第六章 DC－DC和DC－AC变换器 6.1 直流斩波电路(DC－DC) 6.2 自换流整流电路 6.3 逆变电路（DC－AC） 小结 首 页

本章重点 通过全控型功率元件实现直流电源输出交流电： 直流到直流的变换（DC－DC），即直流斩波电路； 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 本章重点 通过全控型功率元件实现直流电源输出交流电： 直流到直流的变换（DC－DC），即直流斩波电路； 直流到交流的变换（DC－AC），即逆变电路，及自换流整流电路的基本工作原理。 返回 下 页

6.1 直流斩波电路(DC－DC) 6.1.1 自换流的原理 用GTO实现的整流电路及电流、电压波形 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 U0 Is1 Rd Id U0/Rd I 1 t 返 回 上 页 下 页

用两个晶闸管实现的整流电路及电流、电压波形 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 Id U0/Rd I 1 t 2 U0 U IH U0/RH Uc 用两个晶闸管实现的整流电路及电流、电压波形 U0 RH Rd Uc VT1 VT2 IH 返 回 上 页 下 页

第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 6.1.2 直流输出电压的调整 直流电路中，当开关元件按照规定的顺序进行开关操作时，可以整定另一个输出的直流电压。输出的直流电压值与输入电压有关，同时根据直流电压无损失的转换原理实现控制。 返 回 上 页 下 页

Buck电路的基本工作原理及相关波形 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 UdE UdA IdA Ud ULd Ld IdE U Ud t I U Ud UdA IdE T UdE IdA aT UdE UdA IdA Ud ULd Ld IdE 返 回 上 页 下 页

图中直流输出电压UdA与输入电压和占空比有关, 电感中电流IdA连续，在稳定工作状态下有: 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 设图中的开关周期：T 晶闸管的导通时间：aT ，0≤a ≤1 占空比: a 图中直流输出电压UdA与输入电压和占空比有关, 电感中电流IdA连续，在稳定工作状态下有: 在时间段 a ≤ t ＜aT , 在时间段 aT ≤ t ＜T , 返 回 上 页 下 页

电路中由于不存在消耗功率的电阻，因此有: 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 根据积分计算式可得： 将此式变换后得: 电路中由于不存在消耗功率的电阻，因此有: 返 回 上 页 下 页

6.1.3 升压斩波电路 升压斩波电路 Boost电路 可通过晶闸管导通和截止时的电路拓扑推导出在一定占空比下电压和电流的计算公式： 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 6.1.3 升压斩波电路 升压斩波电路 Boost电路 可通过晶闸管导通和截止时的电路拓扑推导出在一定占空比下电压和电流的计算公式： 式中：0≤  ＜1 返 回 上 页 下 页

升压斩波电路的基本工作原理 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 UdE UdA IdA Ud Ld IdE U Ud UdA UdE t aT UdE UdA IdA Ud Ld IdE 返 回 上 页 下 页

6.1.4 斩波电路的吸收电路 在无电路损耗的前提下，实现电量波动抑制的电路 吸收电路 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 6.1.4 斩波电路的吸收电路 在无电路损耗的前提下，实现电量波动抑制的电路 吸收电路 直流斩波电路的功能是保护电路，在原有电路的基础上，新增部分电路，减少功率元件的动作带来的扰动。 返 回 上 页 下 页

典型的吸收电路结构及波形 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 U,I Ud IdA T UdE aT Uc t Ic IdE VT1 VTf 典型的吸收电路结构及波形 VT1 UdE UdA IdA Uc Ld→∞ IdE VT2 VTu Ud VTf Lu 返 回 上 页 下 页

电压下降到一半时，即达到晶闸管的阻断电压值。结束时间tc为: 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 电压下降到一半时，即达到晶闸管的阻断电压值。结束时间tc为: U,I Ud IdA T UdE aT Uc t Ic IdE VT1 VT2 VTf 返 回 上 页 下 页

此时的占空比a不再完全由主晶闸管VT1的导通时间来确定。 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 给定频率下最小可能的占空比amin为: U,I Ud IdA T UdE aT Uc t Ic IdE VT1 VT2 VTf 此时的占空比a不再完全由主晶闸管VT1的导通时间来确定。 返 回 上 页 下 页

第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 6.1.5 斩波电路的控制 6.1.5.1 恒频控制 采取等间隔的时间点进行开关操作，在一个恒定值开关周期中，通过改变占空比调节导通时间和关断时间。 恒频控制 U I t 5T 4T 3T 2T T IdA Ud 返 回 上 页 下 页

第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 6.1.5.2 两点式电流控制 在额定输出电流附近设定一个容差带宽，输出电流在这个容差带宽之间变化。当系统检测到实际输出电流低于容差带宽时，控制器就将开关元件合上；反之则关断开关元件。 t U I IdA Ud 电流容差控制下降压斩波工作曲线 返 回 上 页 下 页

第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 6.1.6 组合斩波电路 6.1.6.1 二象限斩波电路 当VT3导通时，VT1和VD2组成一个降压斩波电路。若UdA为负值时，VT3和VD4桥路则构成升压斩波电路，但VT1此时必须保持阻断状态。 VT1 UdE UdA IdA Ld IdE VD2 Ud VT3 VD4 返 回 上 页 下 页

二象限运行的工作波形 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 UdE UdA IdA I Ud U UdE UdA IdA I Ud U VT1 VT3 UdE UdA IdA I VD2 VT3 Ud t U VD2 VD4 5T 4T 3T T VT1 VT3 UdE UdA IdA I VD2 VT3 Ud t U VD2 VD4 5T 4T 3T T 返 回 上 页 下 页

6.1.6.2 四象限斩波电路 四象限斩波电路及电压、电流波形 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 VT1 UdE UdA IdA Ld IdE Ud ′ VT2 VT3 VT4 VT4 ′ 返 回 上 页 下 页

第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 UdA IdA Ud t U I UdE UdA IdA Ud t U I UdE UdA IdA VT1 VT4 UdA IdA Ud t U (VT1 VT3) ′ (VT4 VT2 ) I UdE UdA IdA Ud t U (VT3 VT1) ′ (VT2 VT4 ) I VT1 VT4 UdE UdA IdA t (VT3 VT1) ′ Ud U I -UdE VT2 VT3 (VT2 VT4 ) UdA IdA t (VT1 VT3) ′ (VT4 VT2 ) Ud U I -UdE VT2 VT3 返 回 上 页 下 页

第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 6.2 自换流整流电路 6.2.1 电流源型自换流整流电路 电路晶闸管不具备自关断能力，只能通过网络电压的极性变化，使之形成反向电压后才能使其关断的整流电路。 网络换流型整流电路 返 回 上 页 下 页

6.2.2 自换流整流电路的工作原理 单相桥式整流电路结构及工作波形 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 wt Id UV Uda IV Um U 单相桥式整流电路结构及工作波形 Ld→∞ Id UV Uda IV Ud VT2 VT1 VT3 VT4 π/2 wt 2π 3π/2 π UV Uda IV a I Um U -π/2 -π IV1 Id 返 回 上 页 下 页

第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 wt Id UV Uda IV a I Um U UV为负值,wt = a 时VT1和VT3得到了触发脉冲，实现换流。此时VT2和VT4关断，直流输出电压在该区间为UV的瞬时值。此后，VT1、VT3又变为正电压，在控制脉冲到来后又实现换流，如此往复循环。 π/2 wt 2π 3π/2 π UV Uda IV a I Um U -π/2 -π IV1 Id 返 回 上 页 下 页

只有在可靠关断已导通的开关元件后，才能给欲导通的另外两个（或多个）GTO发出触发脉冲，否则会引起电源短路。 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 换流概念: 只有在可靠关断已导通的开关元件后，才能给欲导通的另外两个（或多个）GTO发出触发脉冲，否则会引起电源短路。 Ld→∞ Id UV Uda IV Ud VT2 VT1 VT4 VT3 返 回 上 页 下 页

第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 在负的控制角下，输出电压的平均值为: 相对电网电压，网络电流的基波分量滞后角j 可以达到j = a 的范围,计算公式中相位角可以为负，电流可超前输出电压。采用可关断功率元件可实现单相整流，也可实现三相整流。 返 回 上 页 下 页

自换流单相整流电路的交流输入电压和输入电流之间的相角是可以控制，与用晶闸管实现的整流电路不同。 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 自换流单相整流电路的工作特性曲线 1 -1 Uda / Um p 2 a UV Im IV a Rc 自换流单相整流电路的交流输入电压和输入电流之间的相角是可以控制，与用晶闸管实现的整流电路不同。 返 回 上 页 下 页

第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 6.2.3 整流电路的吸收电路 自换流整流电路可用晶闸管与辅助关断电容的组合代替，当某个晶闸管关断而触发另一个晶闸管时能够实现平滑过渡，即使某个其它的晶闸管由于无触发也不会对桥臂造成危害。 返 回 上 页 下 页

自换流单相整流吸收电路工作波形 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 Ld→∞ Id Uc Uda IV Ud VT3D VT4D VT2 UV Uda Um U -π/2 -π wt It1D π/2 π I It2D Id Uc Ucm Ic It1 It2 自换流单相整流吸收电路工作波形 Id Uc Uda IV Ud VT3D VT4D VT2 Ld→∞ VT1 VT2D VT1D VT3 VT4 UV 返 回 上 页 下 页

6.3 逆变电路（DC－AC） 逆变 直流电变成交流电的过程 交流侧接有电源,直流电变成交流电的过程 有源逆变 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 6.3 逆变电路（DC－AC） 逆变 直流电变成交流电的过程 交流侧接有电源,直流电变成交流电的过程 有源逆变 交流侧直接和负载连接，直流电变成交流电的过程 无源逆变 返 回 上 页 下 页

变频电路 交—交变频电路 交—直—交变频电路 交—直变换电路 直—交变换电路 整流电路 逆变电路 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 返 回 上 页 下 页

变流电路在工作过程中发生的电流从一个支路向另一个支路转移的过程 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 变流电路在工作过程中发生的电流从一个支路向另一个支路转移的过程 换流 电压型逆变电路 逆变电路 电流型逆变电路 返 回 上 页 下 页

6.3.1 换流方式 6.3.1.1 逆变电路的基本工作原理 当开关S1 、S4闭合，S2 、S3断开时，负载电压U0为正； 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 6.3.1 换流方式 6.3.1.1 逆变电路的基本工作原理 当开关S1 、S4闭合，S2 、S3断开时，负载电压U0为正； 当开关S1、S4断开，S2、S3闭合时，U0为负 Ud i0 负载 S2 S1 S3 S4 U0 i0 t2 t1 t 返 回 上 页 下 页

当负载为电阻时，负载电流io和电压Uo的波形形状相同，相位也相同。 当负载为阻感时，io相位滞后于Uo，两者波形的形状不同。. 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 当负载为电阻时，负载电流io和电压Uo的波形形状相同，相位也相同。 当负载为阻感时，io相位滞后于Uo，两者波形的形状不同。. U0 i0 i0 t2 t1 t 返 回 上 页 下 页

第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 U0 i0 t2 t1 t Ud i0 负载 S2 S1 S3 S4 通过门极控制，断开S1、S4，合上S2、S3，则U0的极性为负。负载电流极性维持原方向从直流电源负极流出，经S2、负载和S3流回正极，负载电感中储存的能量向直流电源反馈，负载电流逐渐减小，到t2时刻降为零，之后i0 反向并逐渐增大；S2、S3断开，S1、S4闭合时的情况类似。 返 回 上 页 下 页

门极控制使全控型器件关断，利用外部条件或采取其他措施使半控型器件晶闸管关断。 门极控制可使全控型或半控型电力电子器件开通。 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 6.3.1.2 换流方式分类 换流 换相 断态 通态 通态 断态 门极控制使全控型器件关断，利用外部条件或采取其他措施使半控型器件晶闸管关断。 门极控制可使全控型或半控型电力电子器件开通。 返 回 上 页 下 页

换流方式的分类 利用全控型器件的自关断能力进行换流 器件换流 IGBT 电力MOSFET GTO 等全控型器件电路中的换流方式 GTR 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 换流方式的分类 利用全控型器件的自关断能力进行换流 器件换流 IGBT 电力MOSFET GTO GTR 等全控型器件电路中的换流方式 返 回 上 页 下 页

换流时把负的电网电压施加在欲关断的晶闸管上使其关断。 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 由电网提供换流电压实现换流 电网换流 整流状态 有源逆变状态 借助于电网电压实现的换流方式 换流时把负的电网电压施加在欲关断的晶闸管上使其关断。 电网换流不需要器件具有门极可关断能力，不需要为换流附加任何元件，不适用于没有交流电网的无源逆变电路。 返 回 上 页 下 页

由负载提供换流电压实现换流 负载换流 当负载电流的相位超前于负载电压时 当负载为电容性负载时 当负载为同步电动机时 负载换流 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 由负载提供换流电压实现换流 负载换流 当负载电流的相位超前于负载电压时 当负载为电容性负载时 当负载为同步电动机时 负载换流 返 回 上 页 下 页

负载换流电路及其工作波形 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 R Ed id Ld L C U0 UVT U0 wt iVT1 iVT4 U0 wt iVT1 iVT4 t1 UVT4 UVT1 i0 i iVT2 iVT3 R VT1 VT2 Ed VT3 VT4 id Ld L C U0 返 回 上 页 下 页

t1时刻前,VT1、VT4为通态，VT2、VT3为断态，U0、i0均为正，VT2、VT3上施加的电压为U0。 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 UVT U0 wt iVT1 iVT4 t1 UVT4 UVT1 i0 i iVT2 iVT3 t1时刻前,VT1、VT4为通态，VT2、VT3为断态，U0、i0均为正，VT2、VT3上施加的电压为U0。 t1时刻, VT2、VT3开通，VT4、VT1承受反向电压关断，电流从VTl、VT4转移到VT3、VT2。 返 回 上 页 下 页

设置附加的换流电路，给欲关断的晶闸管强迫施加反向电压或反向电流的换流方式。 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 设置附加的换流电路，给欲关断的晶闸管强迫施加反向电压或反向电流的换流方式。 强迫换流 强迫换流 电容换流 返 回 上 页 下 页

晶闸管VT处于强迫换流通态时，预先给电容C充电。 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 由换流电路内电容直接提供换流电压的方式 直接耦合式强迫换流 晶闸管VT处于强迫换流通态时，预先给电容C充电。 合上开关S，就可以使晶闸管被施加反向电压而关断。 负载 C S + - VT 返 回 上 页 下 页

通过换流电路内的电容和电感的耦合提供换流电压或换流电流 电感耦合式强迫换流 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 通过换流电路内的电容和电感的耦合提供换流电压或换流电流 电感耦合式强迫换流 负载 C S + - VD VT L 负载 C S - + VD VT L 返 回 上 页 下 页

晶闸管在LC振荡第一个半周期内关断 晶闸管在LC振荡第二个半周期内关断 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 S + - C VT VD 负载 C S + - VD VT L 晶闸管在LC振荡第一个半周期内关断 负载 C S - + VD VT L 晶闸管在LC振荡第二个半周期内关断 返 回 上 页 下 页

先使晶闸管电流减为零，然后通过反并联二极管使其加上反向电压的换流 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 给晶闸管加上反向电压而使其关断的换流 电压换流 先使晶闸管电流减为零，然后通过反并联二极管使其加上反向电压的换流 电流换流 返 回 上 页 下 页

电网换流、负载换流、强迫换流适用于晶闸管。 器件换流、强迫换流因器件或变流器自身的原因实现换流，属于自换流。 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 器件换流适用于全控型器件。 电网换流、负载换流、强迫换流适用于晶闸管。 器件换流、强迫换流因器件或变流器自身的原因实现换流，属于自换流。 电网换流、负载换流借助于外部手段(电网电压或负载电压)实现换流属于外部换流。 返 回 上 页 下 页

当电流不是从一个支路向另一个支路转移，而是在支路内部终止流通而变为零。 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 采用自换流方式的逆变电路 自换流逆变电路 采用外部换流方式的逆变电路 外部换流逆变电路 当电流不是从一个支路向另一个支路转移，而是在支路内部终止流通而变为零。 熄灭 返 回 上 页 下 页

6.3.2 电压型逆变电路 直流侧是电压源的逆变电路 电压型逆变电路 直流侧是电流源的逆变电路 电流型逆变电路 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 6.3.2 电压型逆变电路 直流侧是电压源的逆变电路 电压型逆变电路 直流侧是电流源的逆变电路 电流型逆变电路 i0 R Ud L U0 VT3 VT4 VT2 VD3 VD4 VD2 VD1 VT1 C + - 返 回 上 页 下 页

直流侧为电压源，或并联有大电容，相当于电压源。直流侧电压基本无脉动，直流回路呈现低阻抗。 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 电压型逆变电路主要特点 直流侧为电压源，或并联有大电容，相当于电压源。直流侧电压基本无脉动，直流回路呈现低阻抗。 由于直流电压源的钳位作用，交流侧输出电压波形为矩形波，并且与负载阻抗角无关。而交流侧输出电流波形和相位因负载阻抗情况的不同而不同。 返 回 上 页 下 页

第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 当交流侧为阻感负载时需要提供无功功率，直流侧电容起缓冲无功能量的作用。为了给交流侧向直流侧反馈的无功能量提供通道，逆变桥各臂都并联了反馈二极管。 返 回 上 页 下 页

6.3.2.1 单相电压型逆变电路 (1) 半桥逆变电路 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 i0 ON t t6 t5 t4 t3 VT2 VD1 i0 ON t t6 t5 t4 t3 t2 t1 VT1 VD2 Um U0 -Um i0 R L U0 VT2 VD2 VD1 VT1 + - Ud 2 返 回 上 页 下 页

开关器件VT1和VT2的栅极信号在一个周期内各有半周正偏，半周反偏，二者互补。 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 开关器件VT1和VT2的栅极信号在一个周期内各有半周正偏，半周反偏，二者互补。 当负载为感性时，输出电压U0为矩形波，幅值为Um = Ud / 2。 VT2 VD1 i0 ON t t6 t5 t4 t3 t2 t1 VT1 VD2 Um U0 -Um 返 回 上 页 下 页

t2时刻,给VTl关断信号，给VT2开通信号，VT1关断,VD2导通续流。 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 t2时刻前,VT1为通态，VT2为断态。 t2时刻,给VTl关断信号，给VT2开通信号，VT1关断,VD2导通续流。 t3时刻,i0降为零时，VD2截止，VT2开通，开始反向。 VT2 VD1 i0 ON t t6 t5 t4 t3 t2 t1 VT1 VD2 Um U0 -Um 返 回 上 页 下 页

t4时刻,给VT2关断信号，给VT1开通信号，VT2关断，VDl导通续流。 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 VT2 VD1 i0 ON t t6 t5 t4 t3 t2 t1 VT1 VD2 Um U0 -Um t4时刻,给VT2关断信号，给VT1开通信号，VT2关断，VDl导通续流。 t5时刻,VT1开通。 返 回 上 页 下 页

当VT1或VT2为通态时，负载电流和电压同方向，直流侧向负载提供能量； 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 当VT1或VT2为通态时，负载电流和电压同方向，直流侧向负载提供能量； 当VDl或VD2为通态时，负载电流和电压反向，负载电感中贮藏的能量向直流侧反馈,反馈回的能量暂时储存在直流侧电容器中。 负载向直流侧反馈能量的二极管 反馈二极管 使负载电流连续的二极管 续流二极管 返 回 上 页 下 页

半桥电路常用于几kw以下的小功率逆变电源。 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 半桥逆变电路的优点 半桥逆变电路的缺点 简单，使用器件少 输出交流电压的幅值 Um=Ud／2， 直流侧需要两个电容器串联 工作时还要控制两个电容器电压的均衡 半桥电路常用于几kw以下的小功率逆变电源。 返 回 上 页 下 页

输出电压、电流波形与半桥电路的波形形状相同，仅幅值增加一倍 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 (2) 全桥逆变电路 VT2 VD1 i0 ON t t6 t5 t4 t3 t2 t1 VT1 VD2 Um U0 -Um 输出电压、电流波形与半桥电路的波形形状相同，仅幅值增加一倍 i0 R Ud L U0 VT3 VT4 VT2 VD3 VD4 VD2 VD1 VT1 C + - 返 回 上 页 下 页

将全桥逆变电路电压波形幅值为Ud的矩形波U0展开为傅里叶级数 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 将全桥逆变电路电压波形幅值为Ud的矩形波U0展开为傅里叶级数 基波的幅值： 基波有效值： U0正、负电压各为180º脉冲时, 通过改变直流电压Ud 来改变输出交流电压的有效值。 返 回 上 页 下 页

阻感负载时，采用移相的方式调节逆变电路的输出电压，实际上就是调节输出电压脉冲的宽度。 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 阻感负载时，采用移相的方式调节逆变电路的输出电压，实际上就是调节输出电压脉冲的宽度。 移相调压 各IGBT的栅极信号仍为180º正、反偏，VT1、VT2栅极信号互补，VT3、VT4栅极信号互补。 i0 R Ud L U0 VT3 VT4 VT2 VD3 VD4 VD2 VD1 VT1 C + - 返 回 上 页 下 页

VT3的基极信号比VT1落后θ(0<θ<180º)，输出电压u0是正负各为θ的脉冲。 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 uG1 uG4 i0 q t3 t u0 t1 t2 U0 uG2 uG3 VT3的基极信号比VT1落后θ(0<θ<180º)，输出电压u0是正负各为θ的脉冲。 i0 R Ud L U0 VT3 VT4 VT2 VD3 VD4 VD2 VD1 VT1 C + - 返 回 上 页 下 页

t1时刻前，VT1、VT4导通，输出电压u0为Ud 。 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 uG1 uG4 i0 q t3 t u0 t1 t2 U0 uG2 uG3 t1时刻前，VT1、VT4导通，输出电压u0为Ud 。 t1时刻，VT3、VT4栅极信号反向，VT4截止，VD3导通续流。 返 回 上 页 下 页

第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 uG1 uG4 i0 q t3 t u0 t1 t2 U0 uG2 uG3 t2时刻，VTl、VT2栅极信号反向，VT1截止，VD2导通续流，和VD3构成电流通道，输出电压－Ud,到负载电流过零并开始反向时，VD2、VD3截止，VT2、VT3开始导通，输出电压u0仍为－Ud。 返 回 上 页 下 页

t3时刻，VT3、VT4栅极信号再次反向，VT3截止，而VT4不能立刻导通，VD4导通续流，输出电压u0再次为零。 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 uG1 uG4 i0 q t3 t u0 t1 t2 U0 uG2 uG3 t3时刻，VT3、VT4栅极信号再次反向，VT3截止，而VT4不能立刻导通，VD4导通续流，输出电压u0再次为零。 输出电压u0的正、负脉冲宽度就各为θ。改变θ可调节输出电压。 返 回 上 页 下 页

纯电阻负载时，采用前述移相方法可得到相同结果，但VD1～VD4不再导通，不起续流作用。在u0为零的期间，4个桥臂均不导通，负载也没有电流。 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 纯电阻负载时，采用前述移相方法可得到相同结果，但VD1～VD4不再导通，不起续流作用。在u0为零的期间，4个桥臂均不导通，负载也没有电流。 前述移相方法不适用半桥逆变电路。但纯电阻负载时，可采用改变正、负脉冲宽度的方法调节半桥逆变电路的输出电压。这时，上、下两桥臂的栅极信号正偏宽度θ、反偏宽度360º－θ，二者相位差180º。输出电压u0正、负脉冲宽度各为θ。 返 回 上 页 下 页

Ud和负载参数相同，且变压器一次侧两个绕组和二次侧绕组的匝数比为1：1：1时，该电路的输出电压和输出电流的波形及幅值与全桥逆变电路完全相同。 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 (3) 带中心抽头变压器的逆变电路 Ud和负载参数相同，且变压器一次侧两个绕组和二次侧绕组的匝数比为1：1：1时，该电路的输出电压和输出电流的波形及幅值与全桥逆变电路完全相同。 负载 i0 VT2 U0 VD2 VD1 VT1 Ud - + 返 回 上 页 下 页

带中心抽头变压器的逆变电路电路虽然比全桥电路少用了一半开关器件，但器件承受的电压却为2Ud，比全桥电路高一倍，且必须有一个变压器。 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 带中心抽头变压器的逆变电路电路虽然比全桥电路少用了一半开关器件，但器件承受的电压却为2Ud，比全桥电路高一倍，且必须有一个变压器。 负载 i0 VT2 U0 VD2 VD1 VT1 Ud - + 返 回 上 页 下 页

电压型三相桥式逆变电路与单相半桥、全桥逆变电路相同，基本工作方式也是180°导电方式，同一相上、 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 6.3.2.2 三相电压型逆变电路 电压型三相桥式逆变电路与单相半桥、全桥逆变电路相同，基本工作方式也是180°导电方式，同一相上、 下两个臂交替导电，各相开始导电的角度依次相差120º。在任一瞬间，有3个桥臂同时导通。 VT1 U VT3 VT4 VT2 VD3 VD5 VD2 VD1 + - N ′ Ud 2 VD6 VD4 VT5 VT6 返 回 上 页 下 页

每次换流都是在同一相上、下两个桥臂之间进行 纵向换流 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 VT1 U VT3 VT4 VT2 VD3 VD5 VD2 VD1 + - N ′ Ud 2 VD6 VD4 VT5 VT6 每次换流都是在同一相上、下两个桥臂之间进行 纵向换流 返 回 上 页 下 页

uVN’、uWN’的波形形状和uUN’相同，相位依次差120º。 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 Ud 6 2Ud 3 UUN’ t iu UWN’ UVN’ UUN UNN’ UUV id 2 U相输出 桥臂1导通时， uUN’=Ud/2 桥臂4导通时，uUN’=－Ud/2 uUN’ 是幅值为Ud／2矩形波 V、W相输出 uVN’、uWN’的波形形状和uUN’相同，相位依次差120º。 返 回 上 页 下 页

负载线电压为: 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 Ud 6 2Ud 3 UUN’ t iu UWN’ UVN’ UUN UNN’ t iu UWN’ UVN’ UUN UNN’ UUV id 2 负载线电压为: 返 回 上 页 下 页

设负载中点N与直流电源假想中点N’之间的电压为uNN’ ,则负载各相的相电压分别为: 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 Ud 6 2Ud 3 UUN’ t iu UWN’ UVN’ UUN UNN’ UUV id 2 设负载中点N与直流电源假想中点N’之间的电压为uNN’ ,则负载各相的相电压分别为: 返 回 上 页 下 页

第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 把前面各式相加并整理可得： 设负载为三相对称负载，则有 可得: 返 回 上 页 下 页

uVN、uWN的波形形状和 uUN相同，仅相位依次相差120º 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 Ud 6 2Ud 3 UUN’ t iu UWN’ UVN’ UUN UNN’ UUV id 2 uNN’是矩形波 频率为uUN’频率的3倍 幅值为uUN’幅值的1/3 uVN、uWN的波形形状和 uUN相同，仅相位依次相差120º 返 回 上 页 下 页

负载参数已知时，可由uUN的波形求出U相电流的波形iU。 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 Ud 6 2Ud 3 UUN’ t iu UWN’ UVN’ UUN UNN’ UUV id 2 负载参数已知时，可由uUN的波形求出U相电流的波形iU。 负载的阻抗角φ不同，iu的波形形状和相位不同。 返 回 上 页 下 页

VT1从通态转到断态时, VD4先导通续流，待负载电流降到零，桥臂4中电流反向，VT4开始导通。 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 VT1 U VT3 VT4 VT2 VD3 VD5 VD2 VD1 + - N ′ Ud 2 VD6 VD4 VT5 VT6 Ud 6 2Ud 3 UUN’ t iu UWN’ UVN’ UUN UNN’ UUV id 2 VT1从通态转到断态时, VD4先导通续流，待负载电流降到零，桥臂4中电流反向，VT4开始导通。 返 回 上 页 下 页

iu上升段为桥臂1导电区间，iu<0时,VDl导通，iu>0时,VT1导通; 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 VT1 U VT3 VT4 VT2 VD3 VD5 VD2 VD1 + - N ′ Ud 2 VD6 VD4 VT5 VT6 Ud 6 2Ud 3 UUN’ t iu UWN’ UVN’ UUN UNN’ UUV id 2 iu上升段为桥臂1导电区间，iu<0时,VDl导通，iu>0时,VT1导通; iu下降段为桥臂4导电区间，iu>0时,VD4导通，iu<0时,VT4导通。 返 回 上 页 下 页

iV、iW的波形和iu形状相同，相位依次相差120º。将桥臂1、3、5的电流相加，可得到直流侧电流id的波形 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 VT1 U VT3 VT4 VT2 VD3 VD5 VD2 VD1 + - N ′ Ud 2 VD6 VD4 VT5 VT6 Ud 6 2Ud 3 UUN’ t iu UWN’ UVN’ UUN UNN’ UUV id 2 iV、iW的波形和iu形状相同，相位依次相差120º。将桥臂1、3、5的电流相加，可得到直流侧电流id的波形 返 回 上 页 下 页

逆变器从交流侧向直流侧传送的功率是脉动的，且脉动的情况和无脉动情况大体相同。 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 逆变器从交流侧向直流侧传送的功率是脉动的，且脉动的情况和无脉动情况大体相同。 将uUV展开成傅里叶级数得： 式中，n＝6k±1；k为自然数。 返 回 上 页 下 页

第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 输出线电压有效值UUV为： 基波幅值UUVlm为： 基波有效值UUV1为： 返 回 上 页 下 页

将uUN展开成傅里叶级数得： 式中，n＝6k±1；k为自然数。 负载相电压有效值UUN为: 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 返 回 上 页 下 页

在180º导电方式逆变器中，为了防止同一相上、下两桥臂的开关器件同时导通而引起直流侧电源的短路，要采取“先断后通”的方法。 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 基波幅值UUNlm为： 基波有效值UUU1为： 在180º导电方式逆变器中，为了防止同一相上、下两桥臂的开关器件同时导通而引起直流侧电源的短路，要采取“先断后通”的方法。 单相半桥和全桥逆变电路也必须采取这一方法。 返 回 上 页 下 页

6.3.3 电流型逆变电路 图中GTO使用反向阻断型器件。交流侧电容器是电流型逆变电路的必要组成部分。 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 6.3.3 电流型逆变电路 图中GTO使用反向阻断型器件。交流侧电容器是电流型逆变电路的必要组成部分。 id VT6 VT4 W V VT5 Ud U VT3 VT2 VT1 返 回 上 页 下 页

直流侧串联有大电感，相当于电流源。直流侧电流基本无脉动，直流回路呈现高阻抗。 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 电流型逆变电路主要特点 直流侧串联有大电感，相当于电流源。直流侧电流基本无脉动，直流回路呈现高阻抗。 电路中开关器件的作用仅是改变直流电流的流通路径，因此交流侧输出电流为矩形波，并且与负载阻抗角无关。而交流侧输出电压波形和相位则因负载阻抗情况的不同而不同。 返 回 上 页 下 页

第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 当交流侧为阻感负载时需要提供无功功率，直流侧电感起缓冲无功能量的作用。因为反馈无功能量时直流电流并不反向，因此不必像电压型逆变电路那样要给开关器件反并联二极管。 返 回 上 页 下 页

单相电流型逆变电路采用负载换相方式工作，要求负载电流略超前于负载电压，负载略呈容性。 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 6.3.3.1 单相电流型逆变电路 单相电流型逆变电路 并联谐振式逆变电路 i0 R Ld LT4 L VT3 VT4 VT2 B A VT1 C Id LT3 LT2 LT1 单相电流型逆变电路采用负载换相方式工作，要求负载电流略超前于负载电压，负载略呈容性。 返 回 上 页 下 页

t1～t2之间为晶闸管VT1、VT4稳定导通阶段，负载电流io = Id 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 UG1,4 tj U0 iTV2,3 Id iT tg t UAB UVT2,3 UG2,3 iTV1,4 i0 tb t6 t5 t4 t3 t2 t1 td UVT1,4 t1～t2之间为晶闸管VT1、VT4稳定导通阶段，负载电流io = Id t2时刻前，在负载电容C上建立左正右负的电压。 t2时刻触发VT2、VT3使之开通，开始进入换流阶段。 返 回 上 页 下 页

t2时刻后，4个晶闸管全部导通，负载电容电压经两个并联的放电回路同时放电。 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 tj U0 iTV2,3 Id iT tg t UAB UVT2,3 UG2,3 iTV1,4 i0 tb t6 t5 t4 t3 t2 t1 td UVT1,4 t2时刻后，4个晶闸管全部导通，负载电容电压经两个并联的放电回路同时放电。 t2～t4时刻，为换流时间tg ，负载电流 io = iVT1－iVT2 ， t3约在t2－t4的中点。 返 回 上 页 下 页

t4时刻，VTl、VT4电流减至零而关断，直流侧电流Id全部从VT4、LT4回到电容C，换流阶段结束。 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 tj U0 iTV2,3 Id iT tg t UAB UVT2,3 UG2,3 iTV1,4 i0 tb t6 t5 t4 t3 t2 t1 td UVT1,4 t4时刻，VTl、VT4电流减至零而关断，直流侧电流Id全部从VT4、LT4回到电容C，换流阶段结束。 t4时刻后，使VTl、VT4承受一段反压时间tβ保证其可靠关断。 返 回 上 页 下 页

为保证可靠换流，应在u0过零前 tδ＝t5－t2 时刻触发VT2、VT3。触发引前时间为： 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 为保证可靠换流，应在u0过零前 tδ＝t5－t2 时刻触发VT2、VT3。触发引前时间为： tj U0 iTV2,3 Id iT tg t UAB UVT2,3 UG2,3 iTV1,4 i0 tb t6 t5 t4 t3 t2 t1 td UVT1,4 负载电流i0超前于负载电压u0的时间tj为 返 回 上 页 下 页

t6时刻后，又进入从VT2、VT3导通向VTl、VT4导通的换流阶段，其过程和前面类似。 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 将tj表示为电角度j可得： tj U0 iTV2,3 Id iT tg t UAB UVT2,3 UG2,3 iTV1,4 i0 tb t6 t5 t4 t3 t2 t1 td UVT1,4 t4～t6之间是VT2、VT3的稳定导通阶段。 t6时刻后，又进入从VT2、VT3导通向VTl、VT4导通的换流阶段，其过程和前面类似。 返 回 上 页 下 页

换流过程中，LT上的电压极性相反，uAB的脉动频率为交流输出电压频率的两倍。 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 换流过程中，LT上的电压极性相反，uAB的脉动频率为交流输出电压频率的两倍。 -uAB时，逆变电路从直流电源吸收的能量为负，补偿电容C的能量向直流电源反馈。 直流侧，Ld起缓冲无功能量的作用。 tj U0 iTV2,3 Id iT tg t UAB UVT2,3 UG2,3 iTV1,4 i0 tb t6 t5 t4 t3 t2 t1 td UVT1,4 返 回 上 页 下 页

如忽略换流过程，i0可近似看成矩形波。展开成傅里叶级数可得: 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 如忽略换流过程，i0可近似看成矩形波。展开成傅里叶级数可得: i0的基波电流有效值为: 返 回 上 页 下 页

如忽略电抗器Ld的损耗，uAB平均值等于Ud。 忽略晶闸管压降，从图中uAB的波形可得: 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 如忽略电抗器Ld的损耗，uAB平均值等于Ud。 忽略晶闸管压降，从图中uAB的波形可得: 返 回 上 页 下 页

一般情况下γ值较小，可近似认为cos(γ/2)≈1，上式可写成： 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 一般情况下γ值较小，可近似认为cos(γ/2)≈1，上式可写成： 或： 为了保证电路正常工作，必须使工作频率适应负载的变化而自动调整。 自励方式 返 回 上 页 下 页

自励方式存在着启动的问题，因为在系统未投入运行时，负载端没有输出，无法取出信号。 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 固定工作频率的控制方式 他励方式 自励方式存在着启动的问题，因为在系统未投入运行时，负载端没有输出，无法取出信号。 解决方法 先用他励方式，系统开始工作后再转入自励方式。 预先给电容器充电，启动时将电容能量释放到负载上，形成衰减振荡，检测出振荡信号实现自励。 返 回 上 页 下 页

第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 6.3.3.2 三相电流型逆变电路 三相电流型逆变电路是120º导电方式。每个时刻上桥臂组的三个臂和下桥臂组的三个臂都各有一个臂导通。换流时，在上桥臂组或下桥臂组的组内依次换流。 id VT6 VT4 W V VT5 Ud U VT3 VT2 VT1 返 回 上 页 下 页

输出交流电流波形和负载性质无关，是正、负脉冲宽度各为120º的矩形波。 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 iW t Id uUV iU iV 输出交流电流波形和负载性质无关，是正、负脉冲宽度各为120º的矩形波。 输出电流型逆变电路的电流波形和三相桥式可控整流电路在大电感负载下的交流输入电流波形形状相同。 返 回 上 页 下 页

输出线电压波形和负载性质有关，约为正弦波，但叠加了一些脉冲。 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 iW t Id uUV iU iV 输出线电压波形和负载性质有关，约为正弦波，但叠加了一些脉冲。 输出交流电流的基波有效值IU1和直流电流Id的关系为： 返 回 上 页 下 页

串联二极管式晶闸管逆变电路主要用于中、大功率交流电动机调速系统。 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 M 3~ L V C6 - Id Ud VT3 VD3 VT5 VD1 VT1 + VD5 VD6 VD4 VD2 VT6 VT2 VT4 C2 C4 C5 C3 C1 U W 串联二极管式晶闸管逆变电路主要用于中、大功率交流电动机调速系统。 120º导电工作方式，各桥臂之间采用强迫换流方式，C1～C6为换流电容。 返 回 上 页 下 页

电容器与共阳极导通晶闸管连接端极性为正，另一端为负，与导通晶闸管不相连接的电容器电压为零。 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 M 3~ L V C6 - Id Ud VT3 VD3 VT5 VD1 VT1 + VD5 VD6 VD4 VD2 VT6 VT2 VT4 C2 C4 C5 C3 C1 U W 电容器与共阳极导通晶闸管连接端极性为正，另一端为负，与导通晶闸管不相连接的电容器电压为零。 共阴极晶闸管与共阳极晶闸管情况类似，但电容器电压极性相反。 返 回 上 页 下 页

换流过程各阶段的电流路径 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 iU =Id - iV VT3 W + - iV Id VD3 VD2 + - iV Id VD3 VD2 VD1 VT1 C13 V U - + 返 回 上 页 下 页

换流前VTl、VT2导通，C13电压左正右负。 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 换流前VTl、VT2导通，C13电压左正右负。 t1时刻,VT3导通，VTl关断。直流电流Id从VT1换到VT3上，C13通过VD1，V、U、W相负载、VD2、VT2、直流电源和VT3放电，放电电流恒为Id。 VT3 W + - Id VD3 VD2 VD1 VT1 C13 V U 返 回 上 页 下 页

第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 t2时刻，uC13降到零后，对Cl3反向充电。uC13＝0后，VD3导通，开始流过电流iV ，VDl流过充电电流iU =Id - iV, 进入二极管换流阶段。 t3时刻后，进入VT2、VT3稳定导通阶段。 iU =Id - iV iV - + VT3 VT1 C13 VD3 VD1 V U W VD2 Id 返 回 上 页 下 页

第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 U t3 iU i UC13 UC0 Id UC5 UC3 iV t2 t1 t -UC0 换流过程中,uC1从uC0降为-uC0 ， uC3从零变到-uC0 , uC5从uC0变为零，这些电压符合相隔120º后从VT3到VT5换流的要求。 返 回 上 页 下 页

电流型三相桥式逆变器驱动同步电动机，利用滞后电流相位的反电动势实现换流，属负载换流。 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 电流型三相桥式逆变器驱动同步电动机，利用滞后电流相位的反电动势实现换流，属负载换流。 逆变器驱动同步电动机时，其工作特性和调速方式都和直流电动机相似，但没有换相器。 无换相器电动机 返 回 上 页 下 页

无换相器电动机由三相可控整流电路为逆变电路提供直流电源。逆变电路采用120º导电方式，利用电动机反电动势实现换流。 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 无换相器电动机由三相可控整流电路为逆变电路提供直流电源。逆变电路采用120º导电方式，利用电动机反电动势实现换流。 L V Ud U W MS 3~ VT3 VT5 VT1 VT6 VT2 VT4 Udm 脉冲分配器 BQ 返 回 上 页 下 页

无换相器电动机电路工作波形 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 u uVT1 wt uV uU uW iU iW iV udM 返 回 uV uU VT3导通 uW iU iW iV udM VT1导通 VT6导通 VT5导通 VT2导通 VT4导通 无换相器电动机电路工作波形 返 回 上 页 下 页

第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 6.3.4 多重逆变电路和多电平逆变电路 前面介绍的逆变电路中，输出电压与输出电流均为矩形波，矩形波中含有较多的谐波，对负载产生不利影响，为减少矩形波中所含的谐波，常采用多重逆变电路将几个矩形波组合起来，使之成为接近正弦波的波形。也可改变电路结构，构成多路电子逆变电路，输出较多的电平，使输出电压向正弦波靠近。 返 回 上 页 下 页

二重单相电压型逆变电路由两个单相全桥逆变电路组成，二者输出通过变压器T1和T2串联起来。 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 6.3.4.1 多重逆变电路 二重单相电压型逆变电路由两个单相全桥逆变电路组成，二者输出通过变压器T1和T2串联起来。 Ud T2 j = 60° T1 u2 u1 u0 返 回 上 页 下 页

将两个单相逆变电路导通的相位错开φ =60º，u1和u2的3次谐波即错开3×60º＝180º 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 将两个单相逆变电路导通的相位错开φ =60º，u1和u2的3次谐波即错开3×60º＝180º 通过变压器串联合成后，两者中所含3次谐波互相抵消，总输出电压中不含3次谐波。 t u0 u2 120° u1 180° 60° 3次谐波 返 回 上 页 下 页

第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 u0的波形是导通120º的矩形波，和三相桥式逆变电路180º导通方式下的线电压输出波形相同。其中只含6k±1(k=1，2，3…)次谐波，3k(k=1，2，3…)次谐波被抵消。 t u0 u2 120° u1 180° 60° 3次谐波 返 回 上 页 下 页

两个逆变电路均为180º导通方式，各自的输出线电压都是120º矩形波。工作时，逆变桥Ⅱ的相位比逆变桥I滞后30º。 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 三相电压型二重逆变电路 V uU2 U W C1 T1 T2 B1 uUN uU1 B22 A22 A21 A1 B21 C21 C22 Ud 两个逆变电路均为180º导通方式，各自的输出线电压都是120º矩形波。工作时，逆变桥Ⅱ的相位比逆变桥I滞后30º。 返 回 上 页 下 页

二次侧基波电压合成相量图 二重逆变电路的工作波形 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 UU1 (UA1) -UB22 UU2 UA21 UUN Ed t 二次侧基波电压合成相量图 -UB22 UU1 (UA1) UU2 UUN UA21 二重逆变电路的工作波形 返 回 上 页 下 页

将UU1展开成傅里叶级数得： 式中，n= 6k±1, k为自然数 UU1的基波分量有效值为: n次谐波有效值为： 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 将UU1展开成傅里叶级数得： 式中，n= 6k±1, k为自然数 UU1的基波分量有效值为: n次谐波有效值为： 返 回 上 页 下 页

将由变压器合成后的输出相电压UUN展开成傅里叶级数，可求得其基波电压有效值为： 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 将由变压器合成后的输出相电压UUN展开成傅里叶级数，可求得其基波电压有效值为： n次谐波有效值为： 式中，n= 12k±1, k为自然数， 在uUN中已不含5次、7次等谐波。 返 回 上 页 下 页

直流侧电流每周期脉动12次的三相电压型二重逆变电路。 12脉波逆变电路 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 直流侧电流每周期脉动12次的三相电压型二重逆变电路。 12脉波逆变电路 m个三相桥式逆变电路的相位依次错开p／(3m)运行，它们输出电压合成并抵消上述相位差的变压器，可构成脉波数为6m的逆变电路。 返 回 上 页 下 页

6.3.4.2 多电平逆变电路 桥臂1导通时，uUN’=Ud／2 桥臂4导通时，uUN’=-Ud／2 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 t iu UWN’ UVN’ UUN UNN’ UUV id 2 6.3.4.2 多电平逆变电路 VT1 U VT3 VT4 VT2 VD3 VD5 VD2 VD1 + - N ′ Ud 2 VD6 VD4 VT5 VT6 桥臂1导通时，uUN’=Ud／2 桥臂4导通时，uUN’=-Ud／2 返 回 上 页 下 页

电路的输出相电压有Ud／2和-Ud／2两种电平的逆变电路。 两电平逆变电路 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 电路的输出相电压有Ud／2和-Ud／2两种电平的逆变电路。 两电平逆变电路 使逆变电路的相电压输出更多种电平，可使其波形更接近正弦波。 三电平逆变电路 三电平逆变电路 中点钳位型逆变电路 返 回 上 页 下 页

iU > 0时，VT41和钳位二极管VDl导通 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 三电平逆变电路 iU > 0时，VT41和钳位二极管VDl导通 iU < 0时，VT41和钳位二极管VD4导通。 Rs Ud Ls VD4 VD11 - iU U VD1 VT11 O’ + V W VD12 VT41 VT12 VT42 VD41 返 回 上 页 下 页

三电平逆变电路的输出线电压则有±Ud、±Ud／2和0五种电平。通过适当的控制，三电平逆变电路输出电压谐波可大大少于两电平逆变电路。 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 三电平逆变电路的输出线电压则有±Ud、±Ud／2和0五种电平。通过适当的控制，三电平逆变电路输出电压谐波可大大少于两电平逆变电路。 三电平逆变电路的每个主开关器件关断时所承受的电压仅为直流侧电压的一半，这种电路特别适合于高压大容量的应用场合。 用与三电平电路类似的方法，可构成五电平、七电平等更多电平的电路。 三电平及更多电平的逆变电路 多平逆变电路 返 回 上 页 下 页

小 结 AC／DC、DC／DC、AC／AC和DC／AC四大类基本变流电路中， AC／DC和DC／AC电路，为最基本和重要的两大类电路。 换流并不是逆变电路特有的概念，四大类基本变流电路中都有换流的问题，但在逆变电路中换流的概念表现得最为集中。 返 回 上 页 下 页

负载换流 外部换流 电网换流 器件换流 自换流 强迫换流 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 负载换流 外部换流 电网换流 换流方式 器件换流 自换流 强迫换流 返 回 上 页 下 页

换流方式分类 输出相数分类 逆变电路分类方法 直流电源性质分类 用途分类 电压型逆变电路 逆变电路按直流侧电源性质分类 电流型逆变电路 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 换流方式分类 输出相数分类 逆变电路分类方法 直流电源性质分类 用途分类 电压型逆变电路 逆变电路按直流侧电源性质分类 电流型逆变电路 返 回 上 页 下 页

电压型和电流型电路不是逆变电路中特有概念，这一概念可用于整流电路等其它电路。 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 电压型和电流型电路不是逆变电路中特有概念，这一概念可用于整流电路等其它电路。 逆变电路的直流电源来源于整流电路，二者结合构成间接交流变流电路。 如果逆变电路输出频率可调，间接交流变流电路构成变频器。 变频器广泛用于交流电机调速传动，变频器中的核心电路就是逆变电路。 返 回 上 页 下 页

UPS(不间断电源)采用的是AC／DC／AC电路，但其输出频率是固定，UPS的核心电路是逆变电路。 第六章基于DC－DC和DC－AC变换器 UPS(不间断电源)采用的是AC／DC／AC电路，但其输出频率是固定，UPS的核心电路是逆变电路。 间接直流变流电路大量用于开关电源。开关电源中的核心电路是逆变电路。 返 回 上 页 下 页