变频器： 将电网电压提供的恒压恒频转换成电压和频率都可以通过控制改变的转换器，使电动机可以在变频电压的电源驱动下发挥更好的工作性能。 变频器培训 变频器： 将电网电压提供的恒压恒频转换成电压和频率都可以通过控制改变的转换器，使电动机可以在变频电压的电源驱动下发挥更好的工作性能。

主要的公式 公式： R为电枢绕组内阻，e为旋转电动势 f: 旋转速度；N：线圈匝数； ：磁通 Km:系数； ：磁通； ：电枢电流

晶闸管的结构与工作原理 常用晶闸管的结构 螺栓型晶闸管 晶闸管模块 平板型晶闸管外形及结构 （C）

1.4 典型全控型器件 · 引言 常用的典型全控型器件 GTR 、电力 MOSFET 和 IGBT 等器件的常用封装形式。 （B）

图1-19 电力 MOSFET 的结构和电气图形符号 1.4.3 电力场效应晶体管 电力 MOSFET 的结构 b） a） 图1-19 电力 MOSFET 的结构和电气图形符号 是单极型晶体管。 导电机理与小功率 MOS 管相同，但结构上多采用垂直 导电结构，又称为 VMOSFET 。 采用多元集成结构，不同的生产厂家采用了不同设计。 图 a ) 为垂直导电双扩散结构，即 VDMOSFET 。 （B）

图1-22 IGBT 的结构、简化等效电路和电气图形符号 绝缘栅双极晶体管 1 ) IGBT 的结构和工作原理 三端器件：栅极 G 、集电极 C 和发射极 E 。 IGBT 比 VDMOSFET 多一层 P+ 注入区，具有很强的通流能力。 1-73 图1-22 IGBT 的结构、简化等效电路和电气图形符号 a) 内部结构断面示意图 b) 等效电路 c) 简化等效电路 d) 电气图形符号 （B）

功率模块与功率集成电路 例：部分功率模块、IPM、电力半导体器件及驱动电路 100 （A）

单相桥式逆变电路 逆变电路最基本的工作原理 —— 改变两组开关切换频率，可改变输出交流电频率。 a) b) t u o i 1 2 阻感负载时，io 相位滞后于 uo ，波形也不同。 电阻负载时，负载电流 io 和 uo 的波形相同，相位也相同。 S1 ~ S4 是桥式电路的 4 个臂，由电力电子器件及辅助电路组成。 图5-1 逆变电路及其波形举例 （B）

6.1 PWM 控制的基本思想 重要理论基础 —— 面积等效原理 采样控制理论中的一个重要结论： 冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。 冲量 窄脉冲的面积 效果基本相同 环节的输出响应波形基本相同 图6-1 形状不同而冲量相同的各种窄脉冲 d) 单位脉冲函数 a) 矩形脉冲 b) 三角形脉冲 c) 正弦半波脉冲 t O f ( ) t O f ( ) t ) f ( d O （B）

PWM 控制的基本思想 如何用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波 SPWM 波 O u > O u > t t ω ω O u > t ω 若要改变等效输出正弦波幅值，按同一比例改变各脉冲宽度即可。 （C）

6.2.1 计算法和调制法 单极性 PWM 控制方式（单相桥逆变） 6.2.1 计算法和调制法 单极性 PWM 控制方式（单相桥逆变） V1 和 V2 、V3 和 V4 的通断彼此互补。在 ur 和 uc 的交点时刻控制 IGBT 的通断。 u r c O w t o of U d - ur 正半周，V1 保持通，V2 保持断。 当 ur > uc 时使 V4 通，V3 断， uo = Ud 。 当 ur < uc 时使 V4 断，V3 通， uo = 0 。 ur 负半周，请同学们自己分析。 表示 uo 的基波分量 图6-5 单极性 PWM 控制方式波形 （B）

双极性 PWM 控制方式（单相桥逆变） 在 ur 和 uc 的交点时刻控制 IGBT 的通断。 在 ur 的半个周期内，三角波载波有正有负，所得 PWM 波也有正有负，其幅值只有±Ud 两种电平。 同样在调制信号 ur 和载波信号 uc 的交点时刻控制器件的通断。 ur 正负半周，对各开关器件的控制规律相同。 u r c O w t o of U d - 图6-6 双极性 PWM 控制方式波形 （B）

6.2.1 计算法和调制法 图 6-5 单极性 PWM 控制方式波形 u r c O w t o of U d - 图 6-6 双极性 PWM 控制方式波形 u r c O w t o of U d - 对照上述两图可以看出，单相桥式电路既可采取单极性调制，也可采用双极性调制，由于对开关器件通断控制的规律不同，它们的输出波形也有较大的差别。 注：1、试比较以上两种方式的异同点。2、哪种方式效果相对更好？ 3、若用示波器观察以上两波形会看到什么结果？ （B）

变频器输入电流波形

图2-29 感容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形 2.4.1 电容滤波的单相不可控整流电路  感容滤波的二极管整流电路 实际应用为此情况，但分析复杂。 Ud 波形更平直，电流 i2 的上升段平缓了许多，这对于 电路的工作是有利的。 a) b) u 2 d i q p w t , 图2-29 感容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形 a） 电路图 b）波形 （C）

2.4.2 电容滤波的三相不可控整流电路 1 ) 基本原理 某一对二极管导通时，输出电压等于交流侧线电压中最大的一个，该线电压既向电容供电，也向负载供电。 当没有二极管导通时，由电容向负载放电，ud 按指数规律下降。 a) b) O i a u d ab ac q w t p 3 图2-30 电容滤波的三相桥式不可控整流电路及其波形 （C）

2.4.2 电容滤波的三相不可控整流电路 考虑实际电路中存在的交流侧电感以及为抑制冲击电流而串联的电感时的工作情况： 2.4.2 电容滤波的三相不可控整流电路 考虑实际电路中存在的交流侧电感以及为抑制冲击电流而串联的电感时的工作情况： 电流波形的前沿平缓了许多，有利于电路的正常工作。随着负载的加重，电流波形与电阻负载时的交流侧电流波形逐渐接近。 b) c) i a O  t 图2-32 考虑电感时电容滤波的三相桥式整流电路及其波形 a）电路原理图 b）轻载时的交流侧电流波形 c）重载时的交流侧电流波形 （C）

5.4.2 多电平逆变电路 例:“完美无谐波”高压变频器 5.4.2 多电平逆变电路 例:“完美无谐波”高压变频器 为减少输入电流中的谐波、提高功率因数，工频变压器采用相位彼此差开相等电角度的多副边结构，每一组副边接一个图 b) 所示的基本功率单元。高压变频器每一相由若干个基本功率单元串联组成 ( 图 a) 为 3 个单元串联 )，实现高压输出。 串联的单元数越多，输出的电压越高，而输入电流越接近正弦。 此类变频器已成功地用于高压电机变频调速的场合。 a ) 串联连接三相高压 变频器原理图 b ) 基本功率单元 （A）

EXB841的工作原理

 1 ）正常开通过程   当控制电路使 EXB841 输入端脚 14 和脚 15 有   10mA 的电流流过时，光耦合器   IS0l 就会导通，    A 点电位迅速下降至  0V ，使    V1 和   V 2 截止；   V 2 截止使    D 点电位上升至 20V ，  V4 导通， V5 截止， EXB841 通过 V4 及栅极电阻 Rg 向 IGBT 提供电流使之迅速导通  , Uc 下降至  3V 。与此同时， V1 截止使十  20V 电源通 R3 向电容 C2 充电，时间常数 r1 为                         r1=R3c2=2 · 42us （ 2 － 17 ） 又使   B 点电位上升，它由零升到   13V 的时间可用下式求得 :                         13 ＝ 20 （ 1 － e ^ (-t/r1)        （ 2 － 18 ）                             t=2 · 54uS                          （ 2 － 19 ）

  然而由于 IGBT 约 lus 后已导通， Uce 下降至 3V ，从而将 EXB841 脚  6 电位箝制在  8V 左右，因此  B 点和 C 点电位不会充到 13V ，而是充到 8V 左右，这个过程时间为 1 ． 24us ；又稳压管 VZ1 的稳压值为  13V ，    IGBT 正常开通时不会被击穿，    V3 不通，    E 点电位仍为 20V 左右，二极管 VD6 截止，不影响 V4 和 V5 的正常工作。

   2 ）正常关断过程控制电路使    EXB841 输入端脚14 和脚15 无电流流过，光耦合器 IS01 不通，  A 点电位上升使 V1 和  V2 导通； V 2 导通使    V 4 截止，   V 5 导通，    IGBT 栅极电荷通过    V 5 迅速放电，使 EXB841 的脚 3 电位迅速下降至 0V （相对于的 EXB841 脚 1 低 5V ），使   IGBT 可靠关断，    Uce 迅速上升，使   EXB841 的脚   6 “悬空”。与此同时   V1 导通，      C2 通过   V1 更快放电，将   B 点和    C 点电位箝在  0V ，使    VZI 仍不通，后继电路不会动作 , IGBT 正常关断。

  3 ）保护动作 设 IGBT 已正常导通，则 V1 和 V2 截止，V4 导通，V 5 截止，B 点和C 点电位稳定在  8V 左右，VZ1 不被击穿，V3 不导通， E 点电位保持为 20V ，二极管 VD6 截止。若此时发生短路， IGBT 承受大电流而退饱和， Uce 上升很多，二极管 VD7 截止，则 EXB841 的脚    6 “悬空”，B 点和C 点电位开始由8V 上升；当上升至 13V 时，VZ1 被击穿，V 3 导通， C4 通过 R7 和  V 3 放电，E 点电位逐步下降，二极管VD 6 导通时, D 点电位也逐步下降，从而使 EXB841 的脚  3 电位也逐步下降，缓慢关断IGBT 。

  B 点和   C 点电位由   8V 上升到   13V 的时间可用下式求得:    13 ＝ 20 （ 1--e^ (--t/r1)--8e^ (--t/r1)         （ 2 － 20 ）          t ＝＝ l · 3uS                                       (2 － 21 ）     C3 与 R7 组成的放电时间常数为                         T2 ＝＝ C3R7 ＝ 4 ·  84uS （ 2 － 22 ）     E 点由2 0V 下降到3 ． 6V 的时间可用下式求得                           3 ． 6= 20e^ (--t/r2) （  2 － 23 ）                             t ＝ 8 · 3uS               （ 2 － 24 ）

此时慢关断过程结束，  IGBT 栅极上所受偏压为 0oV （设V3 管压降为0 ． 3V , V6 和V5 的压降为   O ．7V ）。      这种状态一直持续到控制信号使光电耦合器    IS0l 截止，此时 V1 和    V 2 导通，  V 2 导通使    D 点下降到     0V ，从而    V 4 完全截止， V 5 完全导通， IGBT 栅极所受偏压由慢关断时的 0V 迅速下降到一 5V ， IGBT 完全关断。 V1 导通使 C2 迅速放电、V 3 截止， 20V 电源通过 R8 对 C4 充电，RC 充电时间常数为    T3 ＝ C4R8 ＝ 48 ·  4uS                （ 2 · 25 ）

则   E 点由   3 ． 6V 充至   19V 的时间可用下式求得： 19=20（l 一 e^( － t/r3)＋3.6e^( t/r3)( 2－26 ）                    t   ＝ 135 uS       （   2   -- 2 7 ）      则 E 点恢复到正常状态需 135us ，至此 EXB841 完全恢复到正常状态，可以进行正常的驱动。      与前述的 IGBT 驱动条件和保护策略相对照，以上所述说明 EXB841 确实充分考虑到    IGBT 的特点，电路简单实用，有如下特点：

 1 ）模块仅需单电源十 20V 供电，它通过内部    5 V 稳压管为 IGBT 提供了十  15V 和一  5V 的电平，既满足了   IGBT 的驱动条件， 又简化了电路，为整个系统设计提供了很大方便。     2 ）输入采用高速光耦隔离电路，既满足了隔离和快速的要求，又在很大程度上使电路结构简化。

 3 ）通过精心设计，将过流时降低 Uge 与慢关断技术综合考虑 , 按前面所述，短路时 EXB841 各引脚波形如图 2 － 68 所示。可见一旦电路检测到短路后，要延迟约     1 ． 5 us （  VZI 导通时，    R4 会有压降）   Uge 才开始降低，再过约 8us 后   Uge 才降低到   0V （相对   EXB841 的脚 1 ）。在这    10us 左右的时间内，如果短路现象消失， Uge 会逐步恢复到正常值，但恢复时间决定于时间常数 t3 ，时间是较长的。

M57962的应用电路 8脚应该接光耦的发射端，为控制电路提供过流信号。

图6－34　电容器放电 a）放电电路　b）从接线端放电

图6－43 单进三出变频器

图6－44 单进三出时存在的问题

图6－45 单进三出的升压电路

交流调速控制策略 见书 矢量控制于电机的参数有关

3/2——三相/两相变换; VR——同步旋转变换; 异步电机的坐标变换结构图  iA i it A 等效直流 电动机模型  iB B 3/2 VR iC i im C 异步电动机 图6-52 异步电动机的坐标变换结构图 3/2——三相/两相变换; VR——同步旋转变换;  ——M轴与轴（A轴）的夹角

矢量控制系统原理结构图 ~ 图6-53 异步电机矢量控制系统原理结构图  + i*m i*t  1 i* i* i*A i*B 控制器 VR-1 2/3 电流控制变频器 3/2 VR 等效直流电动机模型 + i*m i*t  1 i* i* i*A i*B i*C iA iB iC i iβ im it ~ 反馈信号 异步电动机 给定信号 图6-53 异步电机矢量控制系统原理结构图

缓冲电路作用分析 无缓冲电路 有缓冲电路 图1-38 di / dt 抑制电路和 充放电型 RCD 缓冲电路及波形 a) 电路 b) 波形 u CE i C O d 抑制电路时 无 有 有缓冲电路时 无缓冲电路时 A D C B 无缓冲电路 有缓冲电路 u CE i O b) 图1-38　di / dt 抑制电路和 充放电型 RCD 缓冲电路及波形 a) 电路 b) 波形 图1-39　关断时的负载线 （C）

晶闸管的串联 目的：当晶闸管额定电压小于要求时，可以串联。 问题：理想串联希望器件分压相等，但因特性差异，使器件电压分配不均匀。 静态不均压：串联的器件流过的漏电流相同，但因静态伏安特性的分散性，各器件分压不等。 动态不均压：由于器件动态参数和特性的差异造成的不均压。

晶闸管的串联 静态均压措施： 动态均压措施： 选用参数和特性尽量一致的器件。 采用电阻均压，Rp的阻值应比器件阻断时的正、反向电阻小得多。 b) a) R C VT 1 2 P I O U T1 T2 动态均压措施： 选择动态参数和特性尽量一致的器件。 用RC并联支路作动态均压。 采用门极强脉冲触发可以显著减小器件开通时间的差异。 图1-41　晶闸管的串联 a)　伏安特性差异　b)　串联均压措施

晶闸管的并联 目的：多个器件并联来承担较大的电流 问题：会分别因静态和动态特性参数的差异而电流分配不均匀。 均流措施：  均流措施： 挑选特性参数尽量一致的器件。 采用均流电抗器。 用门极强脉冲触发也有助于动态均流。 当需要同时串联和并联晶闸管时，通常采用先串后并的方法联接。

5.2.2 三相电压型逆变电路 负载中点和电源中点间电压 (5-6) 负载三相对称时有uUN+uVN+uWN=0，于是 (5-7) 5.2.2 三相电压型逆变电路 负载中点和电源中点间电压 (5-6) 负载三相对称时有uUN+uVN+uWN=0，于是 (5-7) 负载已知时，可由uUN波形求出iU波形。 一相上下两桥臂间的换流过程和半桥电路相似。 桥臂1、3、5的电流相加可得直流侧电流id的波形，id每60°脉动一次，直流电压基本无脉动，因此逆变器从交流侧向直流侧传送的功率是脉动的，电压型逆变电路的一个特点。 防止同一相上下两桥臂的开关器件同时导通而引起直流侧电源短路，应采取“先断后通” 数量分析见教材。

7.1.1 硬开关和软开关 硬开关 开关过程中电压和电流均不为零，出现了重叠。 电压、电流变化很快，波形出现明显的过冲，导致开关噪声。 7.1.1 硬开关和软开关 硬开关 开关过程中电压和电流均不为零，出现了重叠。 电压、电流变化很快，波形出现明显的过冲，导致开关噪声。 t u i P a）硬开关的开通过程 b）硬开关的关断过程 图7-1 硬开关的开关过程 （C）

PI调节 ～ A M UPE M Id Id Uc Ud U*n Uc Ud Un Un n Utg + + + + Id Id A M Uc UPE Ud M U*n ∆Un Uc Ud - - - - + Un Un - n + + TG TG Utg tg - - 图1-24 带转速负反馈的闭环直流调速系统原理框图

· ～ M M VS TA VBT Ui U*n Id Uc Ud Rbal n Un 图1-48 无静差直流调速系统示例 R1 C1 - + TA VBT Ui R1 C1 - + R0 U*n Id + · + - - RP1 + M M Uc UPE Ud R0 Rbal - n + + - TG TG RP2 Un 图1-48 无静差直流调速系统示例

工作原理 图1-48所示是一个无静差直流调速系统的实例，采用比例积分调节器以实现无静差，采用电流截止负反馈来限制动态过程的冲击电流。TA为检测电流的交流互感器，经整流后得到电流反馈信号。当电流超过截止电流时，高于稳压管VS的击穿电压，使晶体三极管VBT导通，则PI调节器的输出电压接近于零，电力电子变换器UPE的输出电压急剧下降，达到限制电流的目的。

数字PI调节器 模拟PI调节器的数字化 改进的数字PI算法 智能型PI调节器

模拟PI调节器的数字化 PI调节器是电力拖动自动控制系统中最常用的一种控制器，在微机数字控制系统中，当采样频率足够高时，可以先按模拟系统的设计方法设计调节器，然后再离散化，就可以得到数字控制器的算法，这就是模拟调节器的数字化。

PI调节器时域表达式： 其中 ： KP= Kpi 为比例系数 KI =1/ 为积分系数 PI调节器的传递函数：

增量式PI调节器算法： PI调节器的输出可由下式求得 ： 须在程序内设置限幅值u m，当 u(k) >u m 时，便以限幅值 u m作为输出。

TMS320F28335 F28335: 256K x 16 Flash, 34K x 16SARAM; 128-Bit Security Key/Lock; Up to 18 PWM Outputs; SCI, SPI,CAN, I2C,; 12-Bit ADC, 16 Channels,80-ns Conversion Rate

基于TMS320F28335的电机控制系统 TMS320F28335芯片简介 美国TI公司的TMS320C28x系列DSP中的TMS320F28335芯片，这是一款32位定点DSP芯片，具有数字信号处理能力以及强大的事件管理能力和嵌入式控制功能，非常适用于电机、马达伺服控制系统等。 C28x系列芯片主要性能有： 最高150MHz的系统主频，CPU核心电压1.8V/1.9V，I/O口电压3.3V CPU是哈佛总线结构，支持16*16位与32*32位的乘且累加操作，16*16位的两个乘且累加操作。 片内具有256K*16位的线性FLASH存储器，1K*16位的OTP型只读存储器。一共具有34K*16位的单口随机存储器。 芯片内部有出厂固化好了的8K*16位的Boot Rom，其内部具有启动判定函数以及标准的数学表。 芯片具有外部存储器接口，可扩展多大1MB的存储器，并且具有可编程的等待状态数。 通过中断扩展模块支持96个外部中断，但芯片只用到了45个。 3个CPU定时器。 具有128位的密钥保护，可防止ROM，Flash，OTP中的程序被盗。 具有强大的内部外设，包括2个事件管理器，2个串行通信接口，1个串行外围接口，增强的CAN，多通道缓冲串行接口，12位的AD模块，最大的转换速率是12位.5MSPS（80nS）等。 12路PWM脉冲宽度调制功能，很方便实现对电机的控制。

转速测量 利用TMS320F2812的三路中断捕获CAPTURE功能，对不同位置传感器送回的脉冲上升沿进行捕获。再进入中断服务程序计算得到转子位置和转速。 需要时，还要对信号进行整形。

防止桥臂直通的措施： 在TMS320F2812的触发逆变器桥臂的成对信号中有加入触发死区的功能，使桥臂直通的故障不会发生； 即桥臂的上、下二个功率器件的门极信号不能同时高，而且一个变低后要延时必要的时间才能使另外的门极信号变高。 PWM1 PWM2

防止直通的方法 对PWM0,PWM1; PWM2,PWM3; PWM4,PWM5; 可以用死区寄存器进行死区设置，避免逆变桥发生直通，保证逆变器的正常工作。

缺相检测： 但缺相时，会出现电压的过零点，光藕原边无电流，副边输出电平的变化，由DSP的对波形边沿进行中断检测得到发生缺相的信息。

过流、过压的检测 二种方法： 软件方法： 利用DSP的12位A/D采样，随时将电压、电流采样，在软件里面做比较，超过阈值，则停机并发出故障报警信号。 硬件方法： 利用比较器对传感器检测的电压、电流值与保护值进行比较，超过保护值则自动停机和报警。