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第二章 放大电路分析基础 2.1 放大电路工作原理 2.2 放大电路的直流工作状态 2.3 放大电路的动态分析
第二章 放大电路分析基础 2.1 放大电路工作原理 2.2 放大电路的直流工作状态 2.3 放大电路的动态分析 2.4 静态工作点的稳定及其偏置电路 2.5 多级放大电路 2.6 放大电路的频率特性 2.7 差动放大器
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2.1 放大电路工作原理 放大电路的组成原理 图2-1 共发射极基本放大电路
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(1) 为保证三极管V工作在放大区, 发射结必须正向运用; 集电结必须反向运用。图2-1中Rb, UBB即保证e结正向运用; Rc, UCC保证c结反向运用。
（2）图2-1中Rs为信号源内阻；Us为信号源电压；Ui为放大器输入信号。电容C1为耦合电容, 其作用是: 使交流信号顺利通过加至放大器输入端，同时隔直流, 使信号源与放大器无直流联系。C1一般选用容量大的电解电容, 它是有极性的, 使用时, 它的正极与电路的直流正极相连, 不能接反。 (3) 有信号电压输出至负载。C2的作用与C1相似, 使交流信号能顺利传送至负载, 同时, 使放大器与负载之间无直流联系。
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图2-1要用双电源。图2-2（a）将Rb接至UCC的正极，省掉电
源UBB。图2-2（b）是习惯画法。 图2 – 2 单电源共发射极放大电路
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直流通路和交流通路 由于电路存在电抗元件，故交、直流通路不同。图 电路的直流通路和交流通路可画成如图 2 - 3(a)、(b)所示。 图2 – 3 基本共e极电路的交、直流通路
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放大电路的分析主要包含两个部分: 直流分析, 又称为静态分析, 用于求出电路的直流工作状态, 即基极直流电流IB; 集电极直流电流IC; 集电极与发射极间直流电压UCE。 交流分析, 又称动态分析, 用来求出电压放大倍数、 输入电阻和输出电阻三项性能指标。
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2.2 放大电路的直流工作状态 2.2.1 解析法确定静态工作点 由图2 - 3(a)所示, 首先由基极回路求出静态时基极电流IBQ: 硅管
2.2 放大电路的直流工作状态 解析法确定静态工作点 由图2 - 3(a)所示, 首先由基极回路求出静态时基极电流IBQ: 硅管 锗管
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根据三极管各极电流关系, 可求出静态工作点的集电极电流ICQ：
再根据集电极输出回路 可求出UCEQ
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【例1】 估算图2 - 2放大电路的静态工作点。设UCC=12 V, Rc=3kΩ, Rb=280kΩ, β＝５０。
解 根据公式(2 - 1)、(2 - 3)、 (2 - 4)得
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图解法确定静态工作点 将图2 - 3(a)直流通路改画成图2 - 4(a)。 由图a、 b两端向左看, 其iC~uCE关系由三极管的输出特性曲线确定, 如图2 - 4(b)所示。由图a、 b两端向右看, 其iC～uCE关系由回路的电压方程表示: uCE=UCC-iCRc uCE与iC是线性关系, 只需确定两点即可:
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图2 – 4 静态工作点的图解法
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由上可得出用图解法求Q点的步骤: (1) 在输出特性曲线所在坐标中, 按直流负载线方程 uCE=UCC-iCRc, 作出直流负载线。 (2) 由基极回路求出IBQ。 (3) 找出iB=IBQ这一条输出特性曲线, 与直流负载线的 交点即为Q点。读出Q点坐标的电流、电压值即为所求。
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【例2】如图2 - 5(a)所示电路, 已知Rb=280kΩ, Rc=3kΩ, UCC=12V, 三极管的输出特性曲线如图2 - 5(b)所示, 试用图解法确定静态工作点。
图2 – 5 例 2 电路图
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解 首先写出直流负载方程, 并作出直流负载线:
得M点； 得N点， 连接M、N点，即得直流负载线然后, 由基极输入回路, 计算IB 直流负载线与iB=IBQ=40μA这一条特性曲线的交点, 即为Q点, 从图上查出IBQ=40 μA, ICQ=2mA, UCEQ=6V, 与例1结果一致。
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电路参数对静态工作点的影响 1. Rb对Q点的影响 图2 – 6 电路参数对Q点的影响
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2. Rc对Q点的影响 Rc的变化, 仅改变直流负载线的N点, 即仅改变直流负载线的斜率。 Rc减小, N点上升, 直流负载线变陡, 工作点沿iB=IBQ这一条特性曲线右移。 Rc增大, N点下降, 直流负载线变平坦, 工作点沿iB=IBQ这一条特性曲线向左移。如图2 - 6(b)所示。
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3. UCC对Q点的影响 UCC的变化不仅影响IBQ, 还影响直流负载线, 因此, UCC对Q点的影响较复杂。 UCC上升, IBQ增大, 同时直流负载线M点和N点同时增大, 故直流负载线平行上移, 所以工作点向右上方移动。 UCC下降, IBQ下降, 同时直流负载线平行下移。所以工作点向左下方移动。如图2 - 6(c)所示。 实际调试中, 主要通过改变电阻Rb来改变静态工作点, 而很少通过改变UCC来改变工作点。
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2.3 放大电路的动态分析 图解法分析动态特性 1. 交流负载线的作法 图2 – 7 交流负载线的画法
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交流负载线具有如下两个特点: (1) 交流负载线必通过静态工作点, 因为当输入信号ui的瞬时值为零时, 如忽略电容C1和C2的影响, 则电路状态和静态时相同。 (2) 另一特点是交流负载线的斜率由 表示。
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过Q点, 作一条 的直线, 就是交流负载线。 具体作法如下: 首先作一条 的辅助线(此线有无数条), 然后过Q点作一条平行于辅助线的线即为交流负载线, 如图2 - 7所示。 由于 , 故一般情况下交流负载线比直流负载线陡。 交流负载线也可以通过求出在uCE坐标的截距, 再与Q点相连即可得到。 连接Q点和 点即为交流负载线。
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【例3】作出图2 - 5(a)的交流负载线。已知特性曲线如图2- 5(b)所示, UCC=12V, Rc=3kΩ, RL=3kΩ, Rb=280kΩ。
解 首先作出直流负载线, 求出Q点, 如例2所示。 为方便将图2 - 5(b)重画于图2 - 8。 显然 作一条辅助线, 使其 取ΔU=6 V、ΔI=4mA, 连接该两点即为交流负载线的辅助线, 过Q点作辅助线的平行线, 即为交流负载线。可以看出 相一致。与按 相一致。
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图2 – 8 例 3 中交流负载线的画法
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2. 交流波形的画法 表 2-1 40 60 20 2 3 1 6 4.5 7.5
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仍以例3为例, 设输入加交流信号电压为ui=Uimsinωt, 则基极电流将在IBQ上叠加进ib, 即iB=IBQ+Ibmsinωt, 如电路使Ibm=20μA,则
图2-9 基极、 集电极电流和电压波形
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输出电压与输入电压相位是相反的。这是共e极放大电路的特征之一。
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放大电路的非线性失真 1.由三极管特性曲线非线性引起的失真 图2 – 10 三极管特性的非线性引起的失真
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2. 工作点不合适引起的失真 图2 – 11 静态工作点不合适产生的非线性失真
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放大电路存在最大不失真输出电压幅值Umax或峰-峰值Up - p。
最大不失真输出电压是指: 当工作状态已定的前提下, 逐渐增大输入信号, 三极管尚未进入截止或饱和时, 输出所能获得的最大不失真输出电压。如ui增大首先进入饱和区, 则最大不失真输出电压受饱和区限制, Ucem=UCEQ-Uces; 如首先进入截止区, 则最大不失真输出电压受截止区限制, Ucem=ICQ·RL/ 最大不失真输出电压值, 选取其中小的一个。 如图2 - 12所示, 所以
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图2 – 12 最大不失真输出电压
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关于图解法分析动态特性的步骤归纳如下:
(1) 首先作出直流负载线, 求出静态工作点Q。 (2) 作出交流负载线。 根据要求从交流负载线可画出输出电流、 电压波形, 或求出最大不失真输出电压值。
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2.3.3 微变等效电路法 三极管的微变等效电路可以从电路知识引入h参数 微变等效电路。下面从管子工作原理直接得出简化微 变等效电路。
微变等效电路法 三极管的微变等效电路可以从电路知识引入h参数 微变等效电路。下面从管子工作原理直接得出简化微 变等效电路。 如图2- 13（a） 所示三极管对信号而言是负载，它 向信号源索取电流Ib，如在信号源两端接入电阻rbe，如 图2- 13（b ）所示，它也向信号源源索取电流Ib，则称 rbe是三极管be间的等效电阻，即三极管be间可用电阻rbe 等效。 Ib b e Rs Us rbe （a） （b） 图2-13 三极管的输入等效电路
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根据三极管的输出特性 如图2-14（a）所示，只要工作在 线性区，三极管可视为电流源，其电流为Ic=ß Ib，其大小
和方向均受基极电流的控制。故三极管ce间可用受控源 ßIb 等效。如图2-14（b）。 c e 放 大 区 uCE iB （a） （b） 图2-14 三极管输出端等效电路
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三极管的简化等效电路如图 2-15 所示，今后分析放大电
路一般均用简化等效电路 图2 – 15 简化等效电路 其中rbe的计算从三极管的内部结构求出，如图2-16示。
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其中rbe的计算从三极管的内部结构求出，如图2-16示。
基区体电阻； 发射极体电阻，由于重掺杂，可忽略不计； re 为发射结电阻； rc 为集电结电阻， 视为开路； rc/ 为集电区体电 阻，可忽略不计。 图 2 – rbe估算等效电路
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三种基本组态放大电路的分析 放大电路的性能指标 (1) 电压放大倍数Au。
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(2) 电流放大倍数Ai。 (3) 功率放大倍Ap。
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(4) 输入电阻ri。 (5) 输出电阻ro。
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图2 – 17 ro测量原理图
40
实际中, 也可通过实验方法测得ro, 测量原理图如图2- 17 所示。
第一步令RL→∞时, 测出放大器开路电压Uo。 第二步接入RL, 测得相应电压为Uo′。而
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2. 共e极放大电路 图2 – 18 共e极放大电路及其微变等效电路
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(1) 电压放大倍数
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(2) 电流放大倍数 由等效电路图2 - 18(b)可得Ii≈Ib, Io≈Ic=βIb, 则 考虑Rb的作用, 电流在输入端存在分流关系。考虑负载Rc、RL的影响, 电流在输出端也存在一个分流关系。
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ri=Rb∥rbe≈rbe (3) 输入电阻ri: 由图2 - 18(b)可直接看出ri=Rb∥ri′, 式中
由于 Ui′=Ibrbe，所以 ri′=rbe。当Rb>>rbe时, 则 ri=Rb∥rbe≈rbe
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(4) 输出电阻ro: 由于当Us=0时, Ib=0, 从而受控源βIb=0, 因此可直接得出 ro=Rc。 注意, 因ro常用来考虑带负载RL的能力, 所以, 求ro时不应含RL, 应将其断开。
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(5) 源电压放大倍数
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3. 共c极放大电路 图2 – 19 共c极放大电路及其微变等效电路
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(1) 电压放大倍数
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(2) 电流放大倍数
50
(3) 输入电阻ri: 共c极放大电路输入电阻高, 这是共c极电路的特点之一。
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(4) 输出电阻ro: 图2 – 20 求ro等效电路
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则 综上所述, 共c极放大电路是一个具有高输入电阻、低输出电阻、电压增益近似为1的放大电路。所以共c极放大电路可用来作输入级、 输出级, 也可作为缓冲级, 用来隔离它前后两级之间的相互影响。
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4. 共b极放大电路 图2 – 21 共b极放大电路及其微变等效电路
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(1) 电压放大倍数 ：
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(2) 输入电阻ri: 与共e极放大电路相比, 其输入电阻减小rbe/(1+β)。
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(3) 输出电阻ro: (4) 电流放大倍数
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2.4 静态工作点的稳定及其偏置电路 (1) 温度上升, 反向饱和电流ICBO增加, 穿透电流ICEO=(1+β)ICBO也增加。 反映在输出特性曲线上是使其上移。 (2) 温度上升, 发射结电压UBE下降, 在外加电压和电阻不变的情况下, 使基极电流IB上升。 (3) 温度上升, 使三极管的电流放大倍数β增大, 使特性曲线间距增大。
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图2 –22 温度对Q点和输出波形的影响 实线: ℃时的特性曲线 虚线: ℃时的特性曲线
60
图2 – 23 电流反馈式偏置电路
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(1) 要保持基极电位UB恒定, 使它与IB无关, 由图2 - 23得
(2-40) (2-41) 此式说明UB与晶体管无关, 不随温度变化而改变, 故UB可认为恒定不变。
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(2) 由于IE=UE/Re, 所以要稳定工作点, 应使UE恒定, 不受UBE的影响, 因此要求满足条件
(2-42) (2-43) 稳定工作点的过程可表示如下: T IE IERe UBE
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实际中公式(2 - 40)、 (2 - 42)满足关系: 对硅管, UB=3~5V; 锗UB=1~3V。
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对图2 - 23所示静态工作点, 可按下述公式进行估算:
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如要精确计算, 应按戴维宁定理, 将基极回路对直流等效为
如图2 - 24所示, 然后按下式计算直流工作状态:
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图2 – 24 利用戴维宁定理后的等效电路
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图2 – 25 图2 - 23的微变等效电路
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图2 - 23的动态分析如下所述: (1) 电压放大倍数
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(2) 输入电阻ri: 由图2 - 25可得 (3) 输出电阻ro:
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【例4】设图2 - 23中UCC=24V, Rb1=20kΩ, Rb2=60kΩ, Re=1
【例4】设图2 - 23中UCC=24V, Rb1=20kΩ, Rb2=60kΩ, Re=1.8 kΩ, Rc=33kΩ,β=50 , UBE=0.7V，求其静态工作点。
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2.5 多级放大电路 2.5.1 多级放大电路的耦合方式 常用的耦合方式有三种, 即阻容耦合、直接耦合和变压器耦合。
2.5 多级放大电路 多级放大电路的耦合方式 常用的耦合方式有三种, 即阻容耦合、直接耦合和变压器耦合。 1. 多级放大电路的组成 多级放大电路 信号源 输入级 中间级 输出级 负载 图2 – 29 多级放大电路组成的方框图
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2. 阻容耦合 图2 – 30 阻容耦合放大电路
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3. 直接耦合 图2 – 31 直接耦合放大电路
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图2 – 32 直接耦合方式实例
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4. 变压器合 图2 – 33 变压器耦合放大电路
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多级放大电路的指标计算 1. 电压放大倍数 由于 则上式可写成 加以推广到n级放大器
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图2 – 34 三级阻容耦合放大电路
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图2 – 35 考虑前后级相互影响
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2. 输入电阻和输出电阻 一般说来, 多级放大电路的输入电阻就是输入级的输入电阻, 而输出电阻就是输出级的输出电阻。由于多级放大电路的放大倍数为各级放大倍数的乘积, 所以, 在设计多级放大电路的输入级和输出级时, 主要考虑输入电阻和输出电阻的要求, 而放大倍数的要求由中间级完成。 具体计算输入电阻和输出电阻时, 可直接利用已有的公式。但要注意, 有的电路形式, 要考虑后级对输入级电阻的影响和前一级对输出电阻的影响。
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【例6】 图2 - 36为三级放大电路。 图2 – 36 例5三级阻容耦合放大电路
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已知: 三极管的电流放大倍数均为β=50。试求电路的静态工作点、 电压放大倍数、 输入电阻和输出电阻。 解 图示放大电路, 第一级是射极输出器, 第二、 三级都是具有电流反馈的工作点稳定电路, 均是阻容耦合, 所以各级静态工作点均可单独计算。
82
第一级:
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第二级:
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第三级:
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电压放大倍数: 第一级: 第一级是射极输出级, 其电压放大倍数
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第二级:
87
第三级:
88
输入电阻: 输入电阻即为第一级输入电阻
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输出电阻: 输出电阻即为第三级的输出电阻 ro=ro3=Rc3=3kΩ
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2.6 频率特性的一般概念 频率特性的概念 对低频段,等效电路如图2-37(a)所示，由于耦合电容的容抗变大, 高频时1/ωC <<R, 可视为短路, 低频段时1/ωC<<R不成立。我们定义: 当放大倍数下降到中频区放大倍数的0.707倍时, 即 时的频率称为下限频率fl。
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图2 –37 考虑频率特性时的等效电路
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对高频段, 由于三极管极间电容或分布电容的容抗较小, 低频段视为开路, 高频段处1/ωC较小, 此时考虑极间电容影响的等效电路如图2-37(b)所示。 当频率上升时,容抗减小, 使加至放大电路的输入信号减小, 输出电压减小, 从而使放大倍数下降。 同时也会在输出电压与输入电压间产生附加相移。同样我们定义: 当放大倍数下降到中频区放大倍数的0.707倍, 即Auh=(1／ )Aum时的频率称为上限频率fh。
93
图2 – 38 共射基本放大电路的频率特性
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共发射极放大电路的电压放大倍数将是一个复数, 即
(2-43) 其中幅度Au和相角φ都是频率的函数, 分别称为放大电路的幅频特性和相频特性。可用图3 - 38(a)和(b)表示。我们称上、 下限频率之差为通频带fbw, 即 fbw=fh-fl 通频带的宽度, 表征放大电路对不同频率的输入信号的响应能力, 它是放大电路的重要技术指标之一。 (2-44)
95
线性失真 图2-39 频率失真
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2.6.2 三极管的频率参数 (一) 共发射极电流放大系数β的截止频率fβ
三极管的频率参数 (一) 共发射极电流放大系数β的截止频率fβ 将 值下降到β0的0.707倍时的频率fβ定义为β的截止频率。按公式(2-46)也可计算出, 当f=fβ时,
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(2-45) (2-46) (2-47)
98
图2-40 β的幅频特性
99
(二) 特征频率fT fT≈β0fβ 定义 值降为1时的频率fT为三极管的特征频率。 将f=fT和 代入(2-46)式, 则得
100
(三) 共基极电流放大系数α的截止频率fα
(2-48) (2-49) 定义当 下降为中频α0的0.707倍时的频率fα为α的截止频率。
101
fα、fβ、 fT之间有何关系? 将式(2-45)代入式(2-48)得
比较 （2-50） （2-51）
102
(四) 三极管混合参数π型等效电路 1.完整的混合π型模型 图2-41 三极管的混合π型等效电路
103
图2-42 混合π型参数和h参数之间的关系
104
（ 2-52） （ 2-53） （ 2-54） （ 2-55）
105
2. 简化的混合π型模型 图2-43 Cμ的等效过程
106
令
107
此式表明, 从b′、e两端看进去, 跨接在b′、c之间的电容Cμ的作用, 和一个并联在b′、e两端, 其电容值为
108
共e极放大电路的频率特性 图2-44 共e极放大电路及其混合π型等效电路
109
具体分析时, 通常分成三个频段考虑: (1) 中频段: 全部电容均不考虑, 耦合电容视为短路, 极间电容视为开路。 (2) 低频段: 耦合电容的容抗不能忽略, 而极间电容视为开路。 (3) 高频段: 耦合电容视为短路, 而极间电容的容抗不能忽略。 这样求得三个频段的频率响应, 然后再进行综合。 这样做的优点是, 可使分析过程简单明了, 且有助于从物理概念上来理解各个参数对频率特性的影响。
110
(一) 中频放大倍数Ausm 图 中频段等效电路
112
(2-55)
113
(二) 低频放大倍数Ausl及波特图 图2-46 低频段等效电路
114
(2-56) 式中p、ri同中频段的定义。将 、 代入式(2-56), 得
116
将公式(3 - 18)代入, 并令 （2-57） （2-58） 则 当f=fl时, ， fl为下限频率。由(2-57)式可看出, 下限频率fl主要由电容C1所在回路的时间常数τl决定。
117
将式2-58)分别用模和相角来表示: （2-59） （2-60） 根据公式(2-59)画对数幅频特性, 将其取对数, 得 （2-61）
118
先看式(2-61)中的第二项, 当f>>fl时
119
图2-47 低频段对数频率特性
120
低频段的相频特性, 根据式(2-60)可知, 当f>>fl时,
趋于0, 则φ≈-180°; 当f<<fl时, 趋于90°,φ ≈-90°;当f=fl时, , φ=-135°。 这样可以分三段折线来近似表示低频段的相频特性曲线, 如图3- 11(b)所示。 f≥10fl时, φ =-180° f≤0.1fl时,φ =-90° 0.1fl＜f＜10fl时, 斜率为-45°/10倍频程的直线。 可以证明, 这种折线近似的最大误差为±5.71°, 分别产生在0.1fl和10fl处。
121
(三) 高频电压放大倍数Aush及波特图 图2-48 高频等效电路
122
由等效电路可求得 ,则
123
为求出 与 的关系, 利用戴维宁定理将图2-48进行简化, 如图2-49所示, 其中
由图2-49可得
124
图2-49 简化等效电路
125
令 上限频率为 则 (2-62）
126
式(2-62)也可以用模和相角来表示 高频段的对数幅频特性为
127
图2-50 高频段对数频率特性
128
(四) 完整的频率特性曲线(波特图)
129
图2-51 共射极基本放大电路的幅频和相频特性曲线
130
(五) 其它电容对频率特性的影响
131
(1) 耦合电容C2。 图2-52 C2的下限频率的等效电路
132
(2) 射极旁路电容Ce。 图2-53 Ce对频率特性的影响
133
(3) 输出端分布电容Co。
134
多级放大电路的频率特性 (一) 多级放大电路的通频带fbw 中频区时
135
在上、 下限频率处, 即fl=fl1=fl2, fh=fh1=fh2处, 各级的电压放大倍数均下降到中频区放大倍数的0.707倍, 即
而此时的总的电压放大倍数为
136
截止频率是放大倍数下降至中频区放大倍数的0.707时的频率。 所以, 总的截止频率fh＜fh1=fh2;fl＞fl1=fl2。总的频带为
137
(二) 上、下限频率的计算 下限频率满足下述近似关系:
(二) 上、下限频率的计算 下限频率满足下述近似关系: 多级放大器中, 其中某一级的上限频率fhk比其它各级小很多, 而下限频率flk比其它各级大很多时, 则总的上、下限频率近似为
138
【例1】共e极放大电路如图3 - 18所示, 设三极管的β=100, rbe=6kΩ, rbb′=100Ω, fT=100MHz, Cμ=4pF。
(1) 估算中频电压放大倍数Ausm; (2) 估算下限频率fl; (3) 估算上限频率fh。 解 (1) 估算Ausm。 由公式(2-55) 图2-54例1电路图
139
其中 故
140
(2) 估算下限频率fl。电路中有两个隔直电容C1和C2以及一个旁路电容Ce, 先分别计算出它们各自相应的下限频率fl1、 fl2和fle。
由于 ，所以
141
(3) 估算上限频率fh。高频等效电路如图2-55所示。根据给定参数可算出
图 例1高频等效电路
142
输入回路的时间常数为 则
143
输出回路的时间常数为 则 总的上限频率可由下式近似估算:
144
2.7 差动放大电路 2.7.1 零点漂移 2.5节对直接偶合放大器的特点及问题作了介绍,这里主要讨论直接偶合放大器的零点漂移问题。
2.7 差动放大电路 2.7.1 零点漂移 2.5节对直接偶合放大器的特点及问题作了介绍,这里主要讨论直接偶合放大器的零点漂移问题。 当输入信号为零时，要求输出信号也为零。由于直接偶合使得各级Q点互相影响，前级Q点的变化，经过各级的放大，使输出端产生很大的变化。因此输入信号为零时，输出不为零。此现象称为零点漂移。 图2-56 零点漂移
145
基本形式 图2-57 差动放大电路的基本形式
146
零点漂移抑制原理 T IC1 UC1 =UCC－IC1RC 电路对称△ UC1= △ UC2 IC1 UC2 =UCC－IC2RC △UO= △ UC1－ △ UC2=0。即零点漂移被抑制了，它是靠电路对称抑制零点漂移
147
1. 共模信号及共模电压放大倍数Auc 共模信号即两输入信号的大小相等，相位相同 图 2-58 差动电路的两种输入信号
148
电路对共摸信号的反映如下： IC1 UC1 =UCC－IC1RC UC2 =UCC－IC2RC 电路对称△ UC1= △ UC2 UC1 UC2 共摸输出电压△UOC= △ UC1－ △ UC2 即共摸电压放大倍数为 即共摸信号被抑制。 由上述过程可看出抑制共摸信号的过程与抑制零点漂移的 过程是一致的。故常常用抑制共摸信号的能力，来衡量抑制零 点漂移的能力。
149
2. 差模信号及差模电压放大倍数Aud 差模信号即两输入信号的大小相等，相位相反。 ，是V1管的电压放大倍数； ，是V2管的电压放大倍数。
150
因为电路完全对称, 所以 差动放大电路对差摸信号的电压放大倍数，等于单管共发 极放大器的电压放大倍数。注意这里的RL′=RC//（1/2）RL
151
长尾式差动放大电路 图2-59 长尾式差动放大电路
152
1. 静态工作点的稳定性 静态时, 输入短路, 由于流过电阻Re的电流为IE1和IE2之和, 且电路对称,IE1=IE2,故 ,
153
2. 对共模信号的抑制作用 流过Re的单管共摸电流的二倍 图 长尾式差放共模交流通路
154
流过Re的电流是单管共摸电流的二倍，可等效的看作在
图2-60（b）所示。由于2Re的负反馈作用，使每一个单管放 大器的共摸放大倍数大大下降，共摸输出电压很小，共摸抑 制能力大大提高。同时也表明抑制零点漂移的提高。即长尾 式差动放大电路能有效地抑制零点漂移
155
3. 对差模信号的放大作用 图2-61 长尾电路差模信号工作状况
156
图中标出的各电流、电压的指向是规定正方向。在此规定正方向下, 若电路绝对对称, 则两管的差模输入电压Uid1=-Uid2, 两管的发射极差模电流Ie1d=-Ie2d, 所以流过Re的差模电流Ied为
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差动放大器的主要指标 1. 差模电压放大倍数Aud 2. 共模电压放大倍数Auc
158
3. 共模抑制比CMRR 或者
159
4. 差模输入电阻rid 5. 差模输出电阻rod 6. 共模输入电阻ric
160
【例1】 设图 2-59 所示长尾式差动电路绝对对称, 求其Aud, Auc, CMRR , rid, rod和ric。
解 由图 2-61(b)所示差模交流通路得
161
因为电路绝对对称, 所以在共模输入信号作用下, , 因此
由差模交流通路可注意到Ib1d=-Ib2d则
162
若共模输入信号的接入方式如图 2-62(a), 则 因为, 在共模信号作用下, Ib1c=Ib2c, 所以
163
若共模输入信号的接入方式如图 2-62(b), 则 利用外加电源法, 可以求得该电路的差模输出电阻rod和共模输出电阻roc, 它们分别为
164
图 2-62 两种共模信号接入方式
165
具有调零电路的差动放大器 图2-63 具有调零电路的差动电路
166
差模放大倍数Aud 差模输入电阻rid 共模输入电阻ric(对应图2-62(a)) 或者为(对应图2-62 (b))
167
6.2.5 恒流源差动放大电路 显然， Re越大对差动放大电路的性能改善越有利，但Re 太大 ，直流电压也很大，使放大管工作范围大大缩小。故
恒流源差动放大电路 显然， Re越大对差动放大电路的性能改善越有利，但Re 太大 ，直流电压也很大，使放大管工作范围大大缩小。故 希望器件的交流电阻大，而直流电阻小。恒流源即有此特 性，如图2-64所示。 图2-64 恒流源的电流、电压特性
168
图2-65 恒流源差动放大电路
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设β=80, rce=100kΩ, rbe=1kΩ, R1=R2=6kΩ, R3=5kΩ, 则 ro3≈4
设β=80, rce=100kΩ, rbe=1kΩ, R1=R2=6kΩ, R3=5kΩ, 则 ro3≈4.5MΩ。用如此大的电阻作为Re, 可大大提高其对共模信号的抑制能力。而此时, 恒流源所要求的电源电压却不高, 即 对应的静态电流为
171
一般输入信号情况
172
【例2】 在图 6 - 5 电路中, 已知差模增益为 48dB, 共模抑制比为67dB, Ui1=5V, Ui2=5
【例2】 在图 电路中, 已知差模增益为 48dB, 共模抑制比为67dB, Ui1=5V, Ui2=5.01V，试求输出电压Uo。 解 因为20lg|Aud|=48dB, 故Aud≈-251, 而CMR=67dB, 故CMRR≈2239, 所以
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差动放大电路四种接法 1. 双端输入、双端输出 差模电压放大倍数为 其中 差动输入电阻 rid和输出电阻 rod为
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共模电压放大倍数为 共模抑制比为
175
图2-66 差动放大电路的四种接法
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2. 双端输入、单端输出
177
3. 单端输入、双端输出
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4. 单端输入、单端输出 这种接法的特点是：它比单管基本放大电路具有较强的抑制零漂能力, 而且可根据不同的输出端, 得到同相或反相关系。 综上所述, 差动放大电路电压放大倍数仅与输出形式有关, 只要是双端输出, 它的差模电压放大倍数与单管基本放大电路相同; 如为单端输出, 它的差模电压放大倍数是单管基本电压放大倍数的一半, 输入电阻都是相同的。
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【例3】电路如图6 - 13所示, 设UCC=UEE=12V,β1=β2=50, Rc1=Rc2=100kΩ, RW=200Ω, R3=33kΩ, R2=6.8kΩ, R1=2.2kΩ, Rs1=Rs20=10kΩ。 (1) 求静态工作点。 (2) 求差模电压放大倍数。 (3) 求RL=100kΩ时, 差模电压放大倍数。 (4) 从V1管集电极输出, 求差模电压放大倍数和共模抑制比CMRR(设rce3=50 kΩ)。
180
图 例3电路图
181
解 (1) 静态工作点: 设UBE3=0.6V, 则 所以
182
所以一般估算时, 认为UB≈0。
183
(2) 差模电压放大倍数: 其中
184
(3) 当RL=100 kΩ时：
185
(4) 当单端输出时(从V1管c1极输出): 其中 单端输出时, 共模电压放大倍数为
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式中 而 所以
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故 其共模抑制比为单
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