出去就表现为纹波。同时外部噪声会进到电子设备中，而供给负载的电源噪声也会泄露到外部。若电源线中有噪声电流通过，电源线就相当于天线向空中辐射噪声。而这些噪声都会影响设备的正常工作。要想使其得到更广泛的应用，满足电磁兼容性的有关指标，就需要有效地抑制开关电源的干扰。 杂讯干扰的途径有两种：传导干扰与辐射干扰。以下分别对两种干扰的特性与抑制方法做一介绍。 1.1 传导干扰及其抑制措施 从导线传入的干扰称为传导干扰，其干扰能量通过导电体进行传播，开关电源的输入、输出引线都是传导干扰的媒介。 开关电源产生的干扰会沿电源引线进入电网，污染电网，使同一电网的电子设备受到干扰。同时电源的输出线还将把干扰噪声传递给负载，使作为电源负载的电子设备直接受到干扰，当这种干扰幅度若大到一定程度，会影响线性电路和一些小信号电路的正常工作。 由于传导干扰主要是通过输入输出引线进行传播，因而相对来说传导干扰的抑制要容易些，主要方法是加接输入输出滤波器 。 在开关电源的输入侧要介入电容与电感构成的滤波器，用于抑制交流电源产生的EMI，而该滤波器也称为电磁兼容（EMI）滤波器。其电路如图2-1所示。 图2-1输入端抑制传导干扰电路（EMI）

输出端的干扰抑制，主要也是靠高频滤波器，电路图如下所示： 该滤波器是一典型的低通滤波器，使开关电源产生的一些高频脉冲干扰经过它后得到极大的衰减，能较好的滤除来源于电网或者传入电网的干扰，使其符合FCC、CE、VDE等标准。 图中L901、L902为共模扼流圈，它是绕在同一磁环上的两只独立的线圈，圈数相同，绕向相反，在磁环中产生的磁通相互抵消，磁芯不会饱和，主要抑制共模干扰，感值愈大对低频干扰抑制效果愈佳。这样绕制的滤波电感抑制共模干扰的性能大大提高。L901、 L902分别选择感值为2.0mH和15mH的共模扼流圈。 C901、C902为共模电容，主要抑制差模干扰，即火线和零线分别与地之间的干扰。电容值愈大对低频干扰抑制效果愈好，在这里选用102PF/250V。 C903、C904为差模电容，主要抑制共模干扰，即抑制火线和零线之间的干扰。电容值愈大对低频干扰抑制效果愈佳，在这里选用0.47uF/300V。有时为了降低成本也可将C904省去。 图中CN901为插座，接电网电压。F901为保险丝，电路中采用了规格为2A/250V的保险丝，它在高压时熔断，可防止设备在突发的高压时引起的破坏。NR901为负温度系数热敏电阻，开机瞬间温度低，阻抗大，防止电流对回路的浪涌冲击。常温下其规格为5A/5Ω。R901、R902对抗干扰电容起泄放作用，可于关机后迅速消耗掉C903储存的电能，防止带电损耗元件。它们的规格都为1MΩ，一般采用金属釉材料。 输出端的干扰抑制，主要也是靠高频滤波器，电路图如下所示： 滤波电感由于工作在直流大电流状态下，磁芯在较大的磁场强度下工作，容易包含，一旦饱和，电感即失去滤波作用。因此必须采用饱和磁场强度很大的恒μ磁心，如铁鎳钼磁粉芯等金属磁芯。[2] 由于输出干扰的频谱相当丰富，从几十赫兹到几十兆赫兹均含分量。由于在高频的情况下，滤波电容等效由纯电容（C）、等效串联电阻（RES） 和等效串联电感（LES）构成的串联电路。在工作频率f超过电容器的自谐振频率fr时，电容器就起到电感的作用。 图1-2输出端抑制传导干扰电路 值大的滤波电容对低频干扰比较敏感，相反，值小的滤波电容吸收高频干扰的效果比较好。因此不能光采用大电解电容滤波C923，还必须加接自谐振频率很高的电容器C924。

此外，输出干扰的幅度还与PCB板的布线有很大关系，不合理的布线往往会使干扰幅度大几倍，尤其是接地点的安排特别重要。 1.2 辐射干扰及其抑制措施 从空间传入的干扰称为辐射干扰，一般是指耦合干扰，即干扰能量通过空间介质进行近场感应。由于开关电源一般工作在低压大电流情况下，因而磁场干扰大于电场干扰。主要由开关变压器的漏感、开关功率管在开关转换时的大电流脉冲、开关二极管反向恢复的硬特性等引起。 辐射干扰的抑制主要靠屏蔽。对电场可采用导电良好的材料，而磁场屏蔽则应采用导磁率较高的材料。在本文中就不作详细论述。 抑制干扰最有效的方法，是尽量减少干扰源的干扰能量。对开关电源变压器要减少其漏感，并选择开关参数优良的晶体管和软恢复的开关二极管。

20寸TV电源 1）AC-DC 12V输出部分; 使用IC为:SG6841D 2）DC-DC 5V 输出部分； 使用IC为: LM3845 3）DC-AC Inverter部分. 调光部分使用IC为:LM339,LM358 驱动部分使用IC为:LM339

第二讲 ADAPTER 原理讲解 2.1 PWM控制器SG6841简介 目前，开关电源的集成化与小型化已成为现实，早期的PWM IC大多采用UC384X系列（如UC3842、UC3843），但由于新产品越来越积体化及环保和安规要求越来越严苛的趋势下，出现了384XG及684X等具有Green Function的IC。Green Function为环保功能的意思，亦称之为Blue Angel，其要求是在满载70W以下的电源产品，当负载没有输出功率的情况下，输入电源仍照常供应时，电路消耗功率必需小于1W以下。欧系的Infineon Coolset ICE2AXXX及ICE2BXXX系列不仅具有Green Function，并且把以往外加的功率开关集成在8DIP的IC内，以节省空间和制造流程。 SG6841是由System General崇贸科技开发的一款高性能固定频率电流模式控制器，专为离线和DC－DC变换器应用而设计。它属于电流型单端PWM调制器，具有管脚数量少、外围电路简单、安装调试简便、性能优良、价格低廉等优点，可精确地控制占空比，实现稳压输出，还拥有低待机功耗和众多保护功能，所以，为设计人员提供只需最少的外部元件就能获得成本效益高的解决方案，在实际中得到广泛的应用。SG6841有下列性能特点： 在无负载和低负载时时， PWM的频率会线性降低进入待机模式以实现低功耗，同时提供稳定的输出电压。 由于采用BiCMOS，启动电流和正常工作电流减少到30μA和3mA，因此可大大提高电源的转换效率。 SG6841是固定频率的PWM控制器，它的工作频率通过一个外接电阻来决定，改变电阻值可轻易改变频率。 内建同步斜率补偿电路，可保证连续工作模式下电流回路的稳定性。 内建电压补偿电路可在一个较大的AC输入范围内实现功率限制控制，并提供过载、短路保护功能。此外，还设有低电压锁定（UVLO）功能，使工作更稳定、可靠。 可通过外接一个负温度系数热敏电阻（NTCR）来传感环境温度以实现过温保护，也可利用该功能实现过压保护。 具有图腾柱（即推拉输出电路）输出极，可实现良好的EMI。其最大输出电压钳位在18V。

2.2 SG6841内部结构与工作原理 常见的SG6841有8脚DIP和SO两种封装，其各引脚功能分别如下所示： GND：接地。 FB：反馈电压输入端。用于提供PWM调节信息，PWM占空比就是由它控制。 Vin：启动电流输入端。SG6841开始工作必须在该端要提供一个启动电压。 RI：参考设置端。通过连接一个电阻接地来为SG6841提供一个恒定的电流，改变电阻阻值将改变PWM的频率。 RT：温度保护端。该端输出一个恒定的电流。在该端接一NTCR接地来传感温度，当该端电压下降到一定值时会启动过温保护。在本设计中，该功能被用于高压保护。 Sense：电流传感端。当该端电压达到一个阈值时芯片会停止输出,从而实现过流保护。 VDD：电源供电端。 Gate：PWM脉冲输出端。图腾柱（即推拉输出电路）输出极驱动功率开关管。 2.2 SG6841内部结构与工作原理 振荡器 SG6841的PWM频率范围为50KHz～100KHz。RI端通过连接一个电阻Ri接地来为SG6841提供一个恒定的电流，改变电阻阻值将改变PWM的频率。 在本设计中，取Ri＝24k，SG6841的PWM频率为70.42kHz。 图2-1 SG6841内部框图

2）欠压锁定 SG6841采用了欠压锁定比较器来保证输出级被驱动之前，集成电路已完全可用。欠压锁定回路其实质是一个滞回比较器，以防止在通过它们各自的门限时产生错误的输出动作。它的开启电压为16V，关闭电压为10V。在启动过程中，比较器反向输入端为16V，当VDD﹤16V时，比较器输出为低电平，SG6841无法工作。当VDD升到16V时，欠压锁定器输出为高电平，SG6841正常工作，同时MOS管导通，使比较器反向输入端为10V。当VDD下降至10V时，欠压锁定器的输出回到低电平，整个电路停止工作。SG6841的7脚端设置了一个32V的齐纳二极管，保证内部电路绝对工作在32V以下，以防电压过高损坏芯片。 3）输出部分 SG6841的8脚为输出脚，它是一个单图滕柱输出级，专门设计用来直接驱动功率MOSFET的，具有降低热损耗、提高效率和增强可靠性的作用。在芯片内部有一18V的稳压管与Gate端相连使输出电压钳位在18V，可保护MOSFET免被击穿。通过控制PWM脉冲的上升与下降时间，可有效减少开关噪声，提高电源的EMI，并提供稳定的MOSFET管Gate极驱动。在1.0nF负载时，它能提供高达±1.0A的峰值驱动电流和典型值为250ns的上升时间和50ns的下降时间。还附加了一个内部电路，使得任何时候只要欠压锁定有效，输出就进入灌模式，这个特性使外部下拉电阻不再需要。 4）电流取样比较器和脉冲调制锁存器 SG6841作为电流模式控制器工作，输出开关导通由振荡器开始振荡起始，当峰值电感电流到达FB反馈端电平时终止。这样在逐周基础上误差信号控制峰值电感电流。所用的电流取样比较器-脉宽调制锁存配置确保在任何一定的振荡周期内，仅有一个单脉冲出现在输出端。 电感电流通过插入一个与输出开关Q901的源极串联的以地为参考的取样电阻Rs转换成电压。此电压由电流取样输入端Pin6 Sense监视，并与来自Pin2 FB端电平相比较。通常取样电阻Rs为一小电阻。在正常的工作条件下，峰值电感电流由管脚1上的电压控制，其中：Ipk =（VFB – 1.0V）/3RS

其中，VFB为FB端电压，1.0V为在两个二极管上的压降，1/3为经两个电阻后的分压比。 当电源输出过载或者如果输出电压取样丢失时，异常的工作条件将出现。在这些条件下，电流取样比较器门限将被内部箝位至0.85V。因此最大峰值开关电流为：Ipk（max）=0.85V / Rs当输入电压很大时，取样电流将非常小，这时可通过高压补偿回路来调节。在电路中，通过R904与R905（均为1MΩ来提高Sense端电平，实现高压补偿。 当负载短路或其它原因引起功率管电流增加，并使取样电阻Rs上的电压升高。当Sense端的电压达到0.85V时，RS触发器的R端输入为低电平，从而Q非输出低电平，SG6841即停止脉冲输出，可以有效的保护功率管不受损坏，从而实现过流保护。由此可得Ipk（max）＝0.85V/Rs，改变Rs值即可改变其最大的输出功率。在本设计中取Rs＝0.3Ω，可得Ipk（max）＝2.83A。 在SG6841的Sense端产生的噪声会引起PWM输出脉冲的不稳定。在芯片内部Sense端经过一个斜率补偿电路后，才接至比较器同相输入端，这能有效地降低噪声的影响。良好的PCB布线和避免元件管脚太长也有利于减少噪声。而在UC3841的应用电路中则需要在Sense端增加一个RC滤波器来解决同样的问题，可见SG6841的功能更强，外围电路更简单。 当SG6841正常工作时，其内部振荡器产生振荡信号，此信号一路直接加到图腾柱电路的输入端，另一路加到PWM脉宽调制RS触发器的S端，RS型PWM脉宽调制器的R端接电流检测比较器输出端。当峰值电感电流未达到FB反馈端电平时，比较器输出低电平，此时R端为低电平，Q非端输出低电平；当峰值电感电流达到FB反馈端电平时，比较器输出高电平，此时R端为高电平，Q非端输出高电平。可见，FB端电压越高，Q非端脉冲越窄，同时Gate端输出脉宽也越窄（占空比减小）；FB端电压越低，Q非端脉冲越宽，同时Gate端输出脉宽也越宽（占空比增大），从而实现PWM控制，使输出电压稳定。 2.3 SG6841的启动与供电 SG6841需要在启动时给Pin3 Vin 提供一30μA的启动电流以使芯片进行有效的自举。在电路中，将Pin3 通过两个1MΩ的电阻接至PFC级的DC输出端，便可在AC输入90V～264V的范围内实现SG6841的有效启动。 在SG6841正常工作后，其Pin7 VDD端必须提供10V～30V电压为芯片供电。

SG6841的Pin5 RT端恒定输出一电流IRT：IRT＝2×（1.3V/Ri） 2.4高压保护电路 SG6841的Pin5 RT端恒定输出一电流IRT：IRT＝2×（1.3V/Ri） RT端可串联一负温度系数的热敏电阻（NTCR）接地，RNTC随温度上升而降低，这时当IRT×RNTC<0.65V时启动过温保护功能。当RT端电压略低于0.65V，PWM脉冲的占空比会减少，从而降低电源输出电压来降低温度；当环境温度过高，RT端电压大大低于0.65V时，PWM脉冲的占空比会减少至零，从而使电源完全停止输出。同时我们可以利用SG6841的该功能实现电源的高压保护。 高压保护回路如图2-2所示。当电网电压升高超过最大值时，自馈线圈输出的电压也将升高。若电压超过20V，此时ZD901被击穿，R912就会产生压降。当这个压降有0.6V时将使Q902导通，拉低Q901的基极电位，使Q901也导通，这样SG6841 Pin5通过D903、Q903直接接地，使SG6841迅速关断脉冲输出。同时Q901的导通也拉低了输入到SG6841 Pin7的电压，使SG6841停止工作。 2.5 待机工作模式 SG6841具有Green Function，支持Blue Angel模式。当低负载和无负载情况下， FB端电压会有所降低时，当其低于一个阈值电压时，会进入节能模式，SG6841的PWM工作频率会迅速降低至10kHz左右，此时仍有稳定的12V电压输出。如图所示即为待机时功率开关管D极的电压波形。 图2-2 高压保护回路部分电路图 FB端电压会有所降低时，当其低于一个阈值电压时，会进入节能模式，SG6841的PWM工作频率会迅速降低至10kHz左右，此时仍有稳定的12V电压输出。如图所示即为待机时功率开关管D极的电压波形。

图2-13 待机模式功率开关管D极的电压波形 开关电源中的调整管工作于开关状态，必然存在开关损耗，而且损耗的大小随开关频率的提高而成比例增加。另一方面，开关电源中的变压器、电抗器等磁性元件及电容元件的损耗，也随频率的提高而增加。因此通过降低其工作频率可有效降低其待机时的功耗。

ADAPTER SECTION

2.5 直流变换电路及工作过程 DC/DC变换器用于开关电源时，很多情况下要求输入与输出间进行电隔离，这时必须采用变压器进行隔离，称为隔离变换器。这类变换器把直流电压或电流变换为高频方波电压或电流，经变压器升压或降压后，再经整流平滑滤波变为直流电压或电流。因此，这类变换器又称为逆变整流型变换器。 变压器T901因为有气隙之故，其初级圈具有隔离、变压和储能电感的三重功能。当SG6841的Gate端输出PWM控制脉冲，控制Q903做开关状态。当Gate端输出高电平时，开关管Q903导通，此时T901的初级线圈有电流流过，产生上正下负的电压，则次级产生下正上负的感应电动势，但这时次级上的二极管D910、D911截止，此阶段为储能阶段；而当Gate端输出低电平时，开关管Q903截止，初级线圈上的电流在瞬间变为0，初级线圈的电动势为下正上负，在次级线圈上感应出上正下负的电动势，此时D910、D911导通，有电压输出。 图 3-1直流变换电路 由于在开关管关断时，初级线圈还有电流，因此为防止随开关启-闭所发生的电压浪涌，可采用R-C或L-C缓冲器。本设计中在变压器的输入端需设有缓冲电路，它由D901、R903与C906组成。在开关管关断的瞬间，电感上的电流通过D901向C906充电；为了确保在开关管截止期间，不能因为C906的充电而减小铁芯向负载释放的能量，即充电时间应小于Toff；另外，为了避免在开关管在关断的过程中工作在高电压大电流区，充电时间应大于或等于Toff。因此综合考虑上述两方面的因素，应取C906的充电时间等于Toff。因此取C906的值为152pF，它的耐压值为1KV。 在开关管导通的瞬间，电容C906通过R与开关管放电，放电的时间常数г=RC906，为了减轻开关管在完全导通时所承受的电流，应在开关管开启的时间Ton内放掉C906上的大部分能量。

图3-4 Q901 D极波形（Input AC 264V/90Hz） 图3-2和图3-3分别为输入电压为AC 90V/60Hz和264V/50Hz时的Gate端输出PWM脉冲的波形。在输入AC电压不同时，脉冲频率几乎不变，接近70KHz，但占空比随输入电压的不同而不同，开关电压正是利用这种脉宽调制的方式在较广的输入电压范围内实现12V的稳定输出。输入电压为AC 90V/60Hz时占空比为16.55%，而264V/50Hz时的占空比29.28%，可见输入电压小时开关管的导通时间小，从而变压器次级输出电压占空比更大。 图3-4为输入AC 264V/90Hz开关MOS管D极电压波形。 图3-2 SG6841 Pin8 Gate输出波形（Input AC 90V/60Hz） 图3-3 SG6841Pin8 Gate输出波形（Input AC 264V/50Hz） 由于开关功率管Q901功耗较大，为防止它们被在高温条件下连续工作积累的热量烧毁或工作异常，需加一散热片。 图3-4 Q901 D极波形（Input AC 264V/90Hz）

L903、C916和C917组成输出端抑制传导干扰电路，这在上文已做了详细介绍。 在变压器的输出端设有输出整流滤波回路，对直流变换后的电压进行整流与滤波，使之得到稳定的输出。因为整流二极管D存在着反向恢复时间，在导通瞬间会引起较大的尖峰电流，它不仅增加了D本身的功耗，而且使开关管流过过大的浪涌电流，增加了开通瞬间的功耗。一般采用快速恢复二极管或肖特基二极管作为整流二极管。在低电压、大电流输出的开关电源中整流二极管的功耗是其主要功耗之一。因此，当U0 ≤8V时，一般选用肖特基二极管来整流，其优点是，导通电压Uon≈0.4～0.6V，为一般PN结的一半，反向恢复快且有足够的反向电压。当U0＞8V时，一般选用快速恢复二极管整流，它的反向耐压可达到数百伏。同时，D的电流平均值应大于输出电流。依据上述的要求，采用了两个同样的二极管集成块。它们分别由两个规格为10A/100V的快速恢复二极管并联而成。这样可使整流达到较佳的效果。 图3-5次级整流滤波电路 当输出整流二极管两端加反压时，由于二极管中贮存电荷，也将有较大的浪涌电流产生，因此在二极管及输出电压中将有很大的噪声。在整流二极管上并接一RC（R919、R920、C913）回路，可吸收上述干扰。 图3-6 变压器次级绕组输出电压波形 L903、C916和C917组成输出端抑制传导干扰电路，这在上文已做了详细介绍。 由于整流二极管D910、D911功耗较大，为防止它们被在高温条件下连续工作积累的热量烧毁或工作异常，需加一散热片。 此外，若在变压器次级在增加一些绕组，通过选用合适的匝数比，便可得到不同等级的直流电压输出，为显示器的其它电路提供电压，但这会使电压取样反馈回路显得复杂，且稳压效果较差。除此以外，还可外加一些DC－DC转换电路来将12V的输出电压转换为5V等其它需要的直流电压。

此外，由R936、C929组成阻抗匹配电路，起到高频补偿作用。 2.6 电压取样和反馈回路 如图4-1所示的电路图为电压取样和反馈回路。该电路主要通过光电耦合器（IC902）和精确电位调节器（IC903）将输出端电压反馈回SG 6841 PIN2 FB端。L903接自次级整流滤波电路的输出端。 在介绍该电路之前，先介绍一下TL431（IC903）。TL431为精确电位调节器，其内部原理图如图4-1所示。其内部有一个电压比较器，该电压比较器的反相输入端接内部基准电压2.495V±2%。该比较器的同相输入端接外部控制电压，比较器的输出用于驱动一个NPN的晶体管，使晶体管导通，电流就可以从Cathode端流向Anode。 电压输出端12V电压由R925和R926分压后输入TL431的REF端，其中R925的阻值为4.3K，R926的阻值为2.4K。当电源正常工作时，输出5V的电压经分压后刚好为2.5V输入TL431。 图4-1 TL431内部原理图 当电源的输出端电压超过12V时，由于REF>2.5V,则TL431内部比较器的输出高电平从而使NPN管导通。 IC902即光电耦合器的2脚电位随着降低，显然这种变化势必会使得流过光电耦合器的发光二极管的电流有所增大。由于光电耦合器PC123Y24P的CTR（电流传感系数即流过发光二极管的电流与流过光敏三极管的电流的比值）≈1，使得从PC123Y24P中的光敏三极管的4脚流过的电流也有所增大，这导致SG6841 PIN2 FB端电压降低，于是PIN6 Gate端的输出脉冲占空比变小，使次级输出电压降低，所以达到降压的目的。输出端电压下降；同理，当输出端电压降低时，TL431内部比较器的输出低电平从而使NPN管截止，从而使得流过光电耦合器的发光二极管的电流减小，可使SG6841 PIN2 FB端电压升高，于是PIN6 Gate端的输出脉冲占空比变大，输出电压上升。 此外，由R936、C929组成阻抗匹配电路，起到高频补偿作用。

ADAPTER SECTION(2) 2.7 DC-DC 12 to 5V 部分 .3845主要特性： 输入电压4.5至35V 输出电压1.242至Vin可调 效率高达93% ±1.3%（过温时±2%）内部参考电压 100%的占空比 最大操作频率范围高达1MHz 过流保护 二. 3845各引脚功能 如右图所示： Isense 过流检测脚 GND 信号接地端 NC F.B. 反馈脚 可调脚 过流门限电压设定脚（后面详解） PWR GND 能量接地端 门驱动 PGATE的范围是Vin至（Vin-5）V Vin 芯片供电脚 Isense 过流检测脚 GND 信号接地端 NC F.B. 反馈脚 可调脚 过流门限电压设定脚（后面详解） PWR GND 能量接地端 门驱动 PGATE的范围是Vin至（Vin-5）V Vin 芯片供电脚

三)3845功能描述 总述 LM3845是一款Buck型DC-DC控制芯片，它的核心技术是带滞回的比较器，滞回电压大约为10mV， 由反馈电压VFB来控制开关管的通断。当电感中的电流太高时，限流保护回路动作同时关断开关管， 关闭时间大约为9μs。这种带滞回控制型芯片不用内部振荡器，开关频率完全取决于外部元件和外 部条件，操作频率带轻载时会下降，以达到节能的目的。 其内部框图如下：

VOUT=1.242×(R1+R2) / R2, 电压的输出范围在1.242V~Vin。 可以通过外部的两个电阻来方便地选择输出电压，如下图所示： 公式为： VOUT=1.242×(R1+R2) / R2, 电压的输出范围在1.242V~Vin。 那么最小的纹波电压VOUT－PP可以用同样的办法计算出来： VRipper＝ＶHYST（R1＋R2）／R2＝100mV（R1＋R2）／R2 假设VOUT为5V，那么（R1＋R2）／R2等于5／1.242，可得： VRipper≈5／125＝4mV 即输出电压为5±0.04V。

2.滞回控制回路 LM3845使用一个基于电压反馈环控制的比较器来对反馈电压与内部 的1.242V参考电压做比较，并存在10mV的滞回门限以防止高频干扰 所带来的误判。当反馈端的输入低于参考电压时比较器输出低电平， 使得P沟道的栅极为低电平，将PMOSFET打开。当开关“ON”时，电 源通过开关管和电感给COUT充电，此时电感中的电流线形增长，输 出电压也随之线性增长。当FB达到门限电平时，滞回比较器的状态 由高电平转为低电平，开关管关断，此时电感由于电流不能突变而需 通过二极管续流，电感电流线性减小。反馈电压到达参考电压时,比 较器输出状态改变，整个工作过程完成，开始下一个周期。

3.限流操作 LM3845具有周期检测电流的功能，它有两种检测方式，第一种是通过RDS上的电流直接检测，第二种是通过附加电阻RSENSE来检测电流。

当限流功能起作用时，LM3845把外部PFET关闭9μs，电流检测门限由外部RADJ决定，限流检测电路由ISENSE 比较器与一个单脉冲发生器构成。如下图所示： VADJ＝VIN－（RADJ×5.5μA） VISENSE＝VIN×（RDSON×IL）＝VIN－VDS ­­­­IL为电感的峰值电流 当过流时VISENSE大于VADJ时，单脉冲产生器产生一个9μs的脉冲，由其结构可以看出，只要①脚为高电平， 无论②脚的电平是高是低，PGATE都将关闭9μs。

第三讲 INVERTER 电源部分讲解 IC: LM339, LM358 内销的20寸LCD－TV Inverter 部份由分立元件构成，其核心IC是LM339、LM358、LM324。 其中，LM339和LM324集成了4个比较器，LM358集成了2个比较器。 一.调光部分 目前市场上的调光主要有两种方式，一种是线性调光，另一种是Burst Mode调光。我厂在以前老式的LCD上采用可调电阻线性调光，其缺点是不便于做细微调整又很浪费功率。Burst Mode是采用低频波加在反馈端的形式来改变反馈值的大小，从而达到调光的目的。这种模式在OZ960芯片上得到了集成应用，而20寸LCD－TV是由分立元件来实现上述功能的。

三角波发生器部分 如下图所示： A 点 R270 100?(1206) R279 30K D229 RLZ5.6B R271 1M R284 C238 0.01UF C239 NC C240 0.1UF R286 100K VCC_12V R290 10K R281 51K + - ST LM358 IC205 LM358 3 2 1 4 8 5 6 7 R269 1K R267 R268 R285 C241 2.2UF Q222 SST3904 Q219 A 点

开始时，Q222没有导通，5V电压通过R267加在IC205的第二脚（反向端） 上，IC205即LM358的①②③引脚与C238、R267组成了积分器，③脚电压为 5V电压经R268与R285分压决定为2.5V。依据虚短、虚断原理，②脚电压也 应为2.5V，则积分器反向积分.LM358的⑤⑥⑦引脚控制积分方向。A点电压 由5V电压经R271、R287分压后得到，其值为2.5V，通过R281加到比较器的 ⑤脚（正向端），那么积分器的积分输出端加到比较器的反向比较端。当积 分值低于比较器直流门限电平时，⑤脚比较输出高电平，通过R290加到Q222 基极使其导通，②脚电位下降，积分器正向积分。当积分器⑥脚输出电压高 于门限电压时，⑦脚输出低电平，三极管截止。比较器②脚电位升高，积分 器又反向积分开始下一个周期。

那么Q221导通Q224接着导通，把B点电位拉高从而拉高C点的电位使得⒀脚与⑨脚的电位 保护部分 如下图： - + IC206D LM324/SO_15 12 13 14 4 11 C242 0.1UF R283 2M IC206C 10 9 8 C243 1UF R274 18K ADJ R289 100K R275 R288 1M R280 Q221 DTC144WK 2 1 3 R2101 1K IC206A 12V D228 1N4148 如果电源电压不稳，IC206同向输入端③脚电压上升，大于反向输入端②脚基准电压， 那么Q221导通Q224接着导通，把B点电位拉高从而拉高C点的电位使得⒀脚与⑨脚的电位 升高，与三角波进行比较时并无输出，以防止光过调，灯管电流过大。

把左右两路波形相同但相位相反的矩形波分别加在左右两反馈端，那么两反馈端电压会增加从而达到了调光的目的。 方波发生器部分 如下图所示： ①脚的输出波形分为两路，第一路通过C240加到R278、R273与IC206 B ④⑤⑥引脚组成反相电压跟随器后，送到IC206 C（LM324）的⑩脚，最后与直流电平比较而产生矩形波，通过Q223 射极跟随后从 Burst_L 输出。而另一路直接送入IC206 D的12脚与直流电平VDim 比较后产生矩形波，通过Q220射极跟随后从Burst_R输出. 把左右两路波形相同但相位相反的矩形波分别加在左右两反馈端，那么两反馈端电压会增加从而达到了调光的目的。

2．DC-AC部分 启动过程 当主板给INVERTER ON/OFF 脚发出一个高电平时，Q204饱和导通，拉低 Q203的基极，此时Q203导通，Vcc一路通过R211加在IC201（LM339M）的 第11脚，即为内部第四比较器的正向输入端，为比较器提供直流电平。另一路 通过R219加在第四比较器的反向输入端（10脚），还有一路通过R217使比较 器输出一个高电平。输出的高电平加到以Q209为共射级放大电路输入端，共 射极输出直接加在由Q206所组成的共基极输入端，共基极好处是补偿由共射 电路所带来的米勒效应，拓宽放大频带。（实测这里的开关频率为110KHz左 右），此时共基极输出为低，PMOSFET导通L201上的电流线性增加，电流通 过R201，Q202加到ROYER回路上使其工作。当L202的电流增加到一定的时 候，D202截止，比较器输出一个低电平，使PMOSFET截止。由D204续流，ROYER回路由电感上的能量供给。此时电感电流线性下降。当下降到一定程度时，D202导通把IC201 的10脚拉低。从而第13脚输出高电平使PMOSFET再次打开，下一周期开始。

保护回路①由D203，R210，D202构成，如下图所示： 保护过程 保护回路①由D203，R210，D202构成，如下图所示： R204 1K MOF-DIP(1W) Q209 SST3904 R213 3.9K D205 NC Q205 KTD1691(DIP&SMD) 1 2 3 C206 0.22UF/250V R201 4.7K D203 1N4148 L201 150UH(60-52) Q208 PT201 80VL17T-13-YS 5 4 6 7 9 R202 Q202 Q207 RK7002 D206 Q206 C211 1UF Q201 SI4431 OR AO4411 8 R210 1M D204 SMAL240 OR SR24 如果开关管开启时电压过高，此时把D203击穿，则Q207导通，使Q202的基极 电位下降，Q202截止，ROYER 回路不工作，从而保护了灯管。

保护回路②是由两片LM339M所构成，如下图所示： IC203, IC204（LM339）脚4，6，8分别监控3路灯管电流，11脚监控3路 灯管总电流，正常工作时，根据比较器原理，脚4，6，8应该比相应的基准电压高，而11脚的电压应该比基准电压低。以起到对每个灯管的控制以及对整体电流的控制。若有一路反馈电压反常，八个电压比较器的输出将为高电平， Q225导通，拉低IC206的②脚电压，启动调光保护回路。同时Q218也导通，关断Q217，使IC201⑦⑨脚电压不受保护作用的影响。

调光过程 三个灯管的反馈电流经过由D208、R225、C217、R221、R224、C216、R222、R220、R223、R227组成的反馈网络，得到的反馈电压同另一路取自L201并经过另一反馈网路的反馈电压会合后加在IC201的⑧脚，也就是第三比较器的反向端。与第⑨脚的基准电压比较后输出，同时和调光回路的低频电压合并，最后正馈给后极,调光的低频电压同时也加在IC201的第十一脚即第四比较器的正向端，以改变其基准电压来细微调节PWM的占空比，从而达到调光的目的。 调光方框图 A C 源 90—264V AC-DC 12V 变换 LM 339 ROYER 回路 灯管 反馈 12V TO 5V DC-DC 变换 BURST-MODE调光 主板

（第一节、自激型推挽式直流变换器工作原理） 第二讲、INVERTER的工作原理 （第一节、自激型推挽式直流变换器工作原理） 阴极冷光灯的特性 冷阴极灯管（cold cathode fluorescent lamp）CCFL代表的是一个高非线性负载。一开始当冷光灯是冷却的时候（在一段没有运转的时间内），启动冷光灯的电压是一般的三倍。冷光灯在图一中的特征是，启动电压为1600伏特，一般运作的平均电压是300伏特。请注意，冷光灯在一开始时是正电阻，然后转换为低阻。这些特性表示它具有高输出阻抗(电流源)，能抑制负的负载电阻效应，且在启动冷光灯时可以限制电流。因为直流变换器转换器有一个低输出阻抗，所以必须加入一个额外的「无损失（loseless）」串联阻抗，例如：一个耦合电容。在图一中，对CCFL的等效电路做分析。VFL是冷光灯在一般操作下的平均电压。冷光灯的阻抗（RFL）是一个复函数，但在固定电压时，可被视为一个固定的负电阻。杂散电容和互连电容结合在一起成为CFL。 自激型推挽式（push-pull）直流变换器工作原理 自激型推挽式直流变换器是利用开关晶体管和变压器铁芯的磁通量饱和来进行自激振荡，从而实现开关管“开／关”转换的直流变换器，它是由美国人罗耶 （G．H．Royer）在1955年首先发明和设计的，故又称“罗耶变换器”。这种变换器的电路结构简单，使用时铁芯饱和，不仅铁芯损耗大，而且晶体管在截止前出现较大IC峰值电流，开关管损耗大。适用于几十W输出功率的电源，目前我们采用Royer电路的转化效率大约为75％～85％。 图一：CCFL的等效电路

自激型推挽式直流变换器的电路原理 图2所示。 如图2所示：当电压V1加到输入端时，由R224、R226组成的分压电路会产生两个电压并加到两个开关晶体管的基极上，由于电路不可能完全对称，所以总会使一个开关管导通。假定Q209先导通，其集电极电流iC1流过变压器的初级线圈（3.4~5）将使变压器铁芯磁化，在其他线圈中产生感应电动势。 V1 图2所示。 由于6端是Q210的基极线圈，故此感应电动势将使晶体管Q210的基极处于负电位，从而使Q210一直处于截止状态，而1端的感应电动势则使V209的集电极电流进一步增加，并使V1很快达到饱和导通状态，由于此时全部输入电压V1都加到初级线圈（3.4~5）两端，因此（3.4~5）中的电流及由此电流产生的磁通也线性增加。当铁芯中的磁通达到或接近磁饱和值＋Φs时，Q209的集电极电流会急剧增大而形成一个尖峰，而此时磁通量的变化率则为零，因而（3.4~5）两端的感应电动势也接近于零，由此将使开关管Q209的基极电流减少，集电极电流下降，整个线圈中产生反向电动势，从而使线圈中的磁通脱离饱和，并促使晶体管Q209很快截止，Q210进入导通。 而当全部输入电压V1加到线圈的另一半（3.4~2）两端时，线圈中的磁通将迅速下降并很快达到反向饱和值—Φs，从而产生另一次崩溃过程。这个过程周而复始，使得Q209、Q210交替导通，这样在两个晶体管的集电极产生相差180度的方波，通过这样的一个周期性变化，变压器的（2-5）端便迭加一个正弦波电压，升压后从（7~9）输出。冷阴极灯管亮前一瞬间，高电压全部加在灯管的两端，因此时的灯管阻抗无穷大。此时的电压通常设定在1000V左右，以满足灯管的起动条件。因此，灯管点亮后，阻抗降至数10K.因灯管两端的电压由高压电容C233和灯管阻抗分压而定。 电路中的C213电容主要是吸收晶体管在开关时产生的尖峰脉冲，保护的晶体管。

降压转换器单元 在推挽单元（stage），电流是透过一个切换式降压转换器（buck regulator）Q3提供。在图3中，显示了降压输出单元和输出电压波形。输出电压是一个直流脉动的半波。降压输出电流是和冷光灯的电流相关，且输入和输出的功率相同。 电感L1是作为提供充足的驱动电流而用 D1作为续流二极管提供了L1在放电时推挽单元所需的电流及嵌位作用。 图3 降压转换器单元

第四讲 维修流程 5V输出部分故障分析 1.无输出 1）请检查输入12V， 有无问题。 2）开关管有无问题。 3）输出电压设定电阻有无问题。 4) IC及周边回路有无问题。 2．电压不稳 1）请检查输入12V，是否不稳。 2）是否是过流保护门限过低，而引起电压不稳。检查Radj

12V输出检测流程 无输出 请检查电源连接线，看是否接好。 看桥式整流输出是否为300V，若没有请检测整流回路。 检查IC供电脚有无正常电压。 检查功率开关管是否损坏 检查保护回路有无工作。若有请检查ZD901，Q092，Q903，D903 是否损坏。 检查次极整流滤波回路。 电压不稳 看桥式整流输出是否为300V，若不稳请检测滤波回路。 检查二次供电回路，是否造成IC供电不良（滤波电容，二极管）

INVERTER 部分故障检测流程 1、无画分析 Inverter供电不正常 ON/OFF回路故障 DC-DC回路故障 PWM IC或周边回路元件损坏 Royer回路故障 *分析的流程 第一步：检测Inverter的供电及控制电压是否正常 第二步：排除ON/OFF回路故障（IC是否有供电电压） 第三步：排除Royer回路故障（ROYER回路上直接加一DC电压） 第四步：检测反馈回路是否正常（把过流保护，过压保护等保护去掉） 第五步：检测PWM IC 及周边元件 2、Inverter保护 灯管及灯管的连接部分 12V供电电源过低 调光及反馈回路故障 *分析流程 第一步：检测灯管的部分（连接头未接到位、灯管线被压、灯管自身损坏） 灯管自身损坏的检测方法：将保护回路去除 第二步：检测12V供电电源是否低于10.8V 第三步：检测调光及反馈回路的元件是否正常 3、异音 工作频率与变压器的固有频率共振 IC工作频率不稳定 反馈回路故障 第一步：测试输出高压是否正常（稳定，是，则是变压器共振） 第二步：假如不稳定 1、排除Royer回路故障（直接加一DC电压，输出是否不稳定） 2、检测IC的输出频率（110Hz左右） 频率如果不在110Hz附近，请检查正馈，反馈网络