第4章 集成运算放大电路 4.1 电流源电路 4.2 功率放大电路 4.3 集成运算放大电路.

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1 第4章 集成运算放大电路 4.1 电流源电路 4.2 功率放大电路 4.3 集成运算放大电路

2 4.1 电 流 源 电 路 4.1.1 基本电流源电路 1. 镜像电流源（Current Mirror）
基本电流源电路 1. 镜像电流源（Current Mirror） 由三极管组成的镜像电流源如图4-1（a）所示。图中V1管和V2管的参数完全相同，两管基-射之间的电压相等，UBE1=UBE2，故IB1=IB2=IB, IC1=IC2=IC。 在图4-1（a）中，电源UCC通过电阻R和V1管产生一个基准电流IREF，

3 将V2管集电极电流IC2作为输出电流Io，则
（4-1） 当满足条件β>>2时，上式简化为

4 (a) 三极管构成的镜像电流源；(b) 增强型MOS管构成的镜像电流源
图 4-1 镜像电流源 (a) 三极管构成的镜像电流源；(b) 增强型MOS管构成的镜像电流源

5 2. 改进型的镜像电流源 由式（4-1）可见，当三极管的电流放大系数β较小时， 基极电流就不能忽略，这样Io≠IREF，因此为了减小因β小而造成的误差，在镜像电流源V1管的集电极与基极之间加一个缓冲管V3，利用V3管的电流放大作用减小IB对IREF的分流作用，从而提高输出电流Io的精度。改进后的电路如图3-17所示，图中V1、 V2、V3管特性完全相同。

6 图 4-2 改进型镜像电流源

7 已知，β1=β2=β3=β, IB1=IB2=IB，UBE1=UBE2，因此输出电流
整理后得 若β=10，代入上式可得Io≈0.982IREF，说明即使β很小，输出电流Io也与基准电流IREF保持良好的镜像关系，即Io≈IREF。

8 3. 比例电流源 图 4-3 比例电流源

9 UBE1+IE1R1=UBE2+IE2R2 UBE1-UBE2+IE1R1=IE2R2 IE1R1≈IE2R2 IREFR1≈IoR2
由图可得 UBE1+IE1R1=UBE2+IE2R2 UBE1-UBE2+IE1R1=IE2R2 当UBE1-UBE2<<IE1R1，则 IE1R1≈IE2R2 若忽略两管的基极电流，可得 IREFR1≈IoR2 于是 由于V1、V2管的UBE同方向变化，因此比例电流源还具有较高的温度稳定性。

10 4. 微电流源 在集成运算放大电路中，为了提高电路的输入电阻，减小输入电流， 常常使第一级管子工作在小电流情况， 这就要求微安级的电流源。 在镜像电流源的基础上， 在V -2管的发射极接入电阻R2，就构成了微电流源，如图4-4所示。  微电流源电路是利用UBE1与UBE2的微小差值来控制电流Io的。 由图4-4可得

11 由于UBE1-UBE2差值很小，因此用不大的R2，就可获得微弱的电流Io，故称微电流源。 
根据PN结电压与电流的近似关系 则

12 设IS1≈IS2, 可得 (3-39) 式（3-39）说明，当IC1和IC2已知时，可求出R2。

13 图 3-19 微电流源

14 5. 威尔逊电流源 威尔逊电流源如图3-20所示, 图中V1、V2、V3管特性完全相同。电路中V3管的作用与稳定静态工作点电路中的射极电阻Re相同，使IC２高度稳定。这种电流源的输出电流基本上等于参考电流，对β值不是很敏感。 由图3-20可得

15 图 3-20 威尔逊电流源

16 多路电流源电路 具有多路输出的电流源如图3-21所示，V1管称为偏置管， 它同时给V2、V3、V4管提供偏置电流。V0为缓冲管，它提高了基准电流IREF的精度。 由图3-21可得

17 图 多路电流源

18 由于各管的b-e间电压UBE数值近似相等，所以

19 【例3-3】图3-22所示电路为串级电流源，已知UBE=0.6 V， 试求输出电流Io。 
解 由图3-22可得

20

21 以电流源为有源负载的放大电路 利用镜像电流源作为有源负载可以使单端输出的差分放大电路的差模电压放大倍数提高到接近于双端输出的情况，其电路如图3-23所示。图中V1、V2管组成射耦对；V3、V4管组成镜像电流源作为有源负载。显然，镜像电流源的参考电流为IC1， 输出电流为IC4，而且IC4≈IC1。 静态时，V1管和V2管的发射极电流IE1=IE2=I/2， IC1=IC2≈I/2，若β>>2，由镜像电流源得IC4≈IC1=I/2，所以输出电流io=IC4-IC2=0。 

22 图 3-23 有源负载的差分放大电路

23 动态时，加入差模信号uid，根据差分放大电路的特点， V1管的集电极电流在静态电流IC1的基础上增加了ΔiC1，V2管的集电极电流在静态电流IC2的基础上减小了ΔiC2，ΔiC1=-ΔiC2。 由于iC4和iC1是镜像关系，ΔiC4=ΔiC1，因此Δio=ΔiC4-ΔiC2=ΔiC1-(-ΔiC1)=2ΔiC1。 可见这个电流值是单端输出电流的两倍， 即等于差分放大电路双端输出时的电流值。因此，用电流源作为差分放大电路的有源负载，可将双端输出信号“无损失”地转换成单端输出信号。

24 若电路接有负载RL，且考虑V2、V4管的输出电阻rce2、rce4， 则电压放大倍数为
若RL<<(rce1∥rce2)， 则

25 3.4 功率放大电路 Pom=UoIo 3.4.1 功率放大电路概述 1. 功率放大电路的特点
3.4 功率放大电路 3.4.1 功率放大电路概述 1. 功率放大电路的特点 功率放大电路（Power Amplifier）主要有以下三个特点：  1） 根据负载要求，提供尽可能大的输出功率功率放大电路提供给负载的信号功率称为输出功率。当输入正弦信号时， 在输出波形不超过规定的非线性失真范围的情况下，放大电路最大输出电压和最大输出电流有效值的乘积称为最大输出功率Pom，即 Pom=UoIo

26 2） 具有较高的效率 从前面的分析可知，所有的放大电路实质上都是能量变换器。负载上所得到的信号功率实际上是由直流电源通过放大器件转换而来的。当供给功率放大电路的直流电源功率一定时，为了向负载提供尽可能大的功率，就必须减小损耗，因此提高功率放大电路的能量转换效率是一个重要问题。  功率放大电路的转换效率是最大输出功率与电源所提供的功率之比，用η表示，即  式中, PV为直流电源所提供的功率。

27 3） 尽量减小非线性失真 在功率放大电路中，为了使输出功率尽可能大，三极管一般都工作在极限状态，瞬时工作点将运动到接近于管子的饱和区和截止区， 输出信号不可避免地会有非线性失真，而且输出功率越大，非线性失真越严重。因此必须注意功放管的正确选择， 要保证管子的最大耗散功率PCM、最大集电极电流ICM、最大管压降U(BR)CEO不超过限定范围，使管子工作在安全工作区。 由于功率放大电路中的三极管通常都工作在大信号状态， 因此在进行分析时，一般不采用小信号等效电路法，而是采用图解法进行功放电路的静态和动态分析。

28 2. 功率放大电路提高效率的主要途径 功率放大电路的形式很多，按放大电路不同的工作状态， 可分为甲类放大、 乙类放大、甲乙类放大。  在前面所讨论的电压放大电路中，输入信号在整个周期内都有电流流过放大器件，这种工作方式称为甲类放大， 其工作状态如图3-24（a）所示，由图可见iC≥0。 在甲类放大电路中，直流电源所提供的功率在没有信号输入时， 全部消耗在管子和电阻上；当有信号输入时，一部分转化为有用的输出功率，另一部分消耗在器件上。可以证明, 即使在理想情况下，甲类放大电路的效率最高也只能达到50%。

29 怎样才能使电源所提供的功率尽可能多地转化为有用的信号输出功率呢？要想提高放大电路的效率，只有减小损耗。从甲类放大电路可知，静态电流是造成管耗的主要因素。如果把静态工作点向下移动，使信号等于零时，电源的输出功率也等于零（或很小）， 信号增大时电源供给的功率也随之增大， 这样电源所提供的功率和管耗都会随着输出功率的大小而变化。 利用图3-24（b）和（c）所示工作情况，可以实现上述设想。 在图3-24（b）中，有半个周期以上iC>0，称为甲乙类放大；图3-24（c）中，一个周期内只有半个周期iC>0，称为乙类放大。

30 甲乙类和乙类放大虽然减小了静态功耗，提高了效率， 但是由于工作点偏下，会出现严重的波形失真，因此，既要保持静态时管耗小，又要使波形不产生严重失真， 就必须改进电路结构。

31 (a) 甲类放大； (b) 甲乙类放大； (c) 乙类放大
图 3-24 Q点下移对工作状态的影响 (a) 甲类放大； (b) 甲乙类放大； (c) 乙类放大

32 (a) 甲类放大； (b) 甲乙类放大； (c) 乙类放大
图 3-24 Q点下移对工作状态的影响 (a) 甲类放大； (b) 甲乙类放大； (c) 乙类放大

33 (a) 甲类放大； (b) 甲乙类放大； (c) 乙类放大
图 3-24 Q点下移对工作状态的影响 (a) 甲类放大； (b) 甲乙类放大； (c) 乙类放大

34 1） 变压器耦合功率放大电路 图 3-25 变压器耦合乙类推挽功率放大电路

35 图中Tr1为输入变压器，Tr2为输出变压器，三极管V1、V2特性完全相同，且接成对称射极输出器形式。当输入电压ui为零时，由于V1、V2管的发射极电压为零，均处于截止状态， 因此电源所提供的功率为零，负载上的电压也为零，两只管子的管压降均为UCC。当输入电压ui为正半周时，V1管导通，V2管截止，电流iC1如图中实线所示；当输入电压ui为负半周时， V1管截止，V2管导通，电流iC2如图中虚线所示。这种V1和V2管在电路中轮流导通的方式称为“推挽”工作方式。虽然两个三极管的集电极电流iC1和iC2均只有半个正弦波，但是经变压器耦合后，负载RL上的电流iL和输出电压uo的波形是整个正弦波。

36 图 3-26 OTL电路

37 2） 无输出变压器的功率放大电路 变压器耦合的功率放大电路优点是可以实现阻抗变换，但是其体积庞大、 笨重， 消耗有色金属，高频和低频特性差， 因此目前广泛应用的是无输出变压器的功率放大电路（Output TransfomerLess），简称OTL电路， 如图3-26所示。OTL电路用一个大电容取代了变压器，采用特性对称、类型不同的两个三极管V1和V2，其中一个为NPN型，另一个为PNP型。

38 静态时，前级电路应使基极电压为UCC/2，所以两管的发射极电压也为UCC/2，则电容上的电压也等于UCC/2，极性如图3-26所示。 设电容容量足够大，对交流信号视为短路，三极管b-e间的开启电压忽略不计。在ui的正半周，V1管导通，V2管截止，电流iC1从UCC流出，经V1管和电容C后流过负载RL到公共端，方向如图中实线所示。由于V1管和负载RL组成的电路为射极输出形式， 故输出电压uo≈ui；在ui的负半周，V1管截止，V2管导通，电流iC2由电容C的正极流出，经V2管和负载RL回到电容C的负极， 方向如图中虚线所示。V2管也以射极输出形式将负半周信号传送给RL，即uo≈ui。这样负载RL上得到一个完整的信号波形。

39 通常情况下功率放大电路的负载电流很大，电容容量常选为几千微法，且是电解电容。 由于大容量的电容不适于集成电路， 所以通常采用无输出电容的功率放大电路（Output CapacitorLess），简称OCL电路。下面以OCL电路为例， 介绍功率放大电路的最大输出功率、效率及管耗的分析与计算。

40 3.4.2 互补功率放大电路 1. OCL电路的组成及工作原理 基本OCL电路如图3-27所示。电路采用绝对值相等的双电源供电，V1管和V2管特性对称，且一个为NPN型，一个为PNP型。两管发射极连接在一起作为输出端，基极连在一起作为输入端，所以两管都是共集电极接法， 故又称互补射极输出器。

41 图 3-27 OCL电路 (a) 电路图； (b) 波形图

42 当输入信号ui=0时，电路处于静态，两管都不导通，静态电流为零，电源不消耗功率。在输入信号的正半周，即ui>0时， V1管导通，V2管截止，正电源供电，电流iC1经V1管流过负载RL，方向如图3-27（a）中实线所示，输出电压uo≈ui；在输入信号的负半周，即ui<0时，V1管截止，V2管导通，负电源供电， 电流iC2流过负载RL，方向如图3-27（a）中虚线所示，输出电压uo≈ui。这样在输入信号的一个周期内，V1、V2管交替工作， 管子工作在乙类放大状态，互相补充对方所缺少的半个周期， 从而使负载RＬ上得到一个完整的信号波形。

43 2. 输出功率、效率和管耗的计算 由于输出波形是两管共同作用的结果，为了便于分析，将V#-2管的输出特性曲线倒置在V1管的右下方，并令两者在Q点， 即uCE=UCC处重合，就得到了如图3-28所示的两管组合后的特性曲线。交流负载线为过Q点且斜率为-1/RL的直线，根据输入的正弦信号，Q点在交流负载线上移动，信号为正半周时，V1管导通， 可得到其集电极电流iC1和集-射之间的电压uCE1的半波波形；信号为负半周时，V2管导通，得到iC2和uCE2的半波波形，这样在负载RL上是完整的正弦电流、电压波形。显然,允许的iC的最大变化范围为2Icm，uCE的最大变化范围为2(UCC-UCES)=2Ucem。

44 图 3-28 用图解法分析OCL电路

45 1） 最大输出功率Pom 由图3-28可得最大输出功率为 在理想情况下UCES≈0， 所以

46 iC=Icmsinωt 2） 直流电源提供的功率PV 由于每个直流电源只提供半个周期的电流
因此，两个直流电源所提供的总功率等于其电源电压与平均电流的乘积，即

47 3） 效率η 理想情况下，忽略UCES， 则

48 4） 集电极管耗PT 集电极管耗是指每个三极管集电极上所损耗的功率， 用PT表示。通常情况下，功率放大电路中的损耗主要是三极管的集电极管耗。 由于上述电源所提供的功率和负载上获得的功率是对两个三极管而言的， 因此每个三极管的集电极管耗为 （3-51）

49 对式（3-51）进行求导，令dPT/dUcem=0，得Ucem= UCC时，三极管的管耗为最大，即

50 5） 功放三极管的选择 从前面的分析可知，在OCL电路中，每只功放管的最大管耗为PTmax≈0.2Pom，它的集-射之间最大压降为2UCC，它的最大集电极电流为UCC/RL，因此在选择功放管时应满足下列条件： 每只功放管最大允许管耗PCM≥0.2Ｐomax； 每只功放管集、 射之间反向击穿电压U(BR)CEO≥2UCC；每只功放管最大允许集电极电流ICM>UCC/RL。

51 3. 交越失真及其消除 在图3-27所示的OCL电路中，若考虑三极管b-e间的导通电压Uon，则当输入电压的数值|ui|≤Uon时，V1、V2管均处于截止状态，iC1和iC2同时为零，输出电压uo也为零。只有|ui|>Uon时， V1或V2管才导通，使输出电压uo等于输入电压ui。因此在这种情况下，得到的波形是失真波形，如图3-29所示。由于这种失真发生在两管交替瞬间， 故称为交越失真。

52 图 3-29 交越失真的波形

53 为了消除交越失真，应设置合适的静态工作点，使两只三极管均工作在临界导通或微导通状态，通常采用如图3-30所示电路。图中R1、R2、VD1、VD2、R3组成偏压电路，利用R2、VD1、 VD2上的电压降给V1、V2管的发射极提供一个小的正向偏压， 这样在ui=0时，两个管子已处于微导通状态，每个管子的基极各自存在一个较小的基极电流iB1和iB2，同样，在两管的集电极也存在着较小的集电极电流iC1和iC2，但是静态时，iL=iC1-iC2=0， 所以输出电压uo为零。

54 图 3-30 消除交越失真的OCL电路

55 当所接信号按正弦规律变化时，由于二极管VD1、VD2的动态电阻很小，而且Ｒ2的阻值也很小，因此可忽略VD1、VD2管及电阻R２上的交流压降，认为uB1≈uB2≈ui。当ui>0时，随着ui的增大，V1管的电流逐渐增大，同时ui增大到一定值时，V2管截止，负载RL上得到正方向的电流；当ui<0时，随着ui的减小， V2管的电流逐渐增大，当ui减小到一定值时，V1管截止，负载RL上得到负方向的电流。这样，即使|ui|很小，也总能保证至少有一只三极管导通，因而消除了交越失真。 通过上述分析可知， 两管的导通时间都比输入信号的半个周期长，因此V1、V2管工作在甲乙类状态。

56 【例3-4】功率放大电路如图3-31所示，设功率管β1=β2=15, 电源电压UCC=16 V, 负载RL=4 Ω，三极管饱和压降UCES=0 V，试求电路最大不失真输出功率、 满功率输出时的管耗及最大管耗、功放电路的效率和输入信号的功率。  解 在图3-31中，V1为PNP管，V2为NPN管，R2、VD1、VD2上产生的压降之和应略大于V1、V2两管的导通电压之和，从而使V1、V2管有一个小的静态电流，并可由R2来调节静态电流的大小。

57 图 3-31 例3-4电路图

58 电路的最大输出电流峰值为 最大输出功率为 电源供给的直流功率为

59 输出功率最大（满功率输出）时的管耗 最大管耗 PTmax=0.2Pom=0.2×32=6.4 W

60 输入信号电流和电压峰值分别为 所以， 输入信号的功率应为

61 4. 采用复合管的OCL电路 图 3-32 采用复合管的OCL电路

62 复合管又称为达林顿管，它可由两个或两个以上的三极管复合，也可由场效应管和三极管复合。 构成复合管的原则是: ① 复合后的管子类型应和第一个管子的类型相同; ② 若把两只管子或多只管子正确连接成复合管，必须保证每只管子各电极的电流都能顺着各个管子的正常工作方向流动，否则将是错误的; ③ 复合管外加电压的极性应保证复合中的管子都工作在放大区。

63 图 3-33 复合后的等效互补管

64 从图3-33（a）可见， 复合后管子的电流放大系数为
（3-54） 式（3-54）表明， 复合管的电流放大系数约等于两只管子电流放大系数的乘积。

65 图 3-34 常用复合管结构

66 集成功率放大电路 图 3-35 LM380集成功率放大电路的内部电路原理图

67 图3-35中，V1~V6管为输入级，其中，V1和V3、V2和V4分别构成复合管，组成差分放大电路，V5、V6组成镜像电流源作为V3、V4的有源负载，R3为发射极反馈电阻；信号从V1和V2管的基极输入，从V4的集电极输出，这是双端输入单端输出的差分放大电路。  V12构成的共射放大电路作为中间级；V10、V11接成镜像电流源作为V12管的有源负载，以提高放大倍数。  V7~V9为互补推挽的功率输出级。V8、V9复合成PNP管与V#-7管构成互补推挽形式。二极管VD1、VD2用于消除交越失真。

68 在深度负反馈条件下，LM380的电压放大倍数能够达到50倍，其外接电路如图3-36 所示。它的电源电压工作范围为12~22 V。当UCC=22 V，RL=8 Ω时，最大输出信号电压幅值为10 V，相应的输出信号功率Po=6.25 W，利用电位器RW，可以调节扬声器的音量。

69 图 3-36 LM380外接电路

70 3.5 集成运算放大电路 在半导体制造工艺的基础上，将整个电路中的元器件制作在一块硅基片上，构成特定功能的电子电路称为集成电路（Integrated Circuit）。由于它具有体积小、 稳定性高等一系列优点而得到广泛的应用。集成运算放大电路也可称为集成运算放大器（Integrated Operational Amplifier），简称集成运放， 它主要用于模拟信号的各种运算电路，例如求和、求差、积分、微分等等。

71 3.5.1 集成运放的结构特点 1. 集成运放的组成 图 3-37 集成运放的基本组成部分

72 输入级通常要求有尽可能低的零点漂移，较高的共模抑制能力，输入阻抗高及偏置电流小，因此一般采用差分放大电路。
中间级主要承担电压放大的任务，多采用共射或共源放大电路。 为了提高电压放大倍数， 经常采用复合管做放大管， 用恒流源做有源负载。  输出级要求具有一定的带负载能力（即输出电阻小）和一定的输出电压及电流动态范围。因此输出级多采用射极输出器、 互补对称电路。  偏置电路用于设置集成运放各级放大电路的静态工作点。 一般采用镜像电流源，以及由其演变而成的微电流源、多路输出电流源等。

73 2. 集成运放的符号 集成运放的电路符号如图3-38所示。因为其输入级通常采用差分放大电路，所以有两个输入端。图中标记“-”的端子， 称为反相输入端，它与地之间的电压称为反相输入电压，用u-表示；标记“+”的端子称为同相输入端，它与地之间的电压称为同相电压，用u+表示。集成运放有一个输出端。这里的“反相”是指输出电压与输入电压相位相反， “同相” 是指输出电压与输入电压相位相同。

74 图 3-38 集成运放的符号

75 集成运放的主要性能指标  (1) 开环差模增益Aod：集成运放在无外加反馈条件时的差模电压放大倍数，记作Aod=Δuo/Δ(u+-u-），若用分贝（dB）表示， 其分贝数为20 lg|Aod|。  (2) 差模输入电阻rid：输入差模信号时，集成运放的输入电阻。 (3) 共模抑制比KCMR：与差分放大电路中的定义相同，是差模电压增益Aud与共模电压增益Auc之比。用分贝表示，其数值为20 lgKCMR。

76 (4) 输入失调电压Uio：输入电压为零时，为了使集成运放的输出电压也为零，在输入端所加的补偿电压。Uio是表征运放内部电路对称性的指标，其值一般在1~10 mV。 
(5) 输入失调电压温漂dＵio/dT：指在规定工作温度范围内Uio的温度系数。它是衡量电路温漂的重要指标。  (6) 输入失调电流Iio：集成运放输入级不可能完全对称，因此IB1≠IB2。当输出电压为零时，两个输入端的静态电流之差， 称为输入失调电流，即Iio=|IB1-IB2|。

77 (7) 输入失调电流的温漂dIio/dT：指在规定工作范围内Iio的温度系数。 
(8) 输入偏置电流Iib：集成运放输入电压为零时，两个输入端的静态输入电流的平均值，即Iib=(IB1+IB2)/2。Iib越小，信号源内阻对集成运放静态工作点的影响越小。  (9) 最大差模输入电压Uidmax：当集成运放所加差模电压大到一定程度时，输入级至少有一个PN结承受反向电压，Uidmax是不至于使PN结反向击穿所允许的最大差模输入电压。当输入电压大于此值时，差放一侧管子的PN结可能出现反向击穿。

78 (10) 最大共模输入电压Uicmax：它是保证运放正常工作的情况下允许输入的最大共模信号。当共模输入电压高于此值时， 差模信号便不能被放大。 
(11) -3 dB带宽fH和单位增益带宽fc：fH是使Aod下降3dB时的信号频率。fc是使Aod下降到零分贝时的信号频率。 (12) 转换速率SR：SR=|duo/dt|max， 它表示集成运放对信号变化速度的适应能力，是衡量运放在大幅值信号作用时工作速度的参数，单位为V/μs。在实际工作中，输入信号的变化律一定不要大于集成运放的SR。信号幅值越大、频率越高，要求集成运放的SR就越大。

79 典型集成运放电路介绍 图 F007电路原理图

80 1. 输入级 在输入级中，V1、V3和V2、V4组成共集-共基差分放大电路， V5~V7和电阻R1~R3构成改进型电流源电路，作为差放的有源负载， 这种组合电路不但具有高的输入输出电阻，还具有较大的电压增益和电流增益。  输入信号从V1、V2管的基极加入，从V4、V6管的集电极输出，所以输入级是双端输入、单端输出的差分放大电路，同时由于恒流源作为差放的有源负载，其单端输出电流为V4、V6管的集电极电流之和，因此虽然是单端输出，但是其电压放大倍数与双端输出的电压放大倍数相同。换句话说，有源负载使双端输出变为单端输出。

81 若电路中有共模信号输入，V3管和V4管的集电极电流相等(忽略V7管的基极电流)，V3管和V5管的集电极电流相等，又由于R1=R3，因此V6管的集电极电流和V5管的集电极电流相等， 如此推来，V6管和V4管的集电极电流相等，而V16管的基极电流为V4管和V6管的集电极电流之差，所以V16管的基极电流近似为零，可见共模信号输出为零，电路具有较高的抑制共模信号的能力。

82 2. 偏置电路 偏置电路由V8~V13、电阻R4和R5组成。其中V10、V11、 V12和R4、R5构成主偏置电路，该电路中R5上的电流是F007偏置电路的基准电流，由图可知 所以, IR5基本恒定。  主偏置电路中V10、V11和R4构成微电流源，V10的输出电流通过由V8、V9管组成的镜像电流源为输入差放提供偏置电流； V12和V13构成的镜像电流源为中间级和输出级提供静态偏置。

83 3. 中间级 中间级是由V16、V17复合管组成放大管，以V12、V13组成镜像电流源作为集电极负载的共射放大电路。由于该共射放大电路具有较高的电压放大倍数和输入电阻，因此在V16的基极和V13的集电极之间跨接了一个消振补偿电容，以保证电路稳定工作。

84 4. 输出级 输出级是准互补对称电路。V18和V19复合而成的PNP管与V14 NPN管构成互补形式； R9、R10以及二极管VD1、VD2组成过流保护电路；三极管V15和电阻Ｒ7、R8的作用是为功率管提供静态基极电流，使输出级电路工作在甲乙类状态，以减小交越失真。

85 理想运算放大器 1. 理想运放的技术指标 在分析集成运放的各种应用电路时，常常将集成运放看成是理想运算放大器。所谓理想运放, 就是将集成运放的各项技术指标理想化， 其理想条件是： 开环差模增益Aod=∞； 差模输入电阻rid=∞；输出电阻ro=0；共模抑制比KCMR=∞；-3 dB带宽fH=∞；输入失调电压Uio、输入失调电流Iio以及它们的温漂dUio/dT、dIio/dT为零； 输入偏置电流IiB为零，等等。

86 利用理想集成运放的特性来分析实际集成运放组成的各种电路，不但方法简单，而且所得结果与考虑实际集成运放特性时所得的结果十分相近，因此，今后在分析各种集成运放应用电路时，如无特别说明，均将集成运放作为理想运放考虑。

87 uo=Aod(u+-u-) 2. 理想运放工作在线性区的特点
在集成运放的各种应用中，其工作范围可有两种情况，即工作在线性区或非线性区。当工作在线性区时，集成运放的输出电压与输入电压之间为线性放大关系， 即 uo=Aod(u+-u-) 由于uo为有限值，而理想运放的Aod=∞，因此净输入电压

88 即 u+=u- （3-56） 式（3-56）表示理想运放的同相输入端电压与反相输入端电压相等， 两个输入端如同短路一样， 但是实际上并未真正短路，只是虚假的短路， 故称两个输入端为 “虚短路”。 由于理想运放的差模输入电阻rid=∞，因此两个输入端的输入电流均为零，即在图3-40中, i+=i-=0 （3-57）

89 式（3-57）表示集成运放的两输入端输入电流都为零，如同断路一样，但是又不是真正断路，因此称两个输入端为 “虚断路”。 
“虚短路”和“虚断路”是理想运放工作在线性区的两个重要结论，也是今后分析集成运放线性应用电路的重要依据。

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91 3. 理想运放工作在非线性区的特点 图 3-41 集成运放的电压传输特性

92 当理想运放工作在非线性区时， 也有两个重要特点： 
（1）输出电压uo的值只有两种可能：或者等于运放的正向最大输出电压UoH，或者等于其负向的最大输出电压UoL，如图3-41中实线所示。当u+>u-时，uo=UoH；当u+<u-时，uo=UoL。

93 （2） 理想运放的输入电流等于零。 在非线性区，虽然运放的两个输入端电压不等，即u+≠u-，但由于理想运放的rid=∞， 故净输入电流仍然等于零，即i+=i-=0。 
可见，理想运放工作在非线性区是仍具有“虚断路”的特点， 但是净输入电压不再为零，而是取决于电路的输入电压。  由于集成运放的开环差模电压增益Aod通常很大，如不采取适当的措施，即使在输入端加一个很小的电压，仍可能使集成运放进入非线性区。