振幅调制解调 与混频电路 第四章 4.1 频谱搬移电路的组成模型 4.2 相乘电路 4.3 混频电路 4.4 振幅调制与解调电路

一．学时安排 18学时授课，4学时实验 1．频率搬移电路的组成模型 2学时 2．相乘器电路 5学时 3．混频电路 4学时 4．振幅调制与解调电路 4学时 5．参量混频电路 1学时 6．习题讨论棵 4学时 7．振幅调制器 2学时 8．调幅波信号的解调 2学时

二．授课方式：课堂教学、习题讨论课实验课 三．重点、难点： 1.相乘器电路的电路组成、工作原理；二极管双平衡混频器。 2.混频电路的主要性能、指标、组成工作原理、混频失真。 3.振幅调制与解调电路的组成、工作原理，重点讨论二极管包络检波器。

四．教学内容及要求 了解频谱搬移电路的组成模型；掌握相乘器的电路组成工作原理及其在频率变换电路中的应用；掌握振幅调制信号的性质，实现振幅调制与解调的基本原理、方法，掌握典型振幅调制器的电路组成、工作原理和性能特点。

五．教学法 首先对调幅调制电路、振幅解调电路、混频电路的作用进行分析，找出频谱搬移电路的组成模型及其实现的一般方法，而后据此提出具体的电路结构及相应的性能特点。此部分内容用2学时讲完。要特别强调调幅度的定义、作用，调幅信号的频谱宽度，AM波， DSB,SSB。

2．频谱搬移电路的核心—相乘器电路。 1）介绍非线形器件的相乘作用、线形时变状态、开关状态，这里主要讲二极管开关等效电路。 2）差分对管实现相乘的原理，为后续双差分对平衡调制器和模拟相乘器大基础、简述。 3）双差分对平衡调制器，重点讲原理，并用X1596举例说明。 4）双差分对模拟相成器，重点强调其扩大 、 动态范围并引出混频的概念。 5）二极管双平衡混频器的工作原理、混频损耗，引出环形混频器的概念。

3．混频电路 1）主要性能指标： a.混频增益b.噪声系数c.1dB压缩电平 d混频失真e隔离度 2）二极管环形混频器分类，优、缺点 3）双差分对平衡混频器优、缺点，BAD831为 例。 4）二极管混频电路的原理实例电路。 5）混频失真 a干扰哨声和寄生通道干扰及消除措施。 b交调失真和互调失真，重点讨论三阶互调失真

4.同步检波电路的原理及关键要求—产生一个与载波信号同步同相的同步信号。 5.习题课、讨论课 6．实验安排： 1）用1496构成的调幅器 2）调幅波信号的解调 a二极管包络检波器 b用1496构成的解调器 六．具体教学内容

4.1 频谱搬移电路的组成模型 4.1.1振幅调制电路的组成模型 4.1.2 振幅解调和混频电路的组成模型 4.1.3 小结 4.1 频谱搬移电路的组成模型 本节以振幅调制电路为重点,分析它的作用,并提出相应的组成模型,而后对照的指出振幅解调电路和混频电路在组成模型上的异同点。 4.1.1振幅调制电路的组成模型 4.1.2 振幅解调和混频电路的组成模型 4.1.3 小结

4.1.1 4.1.1振幅调制电路的组成模型 一 术语 调制——(Modulation)由携带信息的电信号去控制高频 一 术语 调制——(Modulation)由携带信息的电信号去控制高频 振荡信号的某一参数，使该信号按照电信号的 规律而变化的一种处理方式。 调制信号——携有信息的电信号成为调制信号。 载波信号——未调制的高频振荡信号。 已调波信号——经过调制后的高频振荡信号称为已调 波信号。 振幅调制——受控制的参数是高频振荡的振幅,称为 振幅调制，简称调幅。——已调波信号 称为调幅波。

4.1.1 频率调制、相位调制——受控制的参数是高频振荡的频率或相 位称为频率调制或相位调制，简称调频、调相。 它们统称为调角。 解调——(Demodulation)调制的逆过程，它的作用是将已调 波信号变换为携有信息的电信号。 二　振幅调制信号的分类（按频谱结构分） 1. 普通调幅(AM）信号：载波信号振幅在Vmo上下按输入调 制信号规律变化。 2. 抑制载波的双边带调制信号 (Double Sideband Modulation---DSB) 3. 抑制载波和一个单边带调制信号 (Single Sideband Modulation---SSB)

4.1.1 三 普通调幅信号及其电路组成模型 1 组成模型 V(t) Vo(t) Vc(t) 调幅电路 图4-1-1 调幅电路的组成模型 调制 信号 输出振幅 调制信号 两 输 入 信 号 调幅电路 高频载 波信号 Vo(t)=[Vmo+kaV(t)]cosct (4-1-1) Vmo=kVcm―未经调制的输出载波振幅 k和ka是取决于调幅电路的比例常数 要求: ka V(t)<Vmo AM－相乘器的乘积常数 A－相加器的加权系数 A=k, AMAVcm=ka x AMxy y +

4.1.1 2 单音调制 1) 波形 V(t)=Vmcost= Vmcos2Ft 且fc>F(一般fc>>F)， 则输出调幅电压： 式中 Ma=kaVm/Vmo ——调幅系数或调幅度 (Amplitude Modulation Index) Vo(t)的振幅为 Vmo(1+Macost) ——调幅信号的包络 如图 4-1-2，Vm max=(1+Ma) Vm min=Vmo(1-Ma) Vo(t)=(Vmo+kaVmcost)cosct =Vmo(1+Macost)cosct (4-1-2)

4.1.1 定义： ——调幅系数或 调幅度 （4-1-3） 注：单音调制时要求 Ma  1否这出现调幅信号的过调 幅失真。 （2）频谱： (4-1-2)的三角函数展开式为: 过调幅失真图4-1-3

4.1.1 (4-1-4) 单音调制时调幅信号的频谱有三个分量组成: a)角频率为c的载波分量 b) 角频率为(c+)的上边频分量 c) 角频率为(c-)的下边频分量

4.1.1 3. 复杂音调制 设V(t)为周期信号，其傅立叶展开式： 式中： 图4-1-4 单音调制时 调幅信号的频谱 ——最高调制角频率

4.1.1 输出调幅信号电压为： (4-1-5) 式中：

4.1.1 则vo(t)的频谱: a)载波分量c b)上下边频分量 (c) ，(c2) …..(cnmax) 调幅信号的频谱宽度: BWAM (Spectrum Bandwidth)      （4-1-6） 总之,调幅电路组成模型中的相乘器对V(t)和Vc(t)实现相乘运算的结果, 反映在波形上是将V(t)不失真的转移 BWAM=2Fmax

4.1.1 转移到载波信号振幅上; 反映在频谱上则是将V(t)的频谱不失真的搬移到的两边。 图4-1-5 复杂信号调制时的调幅波 (a)调制信号 (b)普通调幅信号

4.1.1 4. 功率 在单位电阻上,单音调制时调幅信号电压在载波信号一个周期内平均功率: （4-1-7） 式中： Po= V²mo/2 －载波电压分量产生的平均功率

4.1.1 Pmax=Po(1+Ma)² ——t=0时 Pmax=4PoMa=1 （4-1-8） Pmin=Po(1-Ma)² ——t= 时Pmin=0  Ma=1 P(t)在一个调制信号周期内的平均功率: （4-1-8）

4.1.1 ——上下边频分量产生的功率 ， 即边频功率 Pav与Ma的值有关, Po与Ma无关。 P0+PSB —— 各频谱分量产生的平均功率之和 ——上下边频分量产生的功率 ， 即边频功率 Pav与Ma的值有关, Po与Ma无关。 Ma增大，Pav增大，P0/Pav减小，反之， Ma减小， Pav减小， P0/Pav增大。 即Ma影响载波功率在调幅信号功率中所占的比例。

4.1.1 四 双边带和单边带调制电路组成模型 1. 双边带调制信号 从传输的信息角度来看,占有绝大部分功率的载波分量是无用的。如果在传输前将它抑制掉，那么就可在不影响传输信息的条件下，大大节省费的发射功率。这种只传输两个边频的调制方式成为抑制载波的双边带调制，简称双边带调制。 表示为： Vm=kaV(t) (4-1-9) ka=AMVcm Vo(t)=kaV(t)cosct

4.1.1 双边带调制与普通调幅的区别在于其载波电压振幅不是在Vmo上下按调制信号规律变化。 其波形图及组成模型图（4-1-6）为： V(t) Vo(t)=AMVcmVΩ(t)COSWct VcmCOSWct 双边带调制信号组成模型 用相乘器实现 x AMxy y

4.1.1 当V(t) 自正值或负值通过零值变化时，双边带调制信号波形均将出现180°相位突变。可见，双边带调制信号的包络已不再反映V(t)的变化，但是它们保持频谱搬移的特性。（b）图仍为调幅波。可用相乘器作为双边带调制电路的组成模型。（c）图。 图4-1-6 双边带调制信号

4.1.1 2. 单边带调制信号 如上分析，上、下边带都反映调制信号的频谱结构。从传输信息的观点来说，还可进一步将其中的一个边带抑制掉，这种只传输一个边带的调制方式称为单边带调制。 则，已调信号的频谱宽度为： （4-1-10） 单边带调制电路的实现模型有两种： a) 由相乘器和带通滤波器组成——滤波法 b) 由两个相乘器、两个相移器和一个相加器组成——相移法 BWSSB=Fmax

4.1.1 1）滤波法 如图4-1-7： v(t) V(t) vo(t) Vcmcosct x AMxy y 带通滤波器

4.1.1 2) 相移法 vo1(t) vo(t) vo2(t) 图4-1-8 相移法单边带调制电路组成模型 V(t) Vcmcosct 图4-1-8 相移法单边带调制电路组成模型 x AMxy y I x Amxy y II 90o相 移网络 +

4.1.1 如图所示： 设：V(t)= Vmcost Vo1(t)=AMVmVcmcostcosct =AMVmVcm[cos(c+)t+ cos(c-)t]/2 Vo2(t)= AMVmVcmcos(t-/2)cos(ct-/2) = AMVmVcmsintsinct = AMVmVcm[cos(c+)t- cos(c-)t]/2 Vo(t)=Vo1(t)-Vo2)(t)= AMVmVcmcos(c+)t ——上边带 或 Vo(t)=Vo1(t)+Vo2)(t)= AMVmVcmcos(c-)t ——下边带

4.1.1 复杂信号调制时的波形 图4-1-9

4.1.2 4.1.2 振幅解调和混频电路的组成模型 振幅解调和混频的作用都是实现频谱不失真的搬移。 一 .振幅解调电路 振幅调制信号的解调电路称为检波电路（Detector）其作用是从振幅调制信号中不失真的检出调制信号来。如图4-1-10。在频域上，这种电路的作用就是将振幅调制信号频谱不失真的搬回到零频率附近。因此，振幅检波电路还是一种频谱搬移电路，可以用相乘器实现。 vS(t) vo(t) 图4-1-10 振幅调制波 的解调电路

4.1.2 图4-1-11振幅解调电路的组成模型(a)和相应的频谱搬移(b) vS vo vr (a) x AMxy y 低通滤波器

4.1.2 例： 当Vr=Vmcos[(c+∆)t+∆φ] Vs(t)=kaV(t)cosct时, 则相乘器输出电压中有用分量为: AMVrmkaV(t)cos(∆t+∆φ)/2 通过低通滤波器输出的解调电压振幅按cos(∆t+∆φ)的规律变化的音频电压。 如果解调单边带调制信号,则经同样分析表明,同步信号不同步不仅引起输入音频电压的偏移,而且还引起相位偏移。

实验证明,在进行语音通信时,频率偏移20Hz,就惠查觉到声音不自然,偏移200Hz,语言可懂度就会明显下降。 二. 混频电路 混频电路 又称变频电路 (Mixer,Convertor),它的作用是将载频为fc的已调信号不失真的变换为载频为fI的已调信号VI(t)，如图4-1-12。 VI(t)称为中频信号 VL(t)=VLmcosLt为本振电压

混频电路 4.1.2 fI=fL-fc fL>fc (4-1-12) vI(t) 三个频率之间的关系为: fI=fc+fL (4-1-11) vL(t) 或 fI=fc-fL fc>fL vS(t) fI=fL-fc fL>fc (4-1-12) vI(t) fI>fc 时称为上混频(Up-Convertor) 图4-1-12 fI<fc 时称为下混频(Down-Convertor) 调幅收音机一般采用下混频,它的中频为456kHz。 混频电路

4.1.2 从频谱观点来看,混频的作用就是将输入已调信号频谱不失真的从fc搬移到fI的位置上。因此,混频电路是一种典型的频谱搬移电路,可以用相乘器和带通滤波器实现。 vS(t) v(t) vo(t) vL(t) 图4-1-13混频电路的实现模型. 带通滤波器的频带宽度应大于或等于输入调幅信号的频谱宽度。 x AMxy y 带通滤波器

4.1.3 小结 振幅调制电路、振幅解调电路和混频电路都属于频谱搬移电路,它们都可以用相乘器和相应滤波器组成的模型来实现。相乘器的两个相乘信号中,一个是输入信号,另一个为参考信号。相乘器的作用就是将输入信号不失真的搬移到参考信号频率的两边,或者说,输入信号的频率向左右搬移参考信号的数值。滤波器则是取出有用分量,抑制无用分量。对于不同的频率搬移电路,有不同的输入信号\不同的参考信号以及不同类型和要求的滤波器。

电路类型 输入信号 参考信号 滤波器 振幅调制电路 调制信号 v(t) 载波信号 vc(t)=Vcmcosct 带通 振幅检波电路 振幅调制信号vs(t) 同步信号 vr(t)=Vrmcosct 低通 混频电路 已调信号vs(t) 本振信号vL(t)=VLmcosLt 表4-1-1

4.2 相乘器电路 相乘器是利用非线性器件构成的一种电子线路,分为电阻性和电抗性两类。根据输入信号的注入方式相乘器分为两类: 1) 两个输入信号电压加到同一器件输入端 2) 两个输入信号电压分别加到不同器件输入端,构成两个非线性 函数相乘的特性。 4.2.1 非线性器件的相乘作用及其特性 4.2.2 双差分平衡调制器和模拟相乘器 4.2.3 大动态范围平衡调制器AD630 4.2.4 二极管双平衡混频器

4.2.1 4.2.1 非线性器件的相乘作用及其特性 一 非线性器件的相乘作用的一般分析 设非线性器件（二极管或三极管）的伏安特性为： 一 非线性器件的相乘作用的一般分析 设非线性器件（二极管或三极管）的伏安特性为： (4-2-1) 式中 v=VQ+v1+v2 ,采用幂级数逼近，其泰勒级数 展开式为： (4-2-2) 式中： (4-2-3) i=f(v)

4.2.1 因为： = 则有： (4-2-4) 当m=1,n=2时，器件的响应电流中出现2a2v1v2相乘项。但i中还包括了的众多无用的高阶相乘项，必须采取措施加以滤除。 设 v1=V1mcos1t ,v2=V2mcos2t 代入（4-2-4），进行三角函数变换后,i中包括如下频率分量: （4-2-5） p,q=0,1,2…… 当 p=1,q=1时1,1=|±1±2| 为有用分量。 i=

4.2.1 为了实现理想相乘运算，必须减少无用的高阶相乘项及其产生的组合频率分量。实践上采取如下措施：        (1) 从器件的特性考虑：选用具有平方率效应的场效应管；选用合适的静态工作点，使器件工作在特性接近平方率的区域等。        (2) 从电路考虑：用多个非线性器件组成平衡电路，抵消一部分无用组合频率分量；采用补偿或负反馈技术。        (3) 从输入电压大小考虑：减小v1或v2，以便有效的减小高阶相乘项及其产生的组合频率分量幅度。若v1为参考信息，v2为输入信号，则限制v2值使器件工作在线性时变状态，可以获得优良的频谱搬移特性。

4.2.1 二. 线性时变状态 将式（4-2-4）改写为v2的幂级数： 上式即为 在 上对v2的泰勒级数展开式，即： (4-2-6)

4.2.1 式中： (4-2-7a) (4-2-7b) (4-2-7c) 若v2足够小，则可忽略v2的二次方及其以上各次方项。

4.2.1 则 : (4-2-8) 式中 和 是与v2无关的系数，但均是v1的非线性函数，称为时变系数或时变参量。 ——称为时变增量电导。

4.2.1 则 : （4-2-9） 上式表明：I与v2之间的关系是线性的，类似于线性器件，但它们的系数是时变的，因此称这种器件的工作状态为线性时变工作状态。这种状态十分适宜于构成频谱搬移电路。

4.2.1 当 时 g(v1)将是角频率为的周期性函数，它的傅立叶级数展开式为： (4-2-10) 式中： (4-2-11)

4.2.1 将其与 相乘, 组合频率分量为 ，消除p为任意值，q=0及q>1的众多分量。且组合分量 中，由于无用分量与所需有用分量之间的频率间隔很大，因而容易用滤波器滤除无用分量。 例：振幅调制电路中， , 有用分量 远远大于无用分量 … 又如，混频器中 ， 则： <<

4.2.1 例1. 一个晶体二极管，当加入 （V1m足够大）电压，管子轮流工作在导通区和截止区，可以认为管子导通后特性的非线性相对单向导电性来说是次要的。 因而它的伏安特性可用图4-2-1中的折线逼近。折线的斜率 ，这样，在v1的作用下， 为半周余弦脉冲序列， 为矩形脉冲序列。 图4-2-2中K1(1t)为单向开关函数。

4.2.1 图4-2-1 v1(t)作用下I0(t)和g(t)的波形 K1(1t) 1

4.2.1 K1(1t)的傅立叶级数展开式为： （4-2-12） 则： 对于图4-2-3所示的二极管电路，v2足够小时 ： （4-2-13）

4.2.1 （4-2-13） 二极管受v1(t)控制的开关等效是线性 时变工作状态的一种特例，它除了v2 足够小外，还要求v1足够大，以致 对于图4-2-3所示的二极管 电路，v2足够小时 ： （4-2-13） 图（a）的等效电路如图（b） 图4-2-3二级管开关 二极管受v1(t)控制的开关等效是线性 时变工作状态的一种特例，它除了v2 足够小外，还要求v1足够大，以致 二极管特性可以用在原点处转折的 两线所逼进。通常这种工作状态称为 开关工作状态。

4.2.1 三 . 小结 在由非线性器件构成相乘器电路时，可以有两种 相乘模式：一种是将v1与v2相乘。在这种相乘器中， 必须采取平衡、反馈等措施来消除无用的高阶相乘项，并扩展相乘的两个输入信号电压的动态范围。通常称 这种相乘器为模拟相乘器。另一种是将v2与非线性变 换的v1相乘，这种相乘器主要用在频谱搬移电路，并 以调制器或混频器命名——双差分对平衡调制器、大 动态范围平衡调制器、二极管环形混频器等。

4.2.2 4.2.2 双差分对平衡调制器和模拟相乘器 一 双差分对平衡调制器（Double Differential Pair Balanced Hodulator） 1. 电路组成原理 T1T2, T3T4差分对, 输入信号v1, T5T6差分对, 输入信号v2, 且由恒流源提供偏量， 平衡调制器的输出电流为： (4-2-19) 差模传输特性

在电路两边对称的理想条件下，流过REE的电流IEE不会随差模输入电压而变化。因而，可将REE用理想电流源IEE取代，如图所示。 VCC 差分放大器的差模传输特性 在电路两边对称的理想条件下，流过REE的电流IEE不会随差模输入电压而变化。因而，可将REE用理想电流源IEE取代，如图所示。 VCC 当晶体三极管工作在放大区时， 它们的集电极电流近似为： RC RC + T1 T2 假设 则： vID _ IEE VEE

由于 ，因而 其中： 所以：

同理得： 双端输入时：

4.2.2 (4-2-20) 故： (4-2-21) （4-2-22） （4-2-23） 上式表明：双差分对平衡调制器不能实现v1 和v2的相乘运算，仅提供了两个非线性函数（双曲正切）相乘的特性。

4.2.2 讨论： 1） mV , mV 当v<26mV时 , 则 : ——实现v1和v2的相乘运算 2） mV , v1为任意值 (4-2-25) ——线性时变工作状态 设 ，由（4-2-25）式

4.2.2 （4-2-26） 可见，线性时变工作时，利用差分对管平衡抵消原 理进一步抵消了q>1，p为偶数的众多频率组合分量。 3） mV， mV 当 ， mV ,即x1>10时 ( ) ，则 （4-2-27）——开关工作状态

4.2.2 在上述三种工作特性中，都必须要求v2为小值， 这种要求将使它的使用范围受到限制。为此，在实 由图4-2-7 (4-2-28) 式中

4.2.2 则 (4-2-29) , , 根据 限制x值， （4-2-30）

4.2.2 则可忽略x三次方以上项（误差小于10%） 则（4-2-29）为 式中 为T5 T6管的发射集结电阻，且满 RE>>2re 则 (4-2-31)

4.2.2 平衡调制器的输出差值电流为: (4-2-32) 由（4-2-30） 由（4-2-29） v2允许的最大动态范围为： (4-2-33) 动态范围扩大

4.2.2 3 . XFC1596集成平衡调制器

4.2.2 二 . 双差分对模拟相乘器 1. 电路组成原理 作为通用的模拟 相乘器, 还必须扩 展v1的动态范围， 为此，可在上述平 衡调制器电路中增 加由T7 ~T10组成的 补偿电路。 图4-2-10 模拟相乘器原理电路 (4-2-34)

4.2.2 由图可见： 即 （4-2-35） 因而 （4-2-36） 可见，T7 T8和T1~T4共同构成两个差值电流 和 相乘的电路。

4.2.2 讨论：由（4-2-31） 且 （4-2-37） 若忽略T1 ~T4的基极电流，则 则有 ( )

4.2.2 (4-2-38) 2. 集成模拟相乘器（Integrated Analog Multiplier） ——四象限相乘器 输入——输出的关系为 (4-2-39) 当vx=0或vy=0或vx=vy=0时 v0=0 任意电压为恒定值时 (4-2-40)

4.2.2 类似线性放大器，其增益受VREF控制，构成可控增益放大器。 II I vx vx<0 vy>0 vx>0,vy<0 vo v0<0 v0>0 vy III o IV vx<0 vy<0 vx>0 vy<0 vo>0 vo<0 x AMxy y

4.2.2 由于电路中存在着固有的不对称性和非线性，实际模拟相乘器存在着如下偏差： 1） 由于失调产生的偏差，包括 1）  由于失调产生的偏差，包括 a ) vx=vy=0时 v0≠0 v00称为输入失调电压 b) vx=0 vy≠0时 v0≠0，vXIO——x输入端存在的 输入失调电压 造成（v0=AMVVIOvy）vy馈通到输入端，当vy为规定值时，相应的输出电压称为Y馈通误差EYF。同理，EXF为X馈通误差。

2） 由相乘特性非理想而产生的偏差，包括： a) 当vx 和vy均为最大值时，实际输出电压与理想 值之间的最大相对偏差称为总误差E∑。 2）  由相乘特性非理想而产生的偏差，包括：    a) 当vx 和vy均为最大值时，实际输出电压与理想 值之间的最大相对偏差称为总误差E∑。    b) 当vx（或vy）为最大值时，v0随vy(或vx)变化特性非线性而产生的最大相对偏差，称为非线性误差ENL。 另外，集成模拟相乘器的性能还受到电路动态特性的限制，包括小信号带宽BW，转移速率SR(P346线)，全功率带宽BWp，建立时间test等。其中，BW是将相乘器接成小信号放大器（一输入端加恒定电压，另一加小信号）时增益下降3dB所对应的频率。

4.2.2 图4-2-12 BG314的内部电路及相应的外接电路。 (a)内部电路 (b)外接电路

4.2.3 4.2.3 大动态范围平衡调制器 AD630 AD630是用两只增益相同的同向和反向放大器交替工作而构成的平衡调制器，可以有效的扩展v2的动态范围（高达100dB）。 一 . 组成原理 v2同时加到A1 和A2的输入端, 通过开关S与A3级联。 开关S受电压比较器C的输入 电平的控制，而输入电平则由 输入电压v1控制。 图4-2-13 AD630组成方框

4.2.3 设 , 则v1正半周时，S接到2; 负半周时 S接到1。 对A1 Avf1=–Rf/R1 对A2 Avf2=1+Rf/R2 为使 Avf1= Avf2，则 或 (4-2-41) 则 （4-2-42） 构成工作在开关状态的平衡调制器

4.2.3 二 . 内部简化电路和主要特性 电路组成说明： T52 、T53和T3~T6——迟滞电压比较器 T52 、T53差分对管，T3 T4 T5 T6 双稳态触发器。 作为T52 T53的有源负载，比较器的迟滞宽度为3mV， T28 T29 T30 T31 为开关管， T33 T34 T62 T65 差分放大器A1 T35 T36 T67 T70差分放大器A2， T24 T25 恒流源， T37 T38 为 T62 T65 提供基极偏量电压

T32 共射极放大器 ， T44 T74 甲乙类推挽放大器——A3 Rw1 Rw2 调零电位器，保证I22=I23 , Ic67=Ic70 AD630主要性能：Avd (开环增益)>110dB，KCMR>110dB 转移率 SR>45V/S 单位增益带宽BWG>2MHz 输入动态范围>100dB AD630除了用作各种频谱搬移电路外，还可构成其它频谱搬移电路——模拟开关。A1 和A2加不同输入信号，控制v1就可切换A1或A2。

4.2.3 图4-2-14 AD630内部简化电路

4.2.4 4.2.4 二极管双平衡混频器 （Diode Double-balanced Mixer） 一. 电路组成原理（开关工作状态） RL——输出负载 ， 取出中频信号——I端口 Tr1,Tr2 宽带变压器 n=1:1 图4-2-15（a） D1~D4 肖特基二极管或砷化钾器件。 二极管双平衡混频器组成电路 VLm>>VSm，D1~D4受vL控制在开关状态

4.2.4 vL>0 D2 D3 通 D1 D4 截止 ，vL<0 D2 D3截止 D1 D4导通 将图（a）分解为图（b）、图（c） 图4-2-15 二极管平衡混频器 (a)组成电路 (b)、(c) 拆成两个单平衡混频电路

4.2.4 图4-2-15（b）的等效电路如图4-2-16（a） 图4-2-15（c）的等效电路如图4-2-16（b） vL>0时，图4-2-16（a）中的开关均闭合。其回路方程为：

4.2.4 解得： 结合开关函数的作用，一般式为： (4-2-43) 同理： （4-2-44） 通过RL的总电流为： (4-2-45)

4.2.4 频率分量： （p为奇数），抵消了 L , c 以及p为偶数，q1的众多组合频率分量。令 I=L-c，则 (4-2-46) 将4-2-15（a）所示双平衡混频器改画成图4-2-17的电路，即环形混频器（Ring Mixer）,由图可见最大的特点是：当二极管特性一致，变压器中的抽头上下一致，混频器个端口之间有良好的隔离性，即：本振电压和输入电压不会通过中频输入端L口、R口对I端口隔离。A点、B点等电位，L口对R口隔离；C点、D点等电位，R对L口隔离。实际上由于不完全对称，总有极少量功率在各端口窜通。

4.2.4 将4-2-15（a）所示双平衡混频器改画成图4-2-17的电路，即环形混频器（Ring Mixer）,由图可见最大的特点是：当二极管特性一致，变压器中的抽头上下一致，混频器个端口之间有良好的隔离性，即：本振电压和输入电压不会通过中频输入端L口、R口对I端口隔离。A点、B点等电位，L口对R口隔离；C点、D点等电位，R对L口隔离。实际上由于不完全对称，总有极少量功率在各端口窜通。 图4-2-17 环形 混频器

4.2.4 二. 混频损耗（Coversion Loss）——评价混频性能的 指标 定义： PS——输入信号功率 PI——输出中频功率 如图4-2-15(a) (4-2-47) （隔离作用的结果， ii仅含s分量）

4.2.4 (RL>>RD) 令 RS=Ri=RL （功率匹配） —— Vss信号源电压振幅 Vs混频 输入端电压振幅 由式（4-2-46） 则 因而混频损耗为： （4-2-48）

4.2.4 实际上考虑变压器和二极管损耗在内，Lc约为6~8dB。且当工作频率增高时，由于二极管结电容和变压器分布参数影响，Lc将相应增大。以上结果，适用于二级管开关工作。为了保证二级管开关工作，要求本振功率足够大，输入信号功率远小于本振功率，否则Lc均相应增大。 最后，必须指出：二极管双频混频组件用作双边带调制电路时，由于变压器的低频相应差，调制信号v一般必须加到I端（f低），载波信号vc.加到R端，所需双边带信号则由L端输出。

4.3 混频电路 混频电路的作用：将高频信号变换为频率固定的 中频信号。 位置：靠近接收天线，直接影响接收机的性能。 4.3 混频电路 混频电路的作用：将高频信号变换为频率固定的 中频信号。 位置：靠近接收天线，直接影响接收机的性能。 类型：高质量通信接收机广泛采用二极管环形 混频器和由双差分对平衡调制器构成的 混频器。一般接收机（广播收音机）， 为简化电路，用三级管混频器。 4.3.1 通信接收机中的混频电路 4.3.2 三极管混频电路 4.3.3 混频失真

4.3.1 4.3.1 通信接收机中的混频电路 一. 主要性能指标 （包括：混频增益、噪声系数、 1dB压缩电平、混频失真、隔音度等） 4.3.1 通信接收机中的混频电路 一. 主要性能指标 （包括：混频增益、噪声系数、 1dB压缩电平、混频失真、隔音度等） 1. 混频增益：——混频器的输出中频信号电压vi (或功率PI)对输入信号电压vs(或功率Ps)的比值 （用分贝表示，也可用混频损耗Le表示） (4-3-1) 或

4.3.1 输出中频信号噪声功率比 的比值。 (分贝表示) (4-3-2) 2. 噪声系数：——输入信号噪声功率比 对 输出中频信号噪声功率比 的比值。 (分贝表示) (4-3-2) 接收机的噪声系数主要取决于它的前端电路， 在没有高频放大器的情况下，则主要由混频电路决定。 3. 1dB压缩电平——当输入信号功率较小时，混频增益为定值，输出中频功率随输入信号功率线性的增大，以后由于非线性，输出中频功率的增大将趋于缓慢，

4.3.1 直到比线性增长低于1dB时所对应的输出中频功率电平称为1dB压缩电平（1dB Compression level）,用PI1dB表示。如图4-3-1中，PS和PI均用dBm表示, 即高于1mW的分贝数。 P(dBm)=10lgP(mW) PI1dB所对应的输入信号功率是 混频器动态范围的上限电平， 而动态范围的下限电平则是由 噪声系数确定的最小输入信号 功率。 图4-3-1 1dB压缩电平

4.3.1 4. 混频失真——接收机中加在混频器输入端的干扰信号。由于非线性，混频输出电流中的众多频率组合分量，有的靠近中频，无法滤除。这些寄生分量叠加在有用中频信号上，引起失真，称为混频失真。 5. 隔离度——本端口功率与其窜通到另一端口的 功率之比（分贝）。 在接收机中，本振端口向输入信号端口的窜通危害最大。一般情况下，PL增大（保证混频性能）——窜到输入口——通过输入回路到天险——干扰邻近接收机。

4.3.1 a. 分类：（按本振功率电平——本振电平保证 二极管处于态） 1）Level 7 ——7dBm (5mW) 二. 二极管环形混频器 a. 分类：（按本振功率电平——本振电平保证 二极管处于态） 1）Level 7 ——7dBm (5mW) 2)Level 17——17dB (50mW) 3) Level 23——23dBm (200mW)——所需的本振功率 其1dB压缩电平所对应的最大输入信号功率 分别为： <1> 1dBm(1.25mW) <2> 10dBm(10mW) <3>15dBm(32mW)

4.3.1 b. 优点： 1)工作频带 几十千兆~几kMHz 2）噪声系数低（约6dB） 3) 混频失真小 4）动态范围大 c.  缺点：1）没有混频增益 2）端口间的隔离度低，L到R端口<40dB 下降5dB/1倍频程 d. 要求：1）各端口间的匹配阻抗为50 2）应用时各端口都必须接入匹配网络， 分别实现混频器与输入信号源、本振 信号源、输出负载之间的匹配。

4.3.1 2．双差分对平衡混频器——AD831 a. 性能：工作频率达500MHz以上，本振功率为 –10dB(0.1mW) b.组成：双差分对平衡调制器（Rc=50）、 输出低噪声放大器、本振驱动器。 C1 C2 L—— 输入信号滤波匹配网络 ; Rf1 Rf2 ——输出放大器的增益设定电阻; RT ——中频滤波器匹配电阻。 c. 特点：混频增益大，输入端只需要电压增益。一般不必加 功率匹配网络，使用比较方便。同时，AD831中没有 本振驱动放大器，为保证开关工作而所需的本振功率小， 仅为–10dBm (0.1mW)，端口间的隔离度很高，不必考 虑天线反向辐射的问题。 d. 缺点：噪声系数较大（>10dB）、动态范围小。

4.3.1 图4-3-2 AD831的内部组成及构成混频器的外接电路

4.3.2 4.3.2 三级管混频电路 一 . 作用原理 1．组成： L1C1——输入信号回路， 谐振于fc L2C2——输入中频回路， 4.3.2 三级管混频电路 一 . 作用原理 1．组成： L1C1——输入信号回路， 谐振于fc L2C2——输入中频回路， 谐振于fI vL本振电压， VBB0为基极静态偏置电压 图4-3-3 三级管混频器的原理电路 VBE=VBB0+vL+vS 当vBB(t)=VBB0+vL作用等效静态偏置电压——时变基极偏压。

4.3.2 2. 分析：当 很小，满足线性时变条件时， 由(4-2-9) 的付氏级数为： 令 ，则中频电流

4.3.2 式中： （4-3-3）——混频跨导 若中频回路的谐振电阻为Re，则中频输出电压VI= –iIRe, 混频增益为： (4-3-4) 由此可见，在满足线性时变条件下，三级管混频电路的增益与gmc成正比。而gmc又与VLm和静态偏量有关。

4.3.2 3．gmc与VLm的关系： 由图4-3-4可见： 当VBB0一定， VLm由小增大时， gm1即gmc也相应的 由小增大，直到 gm(t)变为方波时， gmc接近最大值。 图4-3-4 gmc(t)的分析图解

4.3.2 基极偏置电压将自静态值 VBB0向截止方向移动，则 相应的gmc也就比上述恒定 偏置时小，结果使gmc随VLm 的变化规律如图4-3-5种实线。 图中显示，由–VLm值使gmc 为最大值。 图4-3-5 gmc随VLm变化的特性

4.3.2 二. 电路 图4-3-6 晶体三极管混频电路

4.3.2 三 . 双栅MOS场效应管混频电路 （Dual-Gate MOSFET Mixer） 1．组成及分析 双栅MOS场效应管有两个栅极，一个加输入信号vs,另一个加本振电压vL。R~Rb与C1 C2 组成分压式偏置电路。

4.3.2 图4-3-8中等效TB管加vs信号源，工作在非饱和区。iD~vDs为平方律特性 图4-3-8 双栅场效应管的等效电路 式中： ——自由电子迁移率， Cox(=ε/τox) ——单位面积的栅极电容量， l——沟道长度，W——沟道宽度。 相应的跨导： 图4-3-8 双栅场效应管的等效电路

4.3.2 vDS2受Ta管VGS1(vL)控制,从而构成线性时变器件，实现混频功率。（这里v2=VGS2=vL v1=vDS2） p184(4-2-9) 2．特点： 1）混频失真小 2）动态范围大 3）工作频率高（几百MHz） 3．应用： 可用来构成可控增益放大器，输入信号加在G1上， G2交流接地，改变加在G2上的偏压，则可控制放 大器的增益。

4.3.3 4.3.3 混频失真 由于混频器件的非线性而产生的各种干扰和失真包括：干扰哨声、寄生通道干扰、交叉调制失真、互相调制失真。 一.干扰哨声和寄生通道干扰 1. 干扰哨声 若混频输入信号频率为fc，混频输出频率将包括： 其幅度随p,q的增大而下降 有用分量仅为：p=q=1，它可将fc变换为 中频,其余为无用的，若某一p,q组合（除p=q=1外）十分接近中频 ,即： (4-3-5)

4.3.3 F为可听音频，可顺利通过中频放大器，这样，收听者在听到有用信号的同时，还听到由检波器检出的差拍信号（F）所形成的哨声，——故称这种干扰为混频器的干扰噪声。 将（4-3-5）分解： (1) (2) 令 则 (3) (4)

4.3.3 则(1),(2)时成立，联立解出： （4-3-6） 因为： 则 (4-3-7) 若p,q取不同的正整数，则产生干扰哨声的输入有用信号频率为无限多个，其值均接近于fI的整数倍或分数倍。而实际接收机的接收频段是有限的，如中频广播为535~1605KHz，落在这一频段内的才产生哨声，

4.3.3 且随（p+q）的增加振幅减小。只要将产生最强干扰哨声的信号频率移到接收频段以外，就可大大减小干扰哨声的有害影响。 由式（4-3-7）p=0,q=1的干扰最强，相应的输入信号接近于中频，即，因此为了避免这个最强的干扰哨声，接收机的中频总是选在接受频段以外。例如上述中波段广播收音机fI为465KHz。 2．寄生通道干扰 当接收机调谐在fc上，接受频率为fc的信号时，本振频率应为fL，且 ，此时，若加到混频器输入端的是频率为fM的干扰信号，混频输出频率将包括

4.3.3 若 （4-3-8） 则干扰信号将通过这些通道将其频率由fM变换位fI，因而它们可以顺利通过中频放大器，使收听者收听到该干扰信号的声音，通常称为寄生通道干扰。 将（4-3-8）分解后，联立解出干扰频率为： （4-3-9）

4.3.3 fM对称的分布在的左右，间隔为fI/q。当fL一定，即接收机调谐于给定信号频率fc时,混频器就能为频率满足上式的干扰信号提供寄生通道，将其变为中频。实际上，只有对应于p,q值较小的干扰信号才会形成较强的寄生通道干扰。而对应于p,q值较大的寄生通道干扰一般可以忽略不计。由（4-3-9）的最强寄生通道干扰频率为： 1）  p=0,q=1, fM=fI ，中频干扰（Intermediate Frequency） 对于这种干扰信号，混频器实际上起到了中频放大器的作用，具有比有用信号更强的传输能力。

4.3.3 2） p=1,q=1 此时，fM用fK表示 (4-3-10) fI fI fK为fc的镜像：——称为镜像频率干扰 fc fL fK （对象频率干扰）。对于这种干扰信号，它 所通过的寄生通道具有与有用通道相同的p和q值（p=q=1），因而具有与有用通道相同的变换能力。可见，若以上两种干扰信号加到混频器的输入端，混频器就能有效的将它们变换为中频。所以要对抗这两种干扰信号，就必须在混频器前将它们抑制掉。

4.3.3 由（4-3-9） （4-3-11） 可见，当fM一定时，接收机能够在上式的fc收听到没干扰信号的声音。例输入fM=1000KHz时，接收机能在fc=1070KHz（p=1,q=2）；fc=767.5KHz（p=2,q=2）等频率上收到该干扰信号声音。 3．小结： 干扰哨声是由频率满足式（4-3-7）的输入有用信号产生的。而寄生通道干扰则是由满足式（4-3-9）的输入干扰信号产生的，它们都是混频器中特有的干扰现象。

4.3.3 二. 交调失真和互调失真 1. 交调失真 当混频器输入端同时作用着有用信号vs和干扰信号vM时，混频器除了某些特定频率的干扰形成寄生通道干扰外，还会对任意频率的干扰信号产生交叉调制失真 （Cross-Modulation Distortion） 若混频器件在静态工作点上展开的伏安特性为：

4.3.3 代入后可知，v的二次方项，四次方项及更多的偶次方项会产生中频电流分量，其中12a4vLvsvM2（四次方项）产生的中频电流分量振幅3a4VLmVsmV2Mm与VMm有关。这说明，设电流分量振幅中含有干扰信号的包络变化，即，这种失真是将干扰信号的包络交叉的转移到输出中频信号上去的一种非线性失真，故称为交调失真。 人们在听到有用信号的同时也收听到干扰信号，一旦有用信号停止发送，干扰信号的声音也就随之消失。

4.3.3 2. 互调失真 当混频器输入端同时作用着两个干扰信号vM1和vM2时，混频器还可能产生互调失真（Intermodulation Distortion） 令 i中的频率分量为： 除了 （p=q=1,r=0,s=0）的有用中频外， 还可能在某些特定的r和s值上存在着 （4-3-12）的寄生中频分量，

4.3.3 引起混频器输出中频信号失真，——互调失真。 当VM1m和VM2m一定时，r,s小则干扰大，互调失真严重。 若fM1、fM2靠近有用信号，则在r,s小值时（即r=1,s=2或r=2,s=1）的组合分量可能趋近于fI。 或 （4-3-13） 因为 r+s=3，故称为三阶互调失真 。 当VM1m=VM2m=VMm时，它的幅度为

4.3.3 3. 三阶互调失真截点 图4-3-11 PI1dB和PIM3的含义

4.4 振幅调制与解调电路 4.4.1 振幅调制电路 4.4.2 二极管包络检波电路 4.4.3 同步检波电路

4.4.1 4.4.1 振幅调制电路 振幅调制电路时无线电发射机的重要组成部分，分为高电平调制电路和低电平调制电路。前者用于发射机的末端，后者用于前端。 一. 高电平调幅电路（High Level AM Circuit） 在调幅发射机中，一般采用高电平调制电路，其优点是可以不必采用效率较低的线性功率放大器，这对提高发射机整体效率有利。对高电平调制电路提出的要求除了达到所需的调制线性外，还应高效率的输出足够大的已调信号功率。为此，高电平调制电路广泛采用高效率的丙类谐振放大器。

4.4.1 包括：（1）集电极调幅电路（Collector AM Circuit） （调制信号加在集电极上） （2）基极调幅电路（Base AM Circuit） （3）复合调幅电路 T1管——推动极 L1 L2 C1 C3变压器耦合 双调谐回路，将载波加 到T2管。 L3高频扼流圈， T2管输入端并馈方式， C6 C7 L5构成π型匹配网 络， L4高频扼流圈, C5隔直 电容调至信号经Tr和L4加 到集电极 C8高频滤波 ——对调制信号开路， 图4-1-1 集电极调幅电路 对载波短路 4.4.1

4.4.1 图中，载波电压通过变压器耦合和L2、C1构成的L型网络加到晶体管基极上，调制信号通过变压器Tr和扼流圈L3加到基极上，C2为高频滤波电容。 图4-4-2 基极调幅电路

4.4.1 二 . 低电平调制电路——单边带发射机 图4-4-3 采用滤波法的单边带发射机组成方框

4.4.1 一般地说，低电平调制电路主要来实现双边带和单边带调制，对其提出的要求主要是调制线性好、载波抑制能力强，而功率和效率的要求则是次要的；其次，载波抑制能力的强弱可用载漏表示，载漏——输出泄漏的载波分量低于边带分量的分贝数。分贝数越高，载漏越小。 前面介绍的各种相乘器均可作为低电平调制电路——单边带发射机采用滤波法，其技术难度与载波频率的高低密切相关。

4.4.1 在相同带外衰减时，相对频率间隔越大，滤波器就越容易实现。一般均在低载波频率上实现单边带信号。而后用混频器将载波频率提升到所需的载波频率上，如图4-4-3（a）。其频率如图4-4-3（b）。 由图，平衡调制器的fc=100KHz。使=0.1KHz~3KHz。 输入端BW1=100.1―99.9=0.2KHz。相对频率间隔为0.2/100=0.2% 经第一级混频，f4=2MHz.取上边带信号100.1~103KHz BW2=2100.1–1899.9=200.2KHz 相对值为9.4%。

4.4.1 经第二级混频：fL2=26MHz取上边带信号， BW3=28100.1–23899.9=4200.2KHz 相对值为14.9% 滤波变得容易。 在某些单边发射中，为了使接收机便于产生同步信号，还同时发射低功率的载波信号，称为导频信号。这个信号直接由100KHz的振荡信号衰减10~30dB后叠加在单边带调制信号上。

4.4.2 4．4．2 二极管包络检波电路 解调电路的基本组成为相乘器和低通滤波器，且对于普通调幅信号其载波分量未被抑制掉，可以直接利用非线性器件实现相乘作用，得到所需的解调电压，而不必另加同步信号，通常将这种振幅检波器称为包络检波器（Envelope Detector）。 一. 工作原理：（D-RL串联型） 与第一章讨论的二极管 整流器相同，RLC为低通电路 图4-4-4 晶体二极管包络检波器的 原理电路

4.4.2 图4-4-4中， ， 值足够大，二极管伏安特性的折线斜率 gD=1/RD Req=RD//RL 而 RL>>RD 1/ΩC>>RL 对于Ω而言，RLC 并联，则vs对D及RL分压，D导通时，对C充电，τT =RDC D截止时，C向RL放电 τD=RLC直到充、放电动态平衡 vo(t)如图4-4-5(a)中的锯齿波 (在vav上下波动) 而i的波形如图（b）——窄脉冲序列。I的平均值iav

4.4.2 （4-4-1） （4-4-2） 为检波电压传输系数或检波效率。 <1。 为检波电压传输系数或检波效率。 <1。 二极管包络检波器与整流电路的区别在于，检波器主要要求输出电压不失真的反映输入信号的变化；而整流器不存在此要求。此外，在接收机中，检波器还必须考虑它与前后级的连接问题。