第8章　反馈控制电路 8.1 自动增益控制电路 8.2 自动频率控制电路 8.3 锁相环的基本原理 8.4 频率合成器 思考题与习题.

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1 第8章　反馈控制电路 8.1 自动增益控制电路 8.2 自动频率控制电路 8.3 锁相环的基本原理 8.4 频率合成器 思考题与习题

2 引言 　　反馈控制是现代系统工程中的一种重要技术手段。在系统受到扰动的情况下，通过反馈控制作用，可使系统的某个参数达到所需的精度，或按照一定的规律变化。电子线路中也常常应用反馈控制技术。

3 引言 　　根据控制对象参量的不同，反馈控制电路可以分为以下三类: 　　1) 自动增益控制(Automatic Gain Control简称AGC)，它主要用于接收机中，以维持整机输出恒定，几乎不随外来信号的强弱变化。 　　2) 自动频率控制(Automatic Frequency Control，简称AFC)，它用来维持电子设备中工作频率的稳定。 　　3) 自动相位控制(Automatic Phase Control，简称APC)，又称为锁相环路(Phase Locked Loop，简称PLL)，它用于锁定相位，能够实现许多功能，是应用最广的一种反馈控制电路。

4 电压比较器、频率比较器(鉴频器)或相位比较器(鉴相器)三种
对可控制器件的某一特性进行控制 　　反馈控制电路的组成——由比较器、控制信号发生器、可控器件和反馈网络四部分组成一个负反馈闭合环路。 其中比较器的作用是将参考信号ur(t)和反馈信号uf(t)进行比较，输出二者的差值即误差信号ue(t)，然后经过控制信号发生器送出控制信号uc(t)，对可控制器件的某一特性进行控制。对于可控制器件，或者是其输入输出特性受控制信号uc(t)的控制(如可控增益放大器)，或者是在不加输入的情况下，本身输出信号的某一参量受控制信号uc(t)的控制(如压控振荡器)。而反馈网络的作用是在输出信号uo(t)中提取所需要进行比较的分量，并进行比较。 根据输入比较信号参量的不同，图中的比较器可以是电压比较器、频率比较器(鉴频器)或相位比较器(鉴相器)三种，所以对应的ur(t)和uf(t)可以是电压、频率或相位参量。可控器件的可控制特性一般是增益、频率或相位，所以输出信号uo(t)的量纲是电压、频率或相位。 　　近年来，由于无线电通信技术的迅速发展，对振荡信号源的要求不断提高，不但要求它有高的频率稳定度和准确度，而且要求能方便地改换频率。石英晶体振荡器的频率稳定度和准确度是很高的，但改换频率不方便，只宜用于固定频率; LC振荡器改换频率方便，但频率稳定性和准确度又不够高。能不能设法将这两种振荡器的特点结合起来，使信号源具有频率稳定度与准确度高，且改换频率方便的优点呢？　近年来获得迅速发展的频率合成技术，就能满足上述要求。 电压比较器、频率比较器(鉴频器)或相位比较器(鉴相器)三种 在输出信号uo(t)中提取所需要进行比较的分量，并进行比较。 图 8-1 反馈控制系统的组成

5 8.1 自动增益控制电路 　　在通信、导航、遥测遥控等无线电系统中，受各种因素的影响，接收机所接收的信号强弱变化范围很大。如果接收机增益不变，则信号太强时会造成接收机的饱和或阻塞，甚至使接收机损坏，而信号太弱时又可能被丢失。 在通信、导航、遥测遥控等无线电系统中，由于受发射功率大小、收发距离远近、电波传播衰落等各种因素的影响，接收机所接收的信号强弱变化范围很大，信号强度的变化可从几微伏至几毫伏，相差几十分贝。如果接收机增益不变，则信号太强时会造成接收机的饱和或阻塞，甚至使接收机损坏，而信号太弱时又可能被丢失。因此，在接收弱信号时，希望接收机有很高的增益，而在接收强信号时，接收机的增益应减小一些。这种要求靠人工增益控制(如接收机上的音量控制等)来实现是困难的，必须采用自动增益控制电路，使接收机的增益随输入信号强弱而自动变化。自动增益控制电路是接收机中不可缺少的辅助电路。图8-2是具有AGC电路的接收机组成框图。在发射机或其它电子设备中，自动增益电路也有广泛的应用。

6 在发射机或其它电子设备中，自动增益电路也有广泛的应用。
8.1 自动增益控制电路 　　在接收弱信号时，希望接收机有很高的增益，而在接收强信号时，接收机的增益应减小一些。这种要求靠人工增益控制(如接收机上的音量控制等)来实现是困难的，必须采用自动增益控制电路，使接收机的增益随输入信号强弱而自动变化。自动增益控制电路是接收机中不可缺少的辅助电路。 在通信、导航、遥测遥控等无线电系统中，由于受发射功率大小、收发距离远近、电波传播衰落等各种因素的影响，接收机所接收的信号强弱变化范围很大，信号强度的变化可从几微伏至几毫伏，相差几十分贝。如果接收机增益不变，则信号太强时会造成接收机的饱和或阻塞，甚至使接收机损坏，而信号太弱时又可能被丢失。因此，在接收弱信号时，希望接收机有很高的增益，而在接收强信号时，接收机的增益应减小一些。这种要求靠人工增益控制(如接收机上的音量控制等)来实现是困难的，必须采用自动增益控制电路，使接收机的增益随输入信号强弱而自动变化。自动增益控制电路是接收机中不可缺少的辅助电路。图8-2是具有AGC电路的接收机组成框图。在发射机或其它电子设备中，自动增益电路也有广泛的应用。 在发射机或其它电子设备中，自动增益电路也有广泛的应用。

7 对输出信号进行检波→直流信号∝信号电平→直放→提高AGC控制灵敏度
控制中放和高放增益 对输出信号进行检波→直流信号∝信号电平→直放→提高AGC控制灵敏度 图 8-2 具有AGC电路的接收机组成框图

8 工作原理 　　AGC作用——当输入信号电压变化很大时，保持接收机输出电压恒定或基本不变。具体地说，当输入信号很弱时， 接收机的增益大，自动增益控制电路不起作用; 而当输入信号很强时，自动增益控制电路进行控制，使接收机的增益减小。这样，当接收信号强度变化时，接收机的输出端的电压或功率基本不变或保持恒定。 图 8-3 自动增益控制电路框图

9 设输入信号振幅为Ui，输出信号振幅为Uo，可控增益放大器增益为Kv(uc)，它是控制电压uc的函数，则有
Uo=Kv(uc)Ui (8-1) 参考电平Ur 误差信号ue Uc控制增益 在AGC电路中，比较参量是信号电平，所以采用电压比较器。反馈网络由电平检测器、低通滤波器和直流放大器组成，检测出输出信号振幅电平(平均电平或峰值电平)，滤除不需要的较高频率分量，进行适当放大后与恒定的参考电平Ur比较，产生一个误差信号ue。这个误差信号ue通过控制信号发生器去控制可控增益放大器的增益。当Ui减小而使输出Uo减小时，环路产生的控制信号uc将使增益Kv增加，从而使Uo趋于增大; 当Ui增大而使输出Uo增大时，环路产生的控制信号uc将使增益Kv减小，从而使Uo趋于减小。无论何种情况, 通过环路的不断地循环反馈，会使输出信号振幅Uo保持基本不变或仅在较小范围内变化。 无uc时增益 反馈网络 比较参量是信号电平

10 参考电平Ur＝0→只要输入信号振幅Ui增加，AGC的作用就会使增益Kv减小，从而使输出信号振幅Uo减小。
自动增益控制电路 根据输入信号的类型、特点以及对控制的要求，AGC电路主要有以下几种类型。 图8-4为简单AGC的特性曲线。 　　　　1． 简单AGC电路 　　参考电平Ur＝0→只要输入信号振幅Ui增加，AGC的作用就会使增益Kv减小，从而使输出信号振幅Uo减小。　　 优点——线路简单，不需要电压比较器; 缺点——一有外来信号，AGC立即起作用，接收机的增益就受控制而减小。这对提高接收机的灵敏度是不利的，尤其在外来信号很微弱时。所以简单AGC电路适用于输入信号振幅较大的场合。

11 设mo是AGC电路限定的输出信号振幅最大值与最小值之比(输出动态范围)，即
(8-2) mi为AGC电路限定的输入信号振幅最大值与最小值之比(输入动态范围)，即 (8-3) 则有 (8-4) 增益控制倍数

12 比值mi/mo越大，表明AGC电路输入动态范围越大，而输出动态范围越小，则AGC性能越佳
Kvmax是输入信号振幅最小时可控增益放大器的增益，显然，这应是它的最大增益， Kvmin是输入信号振幅最大时可控增益放大器的增益，这应是它的最小增益。 比值mi/mo越大，表明AGC电路输入动态范围越大，而输出动态范围越小，则AGC性能越佳，这就要求可控增益放大器的增益控制倍数nv尽可能大，nv也可称为增益动态范围，通常用分贝数表示。

13 在延迟AGC电路里有一个起控门限，即比较器参考电压Ur，它对应的输入信号振幅Uimin，如图8-5所示。
当输入信号Ui小于Uimin时，反馈环路断开，AGC不起作用，放大器Kv不变，输出信号Uo与输入信号Ui成线性关系。 非时间上延迟 当Ui大于Uimin后，反馈环路接通，AGC电路才开始产生误差信号和控制信号，使放大器增益Kv有所减小，保持输出信号Uo基本恒定或仅有微小变化。 这种AGC电路由于需要延迟到Ui＞Uimin之后才开始起控制作用，故称为延迟AGC。 图 8-5 延迟AGC特性曲线

14 二极管VD和负载R1C1组成AGC检波器，检波后的电压经RC低通滤波器，供给AGC直流电压。
VD上加有一负电压(由负电源分压获得)，称为延迟电压Uimin 。 当输入Ui < Uimin ， VD一直不导通，没有AGC电压输出，因此没有AGC作用。 当输入电压Ui＞Uimin，AGC检波器才工作，产生AGC作用。 调节延迟电压可改变Uimin的数值，以满足不同的要求。 （负电源） 由于延迟电压的存在，信号检波器必然要与AGC检波器分开，否则延迟电压会加到信号检波器上，使外来小信号时不能检波，而信号大时又产生非线性失真。 直流电压 低频电压 图 8-6 延迟AGC电路

15 　　3． 前置AGC、后置AGC与基带AGC 　　前置AGC是指AGC处于解调以前，由高频(或中频)信号中提取检测信号，通过检波和直流放大，控制高频(或中频)放大器的增益。前置AGC的动态范围与可变增益单元的级数、每级的增益和控制信号电平有关，通常可以做的很大。 　　后置AGC是从解调后提取检测信号来控制高频(或中频)放大器的增益。由于信号解调后信噪比较高，AGC就可以对信号电平进行有效的控制。 　　基带AGC是整个AGC电路均在解调后的基带进行处理。基带AGC可以用数字处理的方法完成，这将成为AGC电路的一种发展方向。 　　除此之外，还有利用对数放大、限幅放大-带通滤波等方式完成系统的AGC。

16 AGC电路是利用电压误差信号去消除输出信号振幅与要求输出信号振幅之间电压误差的自动控制电路。所以当电路达到平衡状态后，仍会有电压误差存在。
　　1． 动态范围 　　AGC电路是利用电压误差信号去消除输出信号振幅与要求输出信号振幅之间电压误差的自动控制电路。所以当电路达到平衡状态后，仍会有电压误差存在。 从对AGC电路的实际要求考虑，一方面希望输出信号振幅的变化越小越好，即要求输出电压振幅的误差越小越好; 另一方面也希望允许输入信号振幅的变化范围越大越好。 因此，AGC的动态范围是在给定输出信号振幅变化范围内，允许输入信号振幅的变化范围。由此可见，AGC电路的动态范围越大，性能越好。

17 例，收音机的AGC指标为: 输入信号强度变化26 dB时，输出电压的变化不超过5 dB。在高级通信机中，AGC指标为输入信号强度变化60 dB时，输出电压的变化不超过6 dB; 输入信号10 μV以下时，AGC不起作用。

18 　　2． 响应时间 　　AGC电路是通过对可控增益放大器增益的控制来实现对输出信号振幅变化的限制，而增益变化又取决于输入信号振幅的变化，所以要求AGC电路的反应既要能跟得上输入信号振幅的变化速度，又不会出现反调制现象，这就是响应时间特性。 　　对AGC电路的响应时间长短的要求，取决于输入信号的类型和特点。根据响应时间长短分别有慢速AGC和快速AGC之分。而响应时间的长短的调节由环路带宽决定，主要是低通滤波器的带宽。低通滤波器带宽越宽，则响应时间越短，但容易出现反调制现象。所谓的反调制是指当输入调幅信号时，调幅波的有用幅值变化被AGC电路的控制作用所抵消。

19 8.2 自动频率控制电路——AFC电路：使频率源的频率自动锁定到近似等于预期的标准频率上
与AGC电路的区别：控制对象不同，AGC电路的控制对象是信号的电平，而AFC电路的控制对象则是信号的频率。 主要作用：自动控制振荡器的振荡频率。

20 8.2 自动频率控制电路——AFC电路：使频率源的频率自动锁定到近似等于预期的标准频率上
工作原理 组成——频率比较器、低通滤波器和可控频率器件三部分 被控参量是频率 参考角频率 输出角频率 图 8-7 自动频率控制电路的组成

21 ①一种是鉴频器：鉴频器中的中心角频率ω0就起参考信号角频率ωr的作用。
频率比较器类型： ①一种是鉴频器：鉴频器中的中心角频率ω0就起参考信号角频率ωr的作用。 ②另一种是混频—鉴频器：本振信号角频率ωL与输出信号ωy混频，然后再进行鉴频，参考信号角频率ωr＝ω0＋ωL。 当ωy＝ωr时，频率比较器无输出，可控频率器件输出频率不变，环路锁定; 当ωy≠ωr时，频率比较器输出误差电压ue，它正比于ωy－ωr，将ue送入低通滤波器后取出缓变控制信号uc。 AFC电路的被控参量是频率。AFC电路输出的角频率ωy与参考角频率ωr在频率比较器中进行比较，频率比较器通常有两种，一种是鉴频器，另一种是混频—鉴频器。在鉴频器中的中 心角频率ω0就起参考信号角频率ωr的作用， 而在混频—鉴频器中，本振信号角频率ωL与输出信号ωy混频，然后再进行鉴频，参考信号角频率ωr＝ω0＋ωL。当ωy＝ωr时，频率比较器无输出，可控频率器件输出频率不变，环路锁定; 当ωy≠ωr时，频率比较器输出误差电压ue，它正比于ωy－ωr，将ue送入低通滤波器后取出缓变控制信号uc。可控频率器件通常是压控振荡器(VCO)，其输出振荡角频率可写成 ωy=ωy0+Kcuc (8-5) 其中ωy0是控制信号uc=0时的振荡角频率，称为VCO的固有振荡角频率，Kc是压控灵敏度。uc控制VCO，调节VCO的振荡角频率，使之稳定在鉴频器中心角频率ω0上。

22 可控频率器件通常是压控振荡器(VCO)，其输出振荡角频率可写成
ωy=ωy0+Kcuc (8-5) ωy0—控制信号uc=0时的振荡角频率，称为VCO的固有振荡角频率， Kc—压控灵敏度。uc控制VCO，调节VCO的振荡角频率，使之稳定在鉴频器中心角频率ω0上。

23 　　由此可见，自动频率控制电路是利用误差信号的反馈作用来控制被稳定的振荡器频率，使之稳定。误差信号是由鉴频器产生的，它与两个比较频率源之间的频率差成正比。显然达到最后稳定状态时，两个频率不可能完全相等，必定存在剩余频差Δω＝|ωy－ωr|。

24 8.2.2 主要性能指标 1． 暂态和稳态特性 由图8-7可得AFC电路的闭环传递函数 (8-6) 输出信号角频率的拉氏变换 (8-7)
主要性能指标 　　1． 暂态和稳态特性 由图8-7可得AFC电路的闭环传递函数 (8-6) 输出信号角频率的拉氏变换 (8-7) 对上式求拉氏反变换，即可得到AFC电路的时域响应，包括暂态响应和稳态响应。

25 　　2． 跟踪特性 　　由图8-7可求得AFC电路的误差传递函数Te(s)，它是误差角频率Ωe(s)与参考角频率Ωr(s)之比，其表达式为 (8-8) 从而可得AFC电路中误差角频率ω的时域稳定误差值 (8-9)

26 图8-8是一个调频通信机的AFC系统的方框图。这里是以固定中频fI作为鉴频器的中心频率，亦作为AFC系统的标准频率。
应用 　　1． 自动频率微调电路(简称AFC电路) 　　图8-8是一个调频通信机的AFC系统的方框图。这里是以固定中频fI作为鉴频器的中心频率，亦作为AFC系统的标准频率。 图 8-8 调频通信机的AFC系统方框图 压控振荡器

27 　　1． 自动频率微调电路(简称AFC电路) 　　当混频器输出差频　　　　　　不等于fI时，鉴频器即有误差电压输出，通过低通滤波器，只允许直流电压输出，用来控制本振(压控振荡器)，从而使f0改变，直到　　　　减小到等于剩余频差（剩余失谐）为止。显然，剩余失谐越小越好。 例，本振频率f0为46.5～56.5MHz，信号频率fs为45～55MHz，固定中频fI为1.5MHz，剩余失谐不超过9kHz。 压控振荡器

28 　　2． 电视机中的自动微调(AFT)电路 　　AFT电路完成将输入信号偏离标准中频(38 MHz)的频偏大小鉴别出来，并线性地转化成慢变化的直流误差电压，反送至调谐器本振回路的AFT变容二极管两端，以微调本振频率，从而保证中频准确、稳定。AFT电路主要由限幅放大、移相网络、双差分乘法器等组成, 其原理方框图如图8-9所示。 图 8-9 AFT原理方框图

29 8.3 锁相环的基本原理 8.3.1 工作原理 锁相环是一个相位负反馈控制系统。
8.3 锁相环的基本原理 工作原理 　锁相环是一个相位负反馈控制系统。 组成：鉴相器(Phase Detector， 缩写为PD)、环路滤波器(Loop Filter，缩写为LF)和电压控制振荡器(Voltage Controlled Oscillator，缩写为VCO)三个基本部件组成。 图 锁相环的基本构成

30 ur(t)=Ur cos［ωrt+θr(t)］ (8-10) Ur ---参考信号的振幅， ωr ---参考信号的载波角频率，
设参考信号为 ur(t)=Ur cos［ωrt+θr(t)］　　　　　(8-10) Ur ---参考信号的振幅， ωr ---参考信号的载波角频率， θr(t) ---参考信号以其载波相位ωrt为参考时的瞬时相位。 若参考信号是未调载波时，则θr(t)=θr=常数。 设参考信号为 ur(t)=Ur sin［ωrt+θr(t)］　　　　　(8-10) 式中，Ur为参考信号的振幅，ωr为参考信号的载波角频率，θr(t)为参考信号以其载波相位ωrt为参考时的瞬时相位。若参考信号是未调载波时，则θr(t)=θr=常数。设输出信号为 uo(t)=Uo cos［ω0t+θ0(t)］　　　　　　(8-11) 式中，Uo为输出信号振幅，ω0为压控振荡器的自由振荡角频率，θ0(t)为输出信号以其载波相位ω0t为参考的瞬时相位，在VCO未受控之前它是常数，受控后它是时间的函数。则两信号之间的瞬时相差为 θe(t)=(ωrt+θr)－(ω0t+θ0(t))=(ωr － ω0)t+θr－θ0(t) (8-12) 由频率和相位之间的关系可得两信号之间的瞬时频差为 (8-13)

31 设输出信号为 uo(t)=Uo cos［ω0t+θ0(t)］　　　　　　(8-11) Uo为输出信号振幅， ω0为压控振荡器的自由振荡角频率， θ0(t)为输出信号以其载波相位ω0t为参考的瞬时相位，在VCO未受控之前它是常数，受控后它是时间的函数。

32 ur(t)=Ur cos［ωrt+θr(t)］　　　　　(8-10)
uo(t)=Uo cos［ω0t+θ0(t)］　　　　 (8-11) 则两信号之间的瞬时相差为 θe(t)=(ωrt+θr)－(ω0t+θ0(t))=(ωr － ω0)t+θr－θ0(t) (8-12) 由频率和相位之间的关系可得两信号之间的瞬时频差为 (8-13)

33 　　鉴相器是相位比较器，它把输出信号uo(t)和参考信号ur(t)的相位进行比较，产生对应于两信号相位差θe(t)的误差电压ud(t)。
压控振荡器受控制电压uc(t)的控制，uc(t)使压控振荡器的频率向参考信号的频率靠近，于是两者频率之差越来越小，直至频差消除而被锁定。

34 　 锁相环的工作原理可简述如下: 首先鉴相器把输出信号uo(t)和参考信号ur(t)的相位进行比较，产生一个反映两信号相位差θe(t)大小的误差电压ud(t)，ud (t)经过环路滤波器的过滤得到控制电压uc(t)。uc(t)调整VCO的频率向参考信号的频率靠拢，直至最后两者频率相等而相位同步实现锁定。锁定后两信号之间的相位差表现为一固定的稳态值 （频差=0）。 (8-14)

35 →输出信号的频率已偏离了原来的自由振荡频率ω0(控制电压uc(t)=0时的频率)，其偏移量由式(8-13)和(8-14)得到为
(8-15) 这时输出信号的工作频率已变为 (8-16) 由此可见，通过锁相环路的相位跟踪作用，最终可以实现输出信号与参考信号同步，两者之间不存在频差而只存在很小的稳态相差。 频率偏移量

36 基本环路方程 　　1. 鉴相器 　　鉴相器(PD)又称为相位比较器，它是用来比较两个输入信号之间的相位差θe(t)。鉴相器输出的误差信号ud(t)是相差θe(t)的函数，即 ud(t)=f［θe(t)］ (8-17) 鉴相器的分类----按其鉴相特性分为正弦型、三角型和锯齿型等。作为原理分析，通常使用正弦型。

37 典型的正弦鉴相器可用模拟乘法器与低通滤波器的串接构成，如图8-11 所示。
图 正弦鉴相器模型

38 以压控振荡器的载波相位ω0t作为参考，将输出信号uo(t)与参考信号ur(t)变形，有:
　　 uo(t)=Uo cos[ω0t +θ2(t)] (8-18) ur(t)=Ur sin[ωrt+θr(t)]=Ur sin[ω0t+θ1(t)] (8-19) 式中， θ2(t)=θ0(t)， θ1(t)=(ωr－ω0)t+θr(t)=Δω0t+θr(t) 　　 (8-20) 将uo(t)与ur(t)相乘，滤除2ω0分量，可得 ud(t)=Ud sin[θ1(t)-θ2(t)]=Ud sinθe(t) (8-21) Ud=KmUrUo/2，Ｋm为相乘器的相乘系数，单位为[1/V]。Ud越大，在同样的θe(t)下，鉴相器的输出就越大。因此，Ud在一定程度上反映了鉴相器的灵敏度。θe(t)=θ1(t)－θ2(t)为相乘器输入电压的瞬时相位差。

39 正弦鉴相器的数学模型和鉴相特性。 图 线性鉴相器的频域数学模型 图 正弦鉴相器的鉴相特性

40 　　2. 环路滤波器 　　环路滤波器(LF)是一个线性低通滤波器，用来滤除误差电压ud(t)中的高频分量和噪声，更重要的是它对环路参数调整起到决定性的作用。

41 　　2. 环路滤波器 　　环路滤波器由线性元件电阻、电容和运算放大器组成。因为它是一个线性系统，在频域分析中可用传递函数F(s)表示，其中s=σ+jΩ是复频率。若用s=jΩ代入F(s)就得到它的频率响应F(jΩ)，故环路滤波器的模型可以表示为图8-14。 图 环路滤波器的模型 (a) 时域模型; (b) 频域模型

42 　　1)　RC积分滤波器 　　最简单的低通滤波器，其传递函数为 (8-22) τ1=RC，是时间常数，它是这种滤波器惟一可调的参数。 图 RC积分滤波器

43 令s=jΩ----得滤波器的对数频率特性----具有低通特性，且相位滞后。当频率很高时，幅度趋于零，相位滞后接近90°。
　　1)　RC积分滤波器 　　令s=jΩ----得滤波器的对数频率特性----具有低通特性，且相位滞后。当频率很高时，幅度趋于零，相位滞后接近90°。 图 RC积分滤波器的组成与频率特性 (a) 组成; (b) 频率特性

44 与RC积分滤波器相比，它附加了一个与电容C串联的电阻R2，这样就增加了一个可调参数。它的传递函数为
　　2)　无源比例积分滤波器 　　与RC积分滤波器相比，它附加了一个与电容C串联的电阻R2，这样就增加了一个可调参数。它的传递函数为 (8-23) τ1=(R1+R2)C， τ2=R2C，它们是两个独立的可调参数。 图 无源比例积分滤波器 (a) 组成

45 　其对数频率特性与RC积分滤波器不同，当频率很高时，F(jΩ)|Ω→∞=R2/(R1+R2)是电阻的分压比，这就是滤波器的比例作用。从相频特性上看，当频率很高时有相位超前校正的作用，这是由相位超前校正因子1+jΩτ2引起的。 这个相位超前作用对改善环路的稳定性是有好处的。 图 无源比例积分滤波器 (a) 组成; (b) 频率特性

46 　　3) 有源比例积分滤波器 　　有源比例积分滤波器由运算放大器组成。当运算放大器开环电压增益A为有限值时，它的传递函数为 (8-24) 图 有源比例积分滤波器 (a) 电路

47 　　3) 有源比例积分滤波器 　　若A很高，则 τ1=R1C，负号表示滤波器输出电压与输入电压反相。 (8-25)

48 其频率特性具有低通特性和比例作用，相频特性也有超前校正。
图 有源比例积分滤波器 (a) 电路; (b) 频率特性

49 　　3. 压控振荡器 　　压控振荡器(VCO)是一个电压-频率变换器，振荡频率随输入控制电压uc(t)线性地变化，即 　ωv(t)=ω0+K0uc(t) 　　　　 (8-26) ωv(t)是VCO的瞬时角频率， K0是线性特性斜率，表示单位控制电压，可使VCO角频率变化的数值。因此又称为VCO的控制灵敏度或增益系数，单位为［rad/V·s］。

50 　　3. 压控振荡器 　　在锁相环路中，VCO的输出对鉴相器起作用的不是瞬时角频率而是它的瞬时相位，即 (8-27) 将此式与式(8-18)比较，可知以ω0t为参考的输出瞬时相位为 (8-28) 　　 uo(t)=Uo cos[ω0t +θ2(t)] (8-18)

51 　　由此可见，VCO在锁相环中起了一次积分作用，因此也称它为环路中的固有积分环节。式(8-28)就是压控振荡器相位控制特性的数学模型，若对式(8-28)进行拉氏变换，可得到在复频域的表示式为
(8-29) VCO的传递函数为 (8-30)

52 VCO的复频域的数学模型。 图 VCO的复频域模型

53 　　4. 环路相位模型和基本方程 　　鉴相器、环路滤波器和压控振荡器的模型 锁相环路的模型。 图 锁相环路的相位模型

54 　　4. 环路相位模型和基本方程 　　复时域分析时可用一个传输算子F(p)来表示，其中p(≡d/dt)是微分算子。由图8-19，我们可以得出锁相环路的基本方程 (8-31) (8-32)

55 将式(8-32)代入式(8-31)得 (8-33) 式中， K=K0Ud为环路增益。Ud是误差电压的最大值，Ud的单位是［V］，它与K0的乘积就是压控振荡器的最大频偏量。故环路增益K具有频率的量纲，而单位取决于K0所用的单位。若K0的单位用［rad/s·V］，则K的单位为［rad/s］; 若K0的单位用［Hz/V］，则K的单位为［Hz］。下面我们来分析基本方程的物理含义。

56 　　设环路输入一个频率ωr和相位θr均为常数的信号，即
ur(t)=Ur sin［ωrt+θr］ 　　　　　　　　　　=Ur sin［ω0t+(ωr－ω0)t+θr］ 式中，ω0是控制电压uc(t)=0时VCO的固有振荡频率; θr是参考输入信号的初相位。令 θ1(t)=(ωr－ω0)t+θr　 则 pθ1(t)=ωr－ω0=Δω (8-34) 将式(8-34)代入式(8-33)可得固定频率输入时的环路基本方程: pθe(t)=Δω0－K0Ud sinθe(t)F(p) (8-35)

57 等式左边pθe(t)项是瞬时相差θe(t)对时间的导数，称作瞬时频差(ωr－ωv)。等式右边第一项Δω0称为固有频差，它反映锁相环需要调整的频率量。右边第二项是闭环后VCO受控制电压uc(t)作用引起振荡频率ωv相对于固有振荡频率ω0的频差(ωv－ω0)，称为控制频差。由式(8-35)可见，在闭环之后的任何时刻存在如下关系: 瞬时频差=固有频差－控制频差 (Δω=Δω0－Δωv) (8-36) 即 ωr － ωv=(ωr － ω0) －(ωv － ω0)

58 自学： 锁相环工作过程的定性分析 　式(8-35)是锁相环路的基本方程，求解此方程，就可以获得锁相环路的各种性能指标，如锁定、跟踪、捕获、失锁等。但要严格地求解基本方程式(8-35)往往是比较困难的。式中已认为压控振荡器的控制特性为线性，但因为鉴相特性的非线性，基本方程是非线性方程。又因为压控振荡器的固有积分作用，基本方程至少是一阶非线性微分方程。若再考虑环路滤波器的积分作用，方程可能是高阶的。前面介绍的三种常用滤波器都是一阶的，应用这些滤波器的环路，其基本方程都是二阶非线性微分方程，这是最常见的。若再进一步考虑噪声的影响，则基本方程一般的形式是高阶非线性随机微分方程，求解这类方程是极为困难的。工程实践中，总是根据不同的工作条件，作出合理近似，以便得到相应的环路性能指标。

59 　　1. 锁定状态 　当在环路的作用下，调整控制频差等于固有频差时，瞬时相差θe(t)趋向于一个固定值，并一直保持下去，即满足  (8-37) 那么，此时我们认为锁相环路进入锁定状态。环路对输入固定频率的信号锁定后，输入到鉴相器的两信号之间无频差，而只有一固定的稳态相差θe(t)。此时误差电压Udsinθe(∞)为直流，它经过F(j0)的过滤作用之后得到控制电压UdF(j0)　sinθe(∞)也是直流。因此，锁定时的环路方程为 (8-38)

60 从中解得稳态相差 (8-39) 可见，锁定正是在由稳态相差θe(∞)产生的直流控制电压作用下，强制使VCO的振荡角频率ωv相对于ω0偏移了Δω0而与参考角频率ωr相等的结果。即 (8-40) 锁定后没有稳态频差是锁相环的一个重要特性。

61 Δω0=Δωv=K0Ud sinθe(∞)F(j0)
　　2. 跟踪过程 　　跟踪是在锁定的前提下，输入的参考频率和相位在一定的范围内，以一定的速率发生变化时，输出信号的频率和相位以同样的规律跟随变化，这一过程称为环路的跟踪过程。例如当ωr增大时，固有频差｜ωr－ω0｜=｜Δω0｜也增大，这使稳态相差θe(∞)增大又使直流控制电压增大，这必使VCO产生的控制频差Δωv增大，当Δωv大得足以补偿固有频差Δω0时，环路维持锁定，因而有 Δω0=Δωv=K0Ud sinθe(∞)F(j0)

62 故 Δω0|max=K0UdF(j0) 如果继续增大Δω0，使｜Δω0｜＞K0UdF(j0)，则环路失锁(ωv≠ωr)。因此，我们把环路能够继续维持锁定状态的最大固有频差定义为环路的同步带: (8-41) 同步带ΔωH的物理意义是: 当参考信号频率ωr在同步范围(2ΔωH)内变化时，环路能够维持锁定; 若超出此范围，环路将失锁。锁定与跟踪统称为同步，其中跟踪是锁相环路正常工作时最常见的情况。

63 　　3. 失锁状态 　　失锁状态就是瞬时频差(ωr－ωv)总不为零的状态。这时，鉴相器输出电压ud(t)为一上下不对称的稳定差拍波，其平均分量为一恒定的直流。这一恒定的直流电压通过环路滤波器的作用使VCO的平均频率ωv偏离ω0向ωr靠拢，这就是环路的频率牵引效应。也就是说，锁相环处于失锁差拍状态时，虽然VCO的瞬时角频率ωv(t)始终不能等于参考信号频率ωr，即环路不能锁定。但平均频率ωv已向ωr方向牵引，这种牵引作用的大小显然与恒定的直流电压的大小有关，恒定的直流电压的大小又取决于差拍波ud(t)的上下不对称程度。

64 　　4. 捕获过程 　前面的讨论是在假定环路已经锁定的前提下来讨论环路跟踪过程的。但在实际工作中, 例如开机、换频或由开环到闭环，一开始环路总是失锁的。因此，环路需要经历一个由失锁进入锁定的过程，这一过程称为捕获过程。开机时，鉴相器输入端两信号之间存在着起始频差(即固有频差)Δω0，其相位差Δω0t。因此，鉴相器输出的是一个角频率等于频差Δω0的差拍信号，即 ud(t)=Ud sin(Δω0t)　　　　 (8-42) 若Δω0很大，ud(t)差拍信号的拍频很高，易受环路滤波器抑制，这样加到VCO输入端的控制电压uc(t)很小，控制频差建立不起来，ud(t)仍是一个上下接近对称的稳定差拍波，环路不能入锁。

65 　　当Δω0减小到某一范围时，鉴相器输出的误差电压ud(t)是上下不对称的差拍波，其平均分量(即直流分量)不为零。通过环路滤波器的作用，使控制电压uc(t)中的直流分量增加, 从而牵引着VCO的频率ωv平均地向ωr靠拢。这使得ud(t)的拍频 (ωr－ωv)减小，增大ud(t)差拍波的不对称性，即增大直流分量，这又将使VCO的频率进一步接近ωr。这样，差拍波上下不对称性不断加大，uc(t)中的直流分量不断增加，VCO的平均频率ωv不断地向输入参考频率ωr靠近。在一定条件下，经过一段时间之后，当平均频差减小到某一频率范围时，以上频率捕获过程即告结束。此后进入相位捕获过程，θe(t)的变化不再超过2π，最终趋于稳态值θe(∞)。同时，ud(t)、uc(t)亦分别趋于它们的稳态值Udsinθe(∞)、Uc(∞), 压控振荡器的频率被锁定在参考信号频率ωr上，使　　　　　　　 　　　 ， 捕获全过程即告结束，环路锁定。捕获全过程的各点波形变化过程，如图8-20所示。

66 图 频率捕获锁定示意图

67 　　需要指出的是，环路能否发生捕获是与固有频差的Δω0大小有关。只有当|Δω0|小到某一频率范围时，环路才能捕获入锁，这一范围称为环路的捕获带Δωp。它定义为在失锁状态下能使环路经频率牵引，最终锁定的最大固有频差|Δω0|max，即 Δωp=|Δω0|max (8-43) 若｜Δω0｜＞Δωp，环路不能捕获入锁。

68 锁相环路的线性分析 　　锁相环路线性分析的前提是环路同步，线性分析实际上是鉴相器的线性化。虽然压控振荡器也可能是非线性的，但只要恰当地设计与使用就可以做到控制特性线性化。鉴相器在具有三角波和锯齿波鉴相特性时具有较大的线性范围。而对于正弦型鉴相特性，当｜θe｜≤π/6 时，可把原点附近的特性曲线视为斜率为Kd的直线，如图 8-21所示。因此，式 (8-21)可写成 ud(t)=Kdθe(t)　　　　　　　　　(8-44) 相应的线性化鉴相器模型如图8-22所示。其中Kd为线性化鉴相器的鉴相增益或灵敏度，数值上等于正弦鉴相特性的输出最大电压值Ud，单位为［V/rad］。

69 图 正弦鉴相器线性化特性曲线

70 图 线性化鉴相器的模型

71 　　用Kdθe(t)取代基本方程式(8-35)中的Udsinθe(t)可得到环路的线性基本方程
pθe(t)=pθ1(t)－K0KdF(p)θe(t) (8-45) 或 pθe(t)=pθ1(t)－KF(p)θe(t) (8-46) 式中， K=K0Kd称为环路增益。K的量纲为频率。式(8-46)相应 的锁相环线性相位模型如图8-23所示。

72 图 锁相环的线性相位模型(时域)

73 　　对式(8-46)两边取拉氏变换，就可以得到相应的复频域中的线性相位模型，如图8-24所示。
图 锁相环的线性相位模型(复频域)

74 　　环路的相位传递函数有三种，用于研究环路不同的响应函数。
　　(1) 开环传递函数研究开环(θe(t)=θ1(t))时，由输入相位θ1(t)所引起的输出相位θ2(t)的响应，为 (8-47) 　　(2) 闭环传递函数研究闭环时，由θ1(t)引起输出相位θ2(t)的响应，为 (8-48)

75 　　(3) 误差传递函数研究闭环时，由θ1(t)所引起的误差响应θe(t)，为
(8-49) Ho(s)、H(s)、He(s)是研究锁相环路同步性能最常用的三个传递函数，三者之间存在如下关系: (8-50) (8-51) 式(8-47)～(8-49)是环路传递函数的一般形式。

76 　　不难看出，它们除了与K有关之外，还与环路滤波器的传递函数F(s)有关，选用不同的环路滤波器，将会得到不同环路的实际传递函数。
　　表8-1列出了采用无源比例积分滤波器和理想积分滤波器(即A很高时的有源比例积分滤波器)的环路传递函数。

77

78 　　因为锁相环是一个伺服系统，其响应在性质上可以是非谐振型的或振荡型的。因此习惯上引入ωn——无阻尼振荡频率［rad/s］和ξ——阻尼系数［无量纲］这两个参数来描述系统的特性。表 8-2 列出了用ξ、ωn表示的传递函数及系统参数ξ、ωn与电路参数K、τ1和τ2的关系。

79

80 　　 H(s)的分母多项式中s的最高幂次称为环路的“阶”数，因为VCO中的1/s是环路的固有一阶因子，故环路的阶数等于环路滤波器的阶数加一; Ho(s)中的理想积分因子的个数称为“型”数。故无源比例积分滤波器的环路为二阶Ⅰ型环，理想积分滤波器的环路为二阶Ⅱ型环, 又称为理想二阶环。 　　比较这两种环路的传递函数，可以看到，当环路增益很高(即K>>ωn时)，采用无源比例积分滤波器的环路传递函数与理想二阶环的传递函数相似。 故只要K>>ωn成立，这两种环路的性能是近似的。通常把K>>ωn的二阶锁相环称为高增益二阶环。

81 　　1． 跟踪特性 　　锁相环的一个重要特点是对输入信号相位的跟踪能力。衡量跟踪性能好坏的指标是跟踪相位误差，即相位误差函数θe(t)的暂态响应和稳态响应。其中暂态响应用来描述跟踪速度的快慢及跟踪过程中相位误差波动的大小。稳态响应是当t→∞时的相位误差值，表征了系统的跟踪精度。 　　在给定锁相环路之后，根据式(8-49)可以计算出复频域中相位误差函数θe(s)，对其进行拉氏反变换，就可以得到时域误差函数θe(t)。

82 　　当输入参考信号的频率在t=0时有一阶跃变化，即
(8-52) 其对应的输入相位 (8-53) 那么 (8-54) 则 (8-55)

83 进行拉氏反变换，得 　　当ξ＞1时， (8-56a) 　　当ξ=1时， (8-56b) 　　当0＜ξ＜1时， (8-56c)

84 式(8-56)相应的响应曲线如图8-25所示。由图可见:
　　(1) 暂态过程的性质由ξ决定。当ξ＜1时，暂态过程是衰减振荡，环路处于欠阻尼状态; 当ξ＞1时，暂态过程按指数衰减，尽管可能有过冲，但不会在稳态值附近多次摆动，环路处于过阻尼状态; 当ξ=1时，环路处于临界阻尼状态，其暂态过程没有振荡。因此阻尼系数的物理意义得到进一步明确。 　　(2) 当ξ＜1时，暂态过程的振荡频率为(1－ξ2)1/2ωn。若ξ=0，则振荡频率等于ωn。所以ωn作为无阻尼自由振荡角频率的物理意义很明确。 　　(3)　由图可见，二阶环的暂态过程有过冲现象，过冲量的大小与ξ值有关。ξ越小，过冲量越大，环路相对稳定性越差。

85

86 图 8-25 理想二阶环对输入频率阶跃的相位误差响应曲线

87 　　(4)　暂态过程是逐步衰减的，至于衰减到多少才认为暂态过程结束，完全取决于如何选择暂态结束的标准。选定之后，不难从式(8-56)中求出暂态时间。从相对稳定性和快速跟踪的角度考虑，工程上一般选择ξ=0.707。 　　稳态相位误差是用来描述环路最终能否跟踪输入信号的相位变化及跟踪精度与环路参数之间的关系。求解稳态相差θe(∞)的方法有两种: 　　(1) 由前面求出的θe(t)，令t→∞即可求出 　　(2) 利用拉氏变换的终值定理，直接从θe(s)求出 (8-57) 　　对于不同的环，在不同的输入信号的稳态相位误差，列于表8-3。

88

89 　　由此可见 　　(1) 同环路对不同输入的跟踪能力不同，输入变化越快，跟踪性能越差，θe(∞)=∞ 意味着环路不能跟踪。 　　(2) 同一输入，采用不同环路滤波器的环路的跟踪性能不同。可见环路滤波器对改善环路跟踪性能的作用。 　　(3)　同是二阶环，对同一信号的跟踪能力与环路的“型”有关(即环内理想积分因子1/s的个数)。“型”越高跟踪精度越高; 增加“型”数，可以跟踪更快变化的输入信号。 　　(4)　理想二阶环(二阶Ⅱ型)跟踪频率斜升信号的稳态相位误差与扫瞄速率R成正比。当R加大时，稳态相差随之加大，有可能进入非线性跟踪状态。

90 　　2. 频率响应 　　频率响应是决定锁相环对信号和噪声过滤性能好坏的重要特性，由此可以判断环路的稳定性，并进行校正。 　　采用RC积分滤波器，其传递函数如式(8-29)所示，则闭环传递函数为 (8-58) 相应的幅频特性为 (8-59) 阻尼系数ξ取不同值时画出的幅频特性曲线如图8-26所示, 可见具有低通滤波特性。环路带宽BW0.7可令式(8-59)等于0.707后求得 (8-60)

91 图 闭环幅频特性

92 　　调节阻尼系数ξ和自然谐振角频率ωn可以改变带宽，调节ξ还可以改变曲线的形状。当ξ=0.707时，曲线最平坦，相应的带宽为
(8-61) 当ξ<0.707时，特性曲线出现峰值。

93 锁相环路的应用 　　由以上的讨论已知，锁相环路具有以下几个重要特性: 　　(1) 环路锁定后，没有剩余频差。压控振荡器的输出频率严格等于输入信号的频率。 　　(2) 跟踪特性。环路锁定后，当输入信号频率ωi稍有变化时，VCO的频率立即发生相应的变化，最终使VCO输入频率ωr=ωi。它跟踪输入信号载波与相位变化，环路输出信号就是需要提取的载波信号。这就是环路的载波跟踪特性。 　只要让环路有适当的低频通带，压控振荡器输出信号的频率和相位就跟踪输入调频或调相信号的频率和相位变化，即得到输入角调制信号的复制品，这就是调制跟踪特性。利用环路的调制跟踪特性，可以制成角调制信号的调制器与解调器。

94 　　(3) 滤波特性。锁相环通过环路滤波器的作用，具有窄带滤波特性，能够将混进输入信号中的噪声和杂散干扰滤除。在设计良好时，这个通带能做到极窄。例如，可以在几十兆赫兹的频率上，实现几十赫兹甚至几赫兹的窄带滤波。这种窄带滤波特性是任何LC、RC、石英晶体、陶瓷片等滤波器所难以达到的。 　　(4) 易于集成化。组成环路的基本部件都易于采用模拟集成电路。环路实现数字化后，更易于采用数字集成电路。环路集成化为减小体积、降低成本，提高可靠性与增多用途等提供了条件。

95 　　1. 锁相环路的调频与解调 　　用锁相环调频，能够得到中心频率高度稳定的调频信号，图8-27是这种方法的方框图。 　　实现调制的条件是: 调制信号的频谱要处于低通滤波器通频带之外，并且调频指数不能太大。这样，调制信号不能通过低通滤波器，因而在锁相环路内不能形成交流反馈，也就是说调制频率对锁相环路无影响。锁相环就只对VCO平均中心频率不稳定所引起的分量(处于低通滤波器通带之内)起作用，使它的中心频率锁定在晶振频率上。因此，输出调频波的中心频率稳定度很高。这样，用锁相环路调频器能克服直接调频的中心频率稳定度不高的缺点。若将调制信号经过微分电路送入压控振荡器，环路输出的就是调相信号。

96 图8-27 锁相环路调频器方框图

97 　　调制跟踪锁相环本身就是一个调频解调器。它利用锁相环路良好的调制跟踪特性，使锁相环路跟踪输入调频信号瞬时相位的变化，从而使VCO控制端获得解调输出。锁相环鉴频器的组成如图8-28所示。
图 锁相鉴频器

98 　　设输入的调频信号为 ui(t)=Ui sin(ωit+mf sinΩt) (8-62) 　其调制信号为uΩ(t)=UΩ cosΩt，mf为调频指数。同时假设 环路处于线性跟踪状态，且输入载频ωi等于VCO自由振荡频率ω0，则可得到调频波的瞬时相位为 θ1(t)=mf sinΩt (8-63) 　现以VCO控制电压uc(t)作为解调输出，那么可先求出环路的输出相位θ2(t)，再根据VCO控制特性θ2(t)=K0uc(t)/p，不难求得解调输出信号uc(t)。

99 　　设锁相环路的闭环频率响应为H(jΩ)，则输出相位为
θ2(t)=mf|H(jΩ)| cos［Ωt+∠H(jΩ)］ 　　　 (8-64) 因而解调输出电压为 (8-65) 式中，　　　　　　　　　，Δωm为调频信号的最大频偏。 对于设计良好的调制跟踪锁相环，在调制频率范围内 ｜H(jΩ)｜≈1，相移∠H(jΩ)也很小。因此，uc(t)确是良好的调频解调输出。各种通用锁相环集成电路都可以构成调频解调器。图8-29为用NE562集成锁相环构成的调频解调器。

100 图8-29 NE562调频解调器

101 　　2. 同步检波器 　　如果锁相环路的输入电压是调幅波，只有幅度变化而无相位变化，则由于锁相环路只能跟踪输入信号的相位变化，所以环路输出得不到原调制信号，而只能得到等幅波。用锁相环对调幅信号进行解调，实际上是利用锁相环路提供一个稳定度高的载波信号电压，与调频波在非线性器件中乘积检波，输出的就是原调制信号。AM信号频谱中，除包含调制信号的边带外，还含有较强的载波分量，使用载波跟踪环可将载波分量提取出来，再经90°移相，可用作同步检波器的相干载波。这种同步检波器如图8-30所示。

102 图 AM信号同步检波器

103 　　设输入信号为 ui(t)=Ui(1+m cosΩt) cosωit (8-66) 输入信号中载波分量为Ui cosωit，用载波跟踪环提取后输出为uo(t)=Uo cos(ωit+θ0)，经90°移相后，得到相干载波ur(t)=Uo sin(ωit+θ0) 将ur(t)与ui(t)相乘，滤除2ωi分量，得到的输出信号就是恢复出来的调制信号。 　锁相环路除了以上的应用外，还可广泛地应用于电视机彩色副载波提取，调频立体声解码、电机转速控制、微波频率源、锁相接收机、移相器、位同步、以及各种调制方式的调制器和解调器、频率合成器等。

104 8.4 频 率 合 成 器 频率合成器及其技术指标 　　随着电子技术的发展，要求信号的频率越来越准确和越来越稳定，一般振荡器已不能满足系统设计的要求。 晶体振荡器的准确度高和稳定度高，但晶体振荡器的频率变化范围很小，其频率值不高，很难满足通信、雷达、测控、仪器仪表等电子系统的需求。 频率合成技术能提供一系列高准确度和高稳定度的频率。

105 　　频率合成----指以一个或少量的高准确度和高稳定的标准频率作为参考频率，由此导出多个或大量的输出频率，这些输出频率的准确度与稳定度与参考频率是一致的。
频率合成器或频率综合器----通过一个或多个标准频率产生大量的输出频率，它是通过对标准频率在频域进行加、减、乘、除来实现的，可以用混频、倍频和分频等电路来实现。

106 　　频率合成器主要技术指标: 频率范围、频率间隔、准确度、频率稳定度、频谱纯度(杂散输出和相位噪声)、频率转换时间以及体积、重量、功能与成本等。
指标的提高，频率合成器的复杂程度和成本将增加。因此，如何选择合理经济的频率合成器方案来满足技术指标的要求，是十分重要的。下面仅介绍一些基本指标的含义。

107 　　1． 频率范围 　　频率范围----指频率合成器输出的最低频率fomin和最高频率fomax之间的变化范围，也可用覆盖系数k=fomax/fomin表示(k又称之为波段系数)。 如果覆盖系数k>2~3时，整个频段可以划分为几个分波段。在频率合成器中，分波段的覆盖系数一般取决于压控振荡器的特性。  要求频率合成器在指定的频率范围和离散频率点上均能正常工作，且均能满足其它性能指标。

108 　　2． 频率间隔(频率分辨率) 　　频率合成器的输出是不连续的。两个相邻频率之间的最小间隔，就是频率间隔。 频率间隔又称为频率分辨率。不同用途的频率合成器，对频率间隔的要求是不相同的。 短波单边带通信，多取频率间隔为100Hz，甚至取10Hz、1Hz乃至0.1 Hz。 超短波通信，频率间隔多取50 kHz、25 kHz等。在一些测量仪器中，其频率间隔可达兆赫兹量级。

109 　　3． 频率转换时间 　　频率转换时间----指频率合成器从某一个频率转换到另一个频率，并达到稳定所需要的时间。它与采用的频率合成方法有密切的关系。 　　4． 准确度与频率稳定度----两个重要的指标 　　频率准确度----指频率合成器工作频率偏离规定频率的数值，即频率误差。 频率稳定度----指在规定的时间间隔内，频率合成器频率偏离规定频率相对变化的大小。 二者既有区别，又有联系。通常认为频率误差已包括在频率不稳定的偏差之内，因此一般只提频率稳定度。

110 　　5． 频谱纯度 　　影响频率合成器频谱纯度的因素主要有两个，一是相位噪声（主要质量指标），二是寄生干扰。 　　相位噪声是瞬间频率稳定度的频域表示，在频谱上呈现为主谱两边的连续噪声，如图8-31所示。 相位噪声的大小可用频率轴上距主谱f0处的相位功率谱密度来表示。锁相频率合成器相位噪声主要来源于参考振荡器和压控振荡器。此外，环路参数的设计对频率合成器的相位噪声也有重要的影响。 　　寄生(又称为杂散)干扰是非线性部件所产生的，其中最严重的是混频器，寄生干扰表现为一些离散的频谱，如图8-31所示。混频器中混频比的选择以及滤波器的性能对于寄生干扰的抑制是至关重要的。

111 图 频率合成器的频谱

112 频率合成器的类型 　　频率合成器分类：直接式频率合成器、间接式(或锁相)频率合成器和、直接式数字频率合成器。 　　1． 直接式频率合成器(DS) 　　直接式频率合成器是最先出现的一种合成器类型的频率信号源。这种频率合成器原理简单，易于实现。 其合成方法大致可分为两种基本类型: 一种是所谓非相关合成方法; 另一种称为相关合成方法。这两种方法之间的主要区别是所使用的参考频率源数目不同而已。

113 　　非相关合成法使用多个晶体参考频率源，所需的各种频率分别由这些参考源提供。它的缺点在于制作具有相同频率稳定性和精度的多个晶体参考频率源既复杂又困难，而且成本很高。
　　相关合成法只使用一个晶体参考频率源，所需的各种频率都由它经过分频、混频和倍频后得到，因而合成器输出频率的准确度和稳定度与参考源一样，现在绝大多数直接式频率合成器都采用这种方法。 　　直接式频率合成器的显著特点是: 分辨率高(10－2Hz)、频率转换速度快(小于100 μs)、工作稳定可靠、输出信号频谱纯度高等。最大的缺点是体积大、笨重、成本高。

114 　　2． 间接式频率合成器(IS) 　　间接式频率合成器又称为锁相频率合成器。锁相频率合成器是目前应用最广的频率合成器。（本节主要介绍的内容） 　　直接式频率合成器中所固有的那些缺点，如体积大、成本高、输出端出现寄生频率等，在锁相频率合成器中就大大减少了。

115 当锁相环锁定后，相位检波器两输入端的频率是相同的，即 fr=fd (8-67) VCO输出频率fo经N分频得到 (8-68)
　　2． 间接式频率合成器(IS) 基本的锁相频率合成器。 当锁相环锁定后，相位检波器两输入端的频率是相同的，即 fr=fd (8-67) VCO输出频率fo经N分频得到 (8-68) 所以输出频率是参考频率fr的整数倍，即 fo=Nfr (8-69) 图8-32 基本锁相频率合成器

116 1、频率分辨率等于fr，为了提高分辨率就必须将fr减小，但与转换时间短是相矛盾的。工程上常用的经验公式为 (8-70)
　 基本的锁相频率合成器存在以下几个问题。 1、频率分辨率等于fr，为了提高分辨率就必须将fr减小，但与转换时间短是相矛盾的。工程上常用的经验公式为 (8-70) 转换时间大约等于25个参考频率的周期。分辨率与转换时间成反比。例如fr=10Hz，则 fs=2.5 s，这显然难以满足系统的要求。 这样，环中带有分频器的锁相环就提供了一种从单个参考频率获得大量频率的方法。如果用一可编程分频器来实现分频比N，就很容易按增量fr来改变输出频率。带有可编程分频器的锁相环为合成大量频率提供了一种方法，合成频率都是参考频率的整倍数。

117 　　2、VCO输出是直接加到可变分频器上的，而这种可编程分频器的最高工作频率可能比所要求的合成器工作频率低得多，因此在很多应用场合基本频率合成器是不适用的。

118 自学：　　　固定分频器的工作频率明显高于可变分频比，超高速器件的上限频率可达千兆赫兹以上。若在可变分频器之前串接一固定分频器的前置分频器，则可大大提高VCO的工作频率，如图 8-33所示。前置分频器的分频比为M，则可得 fo=N(Mfr) (8-71)

119 图 有前置分频器的锁相频率合成器

120 　　采用了前置分频器之后，允许合成器得到较高的工作频率，但是因为M 是固定的，输出频率只能以Mfr为增量变化，这样， 合成器的分辨率就下降了。避免可编程分频器工作频率过高的另一个途径是，用一个本地振荡器通过混频将频率下移，如图8-34所示。

121 图 下变频锁相频率合成器 混频后用低通滤波器取出差频分量，分频器输出频率为 (8-72) 因此 (8-73)

122 　总之，锁相频率合成器的频率分辨率取决于fr， 为提高频率分辨率应取较低的fr; 而转换时间ts 也取决于fr， 为使转换时间短应取较高的fr，这两者是矛盾的。
另外，可变分频器的频率上限与合成器的工作频率之间也是矛盾的。上述前置分频器和下变频的简单方法并不能从根本上解决这些矛盾。近年来出现的变模分频锁相频率合成器、小数分频锁相频率合成器以及多环锁相频率合成器等的性能比基本锁相频率合成器有了明显的改善，满足了各类应用的需求。

123 　　3． 直接数字式频率合成器(DDS) 　　直接数字式频率合成器是近年来发展非常迅速的一种器件，它采用全数字技术，具有分辨率高、频率转换时间短、相位噪声低等特点，并具有很强的调制功能和其它功能。

124 　　DDS的基本思想是在存储器存入正弦波的L个均匀间隔样值，然后以均匀速度把这些样值输出到数模变换器，将其变换成模拟信号。最低输出频率的波形会有L个不同的点。同样的数据输出速率，但存储器中的值每隔一个值输出一个，就能产生二倍频率的波形。以同样的速率，每隔k个点输出就得到k倍频率的波形。频率分辨率与最低频率一样。其上限频率由Nyquist速率决定，与DDS所用的工作频率有关。DDS的组成如图8-35所示，它由一相位累加器、只读存储器(ROM)、数／模转换器(DAC)和低通滤波器组成，图中fc为时钟频率。

125 相位累加器和ROM构成数控振荡器。相位累加器的长度为N，用频率控制字K去控制相位累加器的次数。 对一个定频ω，dφ／dt为一常数，即定频率信号的相位变化与时间成线性关系，用相位累加器来实现这个线性关系。不同的ω值需要不同的dφ／dt的输出，这就可用不同的值加到相位累加器来完成。当最低有效位为1加到相位累加器时，产生最低的频率，在时钟fc 的作用下，经过了N位累加器的2N个状态，输出频率为fc/2N。加任意的M值到累加器，则DDS的输出频率为 (8-74)

126 图 DDS的组成框图

127 　　在时钟fc的作用下，相位累加器通过ROM(查表)，得到对应于输出频率的量化振幅值，通过D/A变换，得到连续的量化振幅值，再经过低通滤波器滤波后，就可得到所需频率的

128 　　DDS有如下特点: 　　(1) 频率转换时间短，可达毫微秒级，这主要取决于累加器中数字电路的门延迟时间; 　　(2) 分辨率高，可达到毫赫兹级，这取决于累加器的字长N和参考时钟fc。如N＝32，fc＝20MHz，则分辨率ΔF＝fc/2N＝2×106/232=4.7×10－3 Hz; 　　(3) 频率变换时相位连续; 　　(4) 有非常小的相位噪声。其相位噪声由参考时钟fc的纯度确定，随20 lg(fo/fc)改善，fo为输出频率，fo＜fc; 　　 (5) 输出频带宽，一般其输出频率约为fc的40％以内; 　　(6) 具有很强的调制功能。

129 　　以上三种基本方法是现代频率合成的技术基础，在性能上各有其特点，相互补充。在实际应用中，可以根据系统要求，组合应用这些基本方法，从而得到性能更好的，能满足系统要求的频率合成器。
　　DDS和PLL是两种频率合成技术，其频率合成的方式是不同的。DDS是一种全数字开环系统，而PLL是一种模拟闭环系统。由于合成的方式不同，因而都具有其特有的优点和不足， 从设计DDS和PLL需考虑的因素的比较就可以看出这两种频率合成技术的差异。

130 　　在PLL频率合成器中，设计时要考虑的因素有:
　　(1) 频率分辨率及频率步长; 　　(2) 建立时间; 　　(3) 调谐范围(带宽); 　　(4) 相位噪声和杂散(谱纯度); 　　(5) 成本、复杂度和功能。 　　在DDS频率合成器中，设计时要考虑的因素有: 　　(1) 时钟频率(带宽); 　　(2) 杂散(谱纯度); 　　(3) 成本、复杂度和功耗。

131 　　在PLL中，频率分辨率是不会很高的，其分辨率的高低还与其它的性能指标有关，而DDS的分辨率只取决于相位累加器长度N和时钟频率fc，可以做到毫赫兹。从建立时间看，DDS是非常小的，可达纳秒级，而PLL由于闭环的原因建立时间较长，一般在毫秒级。在输出带宽上，DDS与fc有关，输出频率fo≤fc/2，而PLL输出频率fo>fc。DDS输出可认为是低通信号，而PLL输出可认为是带通信号。频率覆盖范围是这两种技术都要考虑的问题。在频率纯度上，DDS由于fo≤fc/2，相对于参考频率源其相位噪声以20 lg(fo/fc)改善，因此只考虑杂散信号的影响; 而PLL要考虑相位噪声和杂散信号的影响，这两种影响谱纯度的因素与PLL的环路参数有关。复杂度、功耗和成本是这两种技术都必须考虑的问题。

132 　　DDS的杂散主要是由DAC的误差和离散抽样值的量化近视引起的，改善DDS杂散的方法有:
　　(1) 增加DAC的位数， DAC的位数增加一位，杂散电平降低6 dB; 　　(2) 增加有效相位数，每增加一位，杂散电平降低8 dB; 　　(3) 设计性能良好的滤波器。

133 　　DDS和PLL这两种频率合成方式不同，各有其独有的特点，不能相互代替，但可以相互补充。将这两种技术相结合，可以达到单一技术难以达到的结果。图8-36是DDS驱动PLL频率合成器，这种频率合成器由DDS产生分辨率高的低频信号，将DDS的输出送入一倍频—混频PLL，其输出频率为 fo=fL+NfDDS (8-75) 其输出频率范围是DDS输出频率的N倍，因而输出带宽，分辨率高，可达1Hz以下。这种频率合成器取决于DDS的分辨率和PLL的倍频次数。其转换时间快，是由于PLL是固定的倍频环，环路带宽可以较大，因而建立时间就快，可达微秒级; N不大时，相位噪声和杂散都可以较低。

134 图 DDS驱动PLL频率合成器

135 　　在DDS中，输出信号波形的三个参数: 频率ω、相位φ和振幅A都可以用数据字来定义。ω的分辨率由相位累加器中比特数来确定，φ的分辨率由ROM中的比特数确定，而A的分辨率由DAC中的分辨率确定。因此，在DDS中可以完成数字调制和模拟调制。频率调制可以用改变频率控制字来实现，相位调制可以用改变瞬时相位来实现，振幅调制可用在ROM和DAC之间加数字乘法器来实现。因此，许多厂商在生产DDS芯片时，就考虑了调制功能，可直接利用这些DDS芯片完成所需的调制功能，这无疑为实现各种调制方式增添了更多的选择。而且，用DDS完成调制带来的好处是以前许多相同调制的方法难以比拟的。图8-37是AD公司生产的DDS芯片AD7008，其时钟频率有20 MHz和50MHz两种，相位累加器长度N=32。它不仅可以用于频率合成，而且具有很强的调制功能，可以完成各种数字和模拟调制功能，如AM、PM、FM、ASK、PSK、FSK、MSK、QPSK、QAM等调制方式。

136 图 AD7008框图

137 锁相频率合成器 　　在上面提到的频率合成器的三种基本模式中，直接式频率合成器和直接数字式频率合成器属于开环系统，因此具有频率转换时间短、分辨率较高等优点，而锁相频率合成器是一种闭环系统，其频率转换时间和分辨率均不如前两者好，但其结构简单、成本低是其优势，已成为当前频率合成的主要方式，被广泛应用于各种电子系统中。 　　锁相频率合成的基本方法是: 锁相环路对高稳定度的参考振荡器锁定，环内串接可编程的程序分频器，通过编程改变程序分频器的分频比N，从而就得到N倍参考频率的稳定输出。按上述方式构成的单环锁相频率合成器是锁相频率合成器的基本单元。这种基本的锁相频率合成器在性能上存在一些问题。为了解决合成器工作频率与可编程分频器最高工作频率之间的矛盾和合成器分辨率与转换速率之间的矛盾，需对基本的构成进行改进。

138 　　1． 单环锁相频率合成器 　　基本的单环锁相频率合成器的构成如图 8-32 所示。环中的÷N分频器采用可编程的程序分频器，合成器输出频率为 fv=Nfr (8-76) 式中fr为参考频率，通常是用高稳定度的晶体振荡器产生，经过固定分频比的参考分频之后获得的。这种合成器的分辨率为fr。 　　设鉴相器的增益为Kd，环路滤波器的传递函数为F(s)，压控振荡器的增益系数为K0，则可得单环锁相频率合成器的线性相位模型，如图8-38所示。图中， (8-77) (8-78)

139 图 单环频率合成器线性相位模型

140 　　由输出相位θ2(s)和输入相位θ1(s)可得闭环传递函数是
(8-79) 式中K′=KdK0/N。因为相位是频率的时间积分，故同样的传递函数也可说明输入频率(即参考频率)fr(s)和输出频率fv(s)之间的关系。

141 　　误差传递函数 (8-80) 将式(8-79)和式(8-80)与式(8-48)和式(8-49)相比较，单环锁相频率合成器的传递函数与线性锁相环的传递函数有如下关系: (8-81) 不同的只是H(s)和He(s)中的环路增益由原来的K变为 　 　　　　　　　　　　　　比K减小了N倍。从式(8-79)和式(8-80)不难看出，单环锁相频率合成器的线性性能、跟踪性能、噪声性能等与线性锁相环是一致的。只要将表8-1和表8-2中的环路增益K换成　，就可得到单环锁相频率合成器采用不同的F(s)的传递函数及系统参数ωn、ξ的表达式。

142 　　图8-39(a)是通用型单片集成锁相环L562(NE562)和国产T216可编程除10分频器构成的单环锁相环频率合成器，它可完成10以内的锁相倍频，即可得到 1～10倍的输入信号频率输出，图8-39(b)为L562的内部结构图。 　　如果要合成更多的频率，可选择多级的可变分频器或程序分频器。频率合成器要求波段工作，频率数要多，频率间隔要小，因此对分频器的要求很高。目前已有专用的单片合成器, 这种合成器将环路的主要部件鉴相器以及性能很好的分频器集成在一个芯片上，它可以与微机接口利于调整环路参数。 　　本节第三部分提到的有前置分频器的锁相环频率合成器和有下变频器的锁相环频率合成器均属于单环锁相频率合成器。

143 图 L562的内部结构 (a) L562频率合成器； (b)　L562内部框图

144 图 L562的内部结构 (a) L562频率合成器； (b)　L562内部框图

145 　　2． 变模分频锁相频率合成器 　　在基本的单环锁相频率合成器中，VCO的输出频率是直接加到可编程分频器上的。目前可编程分频器还不能工作到很高的频率上，这就限制了这种合成器的应用。加前置分频器后固然能提高合成器的工作频率，但这是以降低频率分辨率为代价的。采用下变频方法可以在不改变频率分辨率和转换时间的条件下提高合成器的工作频率，但它增加了电路的复杂性且由混频产生寄生信号以及滤波器引起的延迟对环路性能都有不利的影响。因此上述两种电路并不能很好地解决基本单环锁相频率合成器的固有问题。 　　在不改变频率分辨率的同时提高频率合成器输出频率的有效方法之一是采用变模分频器也称吞脉冲技术。它的工作速度虽不如固定模数的前置分频器那么快，但比可编程分频器要快得多。图 8-40 为采用双模分频器的锁相频率合成器的组成框图。

146 图 双模分频锁相频率合成器

147 　　双模分频器有两个分频模数，当模式控制为高电平时分频模数为V＋1，当模式控制为低电平时分频模式为V。双模分频器的输出同时驱动两个可编程分频器，它们分别预置在N1和N2，并进行减法计数。在除N1分频计数器未计数到零时，模式控制为高电平，双模分频器的输出频率为fv／(V＋1)。在输入N2(V＋1)周期之后，除N2分频器计数到零，将模式控制电平变为低电平，同时通过除N2分频器还存有N1－N2。由于受模式控制低电平的控制, 双模分频器的分频模数变为V，输出频率为fv/V。再经过(N1－N2)V个周期，除N2计数器也计数到零，输出低电平，将两计数器重新赋于它们的预置值N1和N2，同时对相位检波器输出比相脉冲，并将模式控制信号恢复到高电平。在一个完整的周期中，输入的周期数为 N=(V+1)N2+(N1－N2)V=VN1+N (8-82)

148 　　假若V＝10，则 N=10N1+N (8-83) 从上面的原理说明中可知，N1必须大于N2。例如N2从0到9变化，则N1至少为10。由此得到最小分频比为Nmin=100。若N1从10变化到19，那么可得到的最大分频比为Nmax=199。 　　其它的变模分频，例如5／6、6／7、8／9、10／11、31／32、40／41、100／101等也是常用的。 　　在采用变模分频器的方案中也要用可编程分频器，这时双模分频器的工作频率为合成器的工作频率fv，而两个可编程分频器的工作频率为fv/V或fv/(V+1)。合成器的参考频率仍然为参考频率fr，这就在保证分辨率的条件下提高了合成器的工作频率，频率的转换时间也未受到影响。

149 集成锁相环频率合成器 　　集成锁相频率合成器是一种专用锁相电路。它是发展很快、采用新工艺多的专用集成电路。它将参考分频器、参考振荡器、数字鉴相器、各种逻辑控制电路等部件集成在一个或几个单元中，以构成集成频率合成器的电路系统。目前，集成锁相频率合成器按集成度可分为中规模(MSI)和大规模(LSI)两种，按电路速度可分为低速、中速和高速三种。随着频率合成技术和集成电路技术的迅速发展，单片集成频率合成器也正向性能更好、速度更高方向发展。有些集成频率合成器系统中还引入了微机部件，使得波道转换、频率和波段的显示实现了遥控和程控，从而使集成频率合成器逐渐取代分立元件组成的频率合成器，应用范围日益广泛。但目前VCO还没有集成到单片合成器中，主要原因是因为VCO的噪声指标不易做高。

150 　　目前，集成锁相频率合成器电路的产品很多，按频率置定方式不同，可分为并行码、4位数据总线、串行码和BCD码等四种输入频率置定方式。每一种频率置定方式又可区分为单模频合或双(四)模频合。实现频率置定可采用机械开关、三极管阵列、EPROM和微机等多种方式。这里重点介绍摩托罗拉公司出品的四位数据总线输入可编程的大规模单片集成锁相频率合成器MC145146－1和并行码输入可编程大规模单片集成锁相频率合成器MC145151－1及其应用。

151 　　1． MC145146－1 　　MC145146－1是一块20脚陶瓷或塑料封装的，由四位总线输入、锁存器选通和地址线编程的大规模单片集成锁相双模频率合成器，图 8-41给出了它的方框图。程序分频器为10位÷N(N＝3~1023)计数器和7位÷A(A＝3~127)计数器，组成吞脉冲程序分频器。14脚为变模控制端MOD，当MOD＝1时(高电平)，双模前置分频器按低模分频比工作; 当MOD＝0时(低电平)，双模前置分频器按高模分频比工作。12位可编程的参考分频器的分频比为R＝3~4095，这样，鉴相器输入的参考频率fR=f0/R，这里f0为参考时钟源的频率，一般用高稳定度的石英晶振担当参考时钟源。

152 图 MC145146－1方框

153 　　表8-4中，D0~D3(2、1、20、10端)为数据输入端。当ST是高电平时, 这些输入端的信息，将传送到内部锁存器。A0～A2(9~11端)为地址输入端。用来确定由哪一个锁存器接收数据输入端的信息。这些地址与锁存器的关系如表8-4 所示。

154

155 　　表 8-4中D0~D3栏的0、1、2…表示相应数据输入端D0~D3上所输入二进制数的权值，如Di (i=0~3)=3，表示该位权值为23＝8; Di＝8表示该位权值为28＝128，依此类推。实际的参考分频比和可变分频比即等于所输入的二进制数。 　　ST(12端): 数据选通控制端，当ST是高电平时，可以输入D0~D3输入端的信息，ST是低电平时，则锁存这些信息。 　　PDout(5端): 鉴相器的三态单端输出。当频率fv＞fr或fv相位超前时，PDout输出负脉冲; 当相位滞后时，输出正脉冲; 当fv＝fr且同相位时，输出端为高阻抗状态。 　　LD(13端): 锁定检测器信号输出端。当环路锁定时(fv与fr同频同相)，输出高电平，失锁时输出低电平。 　　ΦV、ΦR(16、17端): 鉴相器的双端输出。可以在外部组合成环路误差信号，与单端输出PDout作用相同，可按需要选用。

156 图8-42是一个微机控制的UHF移动电话信道的频率合成器，工作频率为450MHz。接收机中频为10
　　图8-42是一个微机控制的UHF移动电话信道的频率合成器，工作频率为450MHz。接收机中频为10.7MHz，具有双工功能，收发频差为5MHz，fr=25kHz，可根据选定的参考振荡频率来确定÷R值。环路总分频比NT＝N*P＋A＝17 733~17758，其中P＝64，N＝277，A＝5~30。则输出频率(VCO输出)为 NTfR＝ ~ MHz，步进25KHz。

157 图 8-42 采用MC145146－1的UHF移动无线电话频率合成器

158 　　图8-43给出了一个800 MHz蜂窝状无线电系统用的666个信道、微机控制的移动无线电话频率合成器。接收机第一中频是45MHz，第二中频是11.7 MHz， 具有双工功能，收发频差45MHz。参考频率fr＝7.5 kHz，参考分频比R＝1480。环路总分频比NT＝32*N＋A＝27 501~28 188，N=859~880，A=0~31，锁相环VCO输出频率fv＝NTfr＝ ~ MHz。 　　MC 与MC 结构类似，不同点在于MC 是单模锁相频率合成器， 其可编程÷N计数器为14位，则N=3～16 388。

159 图 8-43 采用MC145146－1的800MHz移动无线电话频率合成器

160 　　2． MC145151－1 　　MC145151－1是一块由14位并行码输入编程的的单模CMOS、LSI单片集成锁相频率合成器，其组成方框图如图8-44所示。整个电路包含参考振荡器、12位÷R计数器(有8种可选择的分频比)、12×8ROM参考译码器、14位÷N计数器(N＝3~16383)、发射频偏加法器、三态单端输入鉴相器、双端输出鉴相器和锁定指示器等几部分。本器件的特点是内部有控制收发频差的功能，可以很方便地组成单模或混频型频率合成器。

161 图 MCA145151－1方框图

162 　　MC145151－1是28脚陶瓷或塑料封装型电路，现将各引出端的作用说明如下:
　　OSCin、OSCout(26、27端): 参考振荡器的输入和输出端。 　　RA0、RA1、RA2(5、6、7端): 参考地址输入端。12×8ROM参考译码器通过地址码的控制，对12位÷R计数器进行编程，使参考分频比有8种选择，参考地址码与参考分频比的关系列在表　8-5中。 　　fin(1端): ÷N计数器的输入端。信号通常来自VCO，采用交流耦合，但对于振幅达到标准CMOS逻辑电平的输入信号，亦可采用直流耦合。 　　fv(10端): ÷N计数器的输出端。有这个输出端可使÷N计数器单独使用。

163

164 　　N0~N13(11～20及22～25端): ÷N计数器的预置端。当÷N计数器达到0计数时，这些输入端向÷N计数器提供程序数据。N0是最低位，N13是最高位。输入端都有上拉电阻，以确保在开路时处于逻辑“1”，而只需一个单刀单掷开关就可把数据改变到逻辑“0”状态。 　　T／R(21端): 收／发控制端。这个输入端可控制向N输入端提供附加的数据，以产生收发频差，其数值一般等于收发信机的中频。当T／R端是低电平时，N端的偏值固定在856, T／R端是高电平时，则不产生偏移。

165 　　PDout(4端): PDA三态输出端。 　　ΦR、ΦV(8、9端): PDB两个输出端。 　　LD(28端): 锁定检测输出端。当环路锁定时，LD为高电平; 失锁时，LD为低电平。 　　图 8-45是一个采用MC145151－1的单环本振电路。参考晶振频率fc＝2.048 MHz，因RA0＝“1”、RA＝“0”、RA2＝“1”，故R＝2048，所以鉴相频率fr＝1 kHz，亦即频道间隔Δf＝1 kHz。VCO的输出频率范围fo＝5~5.5 MHz。

166 图 采用MC145151－1的 5～5.5　MHz本振电路

167 图 8-46为一个采用MC145151－1组成的UHF陆地移动电台频率合成器。采用单环混频环，参考晶振频率fc＝10
　　图 8-46为一个采用MC145151－1组成的UHF陆地移动电台频率合成器。采用单环混频环，参考晶振频率fc＝ MHz，因为RA0＝“0”、RA1＝“1” 、RA2＝“1”，故R＝2410， 所以鉴相频率fr＝4.1667kHz。程序分频器在接收状态时，分频比N＝2284~3484, 当转到发射状态, N值应加上865，即N＝3140~4340。 　　与MC 对应的是MC ，它是一块由16位并行码编程的双模CMOS、LSI单片锁相频率合成器，除程序分频器外与MC 基本相同。MC 是单模工作的，而MC 是双模工作的。

168 图 8-46 采用MC145151－1组成的UHF陆地移动电台频率合成器

169 思考题与习题 8-1 有哪几类反馈控制电路，每一类反馈控制电路控制的参数是什么，要达到的目的是什么？
　　8-1 有哪几类反馈控制电路，每一类反馈控制电路控制的参数是什么，要达到的目的是什么？ 　　8-2 AGC的作用是什么？主要的性能指标包括哪些？ 　　8-3 已知接收机输入信号动态范围为80 dB，要求输出电压在0.8～1 V范围内变化，则整机增益控制倍数应是多少？ 　　8-4 图示是接收机三级AGC电路框图。已知可控增益放大器增益Kv(uc)=20/(1+2uc)。当输入信号振幅Uimin=125μV时，对应输出信号振幅Uomin=1V，当Uimax=250 mV时，对应输出信号振幅Uomax=3V。试求直流放大器增益K1和参考电压UR的值。

170 题 8-4 图

171 　　8-5 图示是调频接收机AGC电路的两种设计方案，试分析哪一种方案可行，并加以说明。

172 题 8-5 图

173 　　8-6 AFC的组成包括哪几部分，其工作原理是什么？
　　8-7 图示为某调频接收机AFC方框图，它与一般调频接收机AFC系统比较有何差别？ 优点是什么？ 如果将低通滤波器去掉能否正常工作？ 能否将低通滤波器合并在其它环节里？

174 题 8-7 图

175 　　8-8 AFC电路达到平衡时回路有频率误差存在，而PLL在电路达到平衡时频率误差为零，这是为什么？ PLL达到平衡时，存在什么误差？
　　8-10 已知一阶锁相环路鉴相器的Ud=2V，压控振荡器的K0= 104 Hz/V(或2π×104rad/s·V), 自由振荡频率ω0=2π×106rad/s。问当输入信号频率ωi=2π×1015×103rad/s时，环路能否锁定？ 若能锁定，稳态相差等于多少？ 此时的控制电压等于多少？

176 8-11 已知一阶锁相环路鉴相器的Ud=2 V，压控振荡器的K0=15 kHz/V，ω0/2π=2 MHz。问当输入频率分别为1
　　8-11 已知一阶锁相环路鉴相器的Ud=2 V，压控振荡器的K0=15 kHz/V，ω0/2π=2　MHz。问当输入频率分别为1.98MHz和2.04MHz的载波信号时，环路能否锁定？ 稳定相差多大？ 　　8-12 已知一阶锁相环路鉴相器的Ud=0.63V，压控振荡器的K0=20 kHz/V，f0=2.5 MHz，在输入载波信号作用下环路锁定，控制频差等于10kHz。问: 输入信号频率ωi为多大？环路控制电压uo(t)=？ 稳定相差θe(∞)=？ 　　8-13 图示为锁相环路频率特性测试电路，输入为音频电压uΩ(t) ，从VCO输入端输出电压　　　，环路滤波器采用F(s)=(1+sτ2) /(1+sτ1)。要求: 　　(1) 画出电路的线性相位模型; 　　(2) 写出电路的传递函数: 　　(3) 指出环路为几阶几型。

177 题 8-13 图

178 　　8-14 设一非理想二阶环，使用有直流反馈的有源滤波器作环路滤波器，如图所示。已知环路K0Kd=5800 Hz，试求:
　　(1) 确定环路滤波器传递函数F(s); 　　(2) 找出τ1、τ2、ωn和ξ; 　　(3) 写出闭环传递函数H(s)的表达式。 　　8-15 采用RC积分滤波器的二阶环，其输入单位相位阶跃的响应如图所示。试求其开环传递函数。

179 题 图

180 题 8-15 图

181 8-16 采用有源比例积分滤波器的二阶环，当输入频率斜升信号Δω(t)=8×106t rad/s 时,要求环路稳定相差θe(∞)≤0
　　8-16 采用有源比例积分滤波器的二阶环，当输入频率斜升信号Δω(t)=8×106t rad/s 时,要求环路稳定相差θe(∞)≤0.5rad。问环路参数ξ、ωn应如何选择？ 　　8-17 有几种类型的频率合成器，各类频率合成器的特点是什么？ 频率合成器的主要性能指标有哪些？ 　　8-18 锁相频率合成器的鉴相频率为1 kHz，参考时钟源频率为10 MHz，输出频率范围为9～10 MHz，频率间隔为25 kHz，求可变分频器的变化范围。若用分频数为10的前置分频器，可变分频器的变化范围又如何？