第3章 高频谐振放大器 3.1 高频小信号放大器 3.2 高频功率放大器的原理和特性 3.3 高频功率放大器的高频效应 第3章　高频谐振放大器 3.1 高频小信号放大器 3.2 高频功率放大器的原理和特性 3.3 高频功率放大器的高频效应 3.4 高频功率放大器的实际线路 3.5 高效功放与功率合成 3.6 高频集成功率放大器简介 思考题与习题

3.1 高频小信号放大器 高频小信号谐振放大器的功用----放大各种无线电设备中的高频小信号，以便作进一步的变换和处理。 3.1 高频小信号放大器 　　高频小信号谐振放大器的功用----放大各种无线电设备中的高频小信号，以便作进一步的变换和处理。 主要用途----做接收机的高频放大器和中频放大器。 “小信号”-----主要是强调输入信号电平较低，放大器工作在它的线性范围。

1、按频带宽度分类-----窄带放大器和宽带放大器。 窄带信号----信号带宽只有中心频率的百分之几，甚至千分之几。 高频小信号放大器分类： 1、按频带宽度分类-----窄带放大器和宽带放大器。 窄带信号----信号带宽只有中心频率的百分之几，甚至千分之几。 频带（窄带）放大器----高频小信号的基本类型，以各种 选频电路作负载，兼具阻抗变换和选频滤波的功能。 如第2章讨论的并联谐振回路、 耦合回路等电路 就是频带放大器采用的选频电路。 高频宽带放大器-----一般采用无选频作用的负载电路， 应用最广的是高频变压器或传输线变压器。 在某些无线电设备中，需要放大多个高频信号，或者信号 中心频率要随时改变，这时要用到高频宽带放大器。

2、按有源器件的类型分类---- 高频放大器----以分立元件为主 特点：由于单个晶体管的最高工作频率可以很高，线路也较简单，目前应用仍很广泛。 集中选频放大器----以集成电路为主 特点：由高频或宽带集成放大器和选频电路(特别是集中滤波器)组成，它具有增益高、 性能稳定、 调整简单等优点，在高频电路中的应用也越来越多。

对高频小信号放大器的主要要求: 　　(1) 增益要高，也就是放大量要大。例如，用于各种接收机中的中频放大器，其电压放大倍数可达104～105，即电压增益为80～100 dB， 通常要靠多级放大器才能实现。 　　(2) 频率选择性要好。选择性就是描述选择所需信号和抑制无用信号的能力，这是靠选频电路完成的，放大器的频带宽度和矩形系数是衡量选择性的两个重要参数。 　　(3) 工作稳定可靠。这要求放大器的性能应尽可能地不受温度、 电源电压等外界因素变化的影响，不产生任何自激。 　　此外，在放大微弱信号的接收机前级放大器中，还要求放大器内部噪声要小，因为放大器本身的噪声越低，接收微弱信号的能力就越强。

3.1.1 高频小信号谐振放大器的工作原理 图 (a)是一典型实际线路。直流偏置电路与低频放大器电路相同，只是电容Cb、 Ce对高频旁路，它们的电容值比低频中小得多。 图(b) ，交流等效电路，采用抽头谐振回路作为放大器负载，对信号频率谐振，即ω=ω0，完成阻抗匹配和选频滤波功能。由于输入的是高频小信号，放大器工作在A(甲)类状态（集电极电流导通角θ=180º） Cb、 Ce对高频旁路 图 3-1 高频小信号谐振放大器 (a) 实际线路; (b) 交流等效电路

晶体管高频等效电路----用来分析和说明高频调谐放大器的性能。 3.1.2 放大器性能分析 1． 晶体管的高频等效电路 　　晶体管高频等效电路----用来分析和说明高频调谐放大器的性能。 混Π等效电路----反映了晶体管中的物理过程，是分析晶体管高频时的基本等效电路。图中Cπ=Cb′e，Cμ=Cb′c。 rbb´ --- 基区体电阻 Cb′e--b极e极间电容Cb′c--b极c极间电容 图 3-2 晶体三极管等效电路 (a) 混Π等效电路; 直接用混Π等效电路分析放大器性能时很不方便。

晶体管的Y参数通常可以用仪器测出，有些晶体管的手册或数据单上也会给出这些参数量(一般是在指定的频率及电流条件下的值)。 Yie---输出端交流短路时的输入导纳 Yoe---输入端交流短路时的输出导纳 Yfe----输出端交流短路时的正向传输导纳 Yre---输入端交流短路时的反向传输导纳 图 3-2 晶体三极管等效电路 (b)Y参数等效电路 晶体管的Y参数通常可以用仪器测出，有些晶体管的手册或数据单上也会给出这些参数量(一般是在指定的频率及电流条件下的值)。

在忽略rb′e及满足Cπ>>Cμ的条件下，Y参数与混Π参数之间的关系为

Y参数不仅与静态工作点的电压、 电流值有关，而且与工作频率有关，是频率的复函数。 分析： Y参数不仅与静态工作点的电压、 电流值有关，而且与工作频率有关，是频率的复函数。 当放大器工作在窄带时，Y参数变化不大，可以将Y参数看作常数。 讨论高频小信号谐振放大器都是指工作在窄带，晶体管可以用Y参数等效。 (3-5a)　　　　　　　　 (3-5b)

2． 放大器的性能参数 (3-6a) (3-6b) 高频小信号放大器的 高频Y参数等效电路 忽略管子内部的反馈，即令Yre =0， 可得 图 3-1 忽略管子内部的反馈，即令Yre =0， 可得 (3-6a) (3-6b) 电流源的内导纳 负载电阻RＬ的等效导纳 信号源用电流源 图 3-3

(1) 电压放大倍数K 高频小信号放大器的主要性能指标。 (2) 输入导纳Yi (3-7) 反向传输导纳Yre引入的输入导纳 （3-8） 晶体管的输入导纳

(3) 输出导纳Yo (3-9) 晶体管的输出导纳 反向传输导纳Yre引入的输出导纳

(4) 通频带B0.707与矩形系数Kr0.1 通频带B0.707为 (3-10) f0----谐振回路的谐振频率， L----回路电感， CΣ ----回路的总电容，包括回路本身的电容以及Yoe等效到回路中呈现的电容; QL ----有载品质因数，QL=1/(ω0LgΣ)， gΣ----回路的总电导，包括回路本身的损耗以及Yoe、RL等效到回路中的损耗。 　　由于图3-1是一单调谐回路放大器，故其矩形系数Kr0.1仍为9.95。

3.1.3 高频谐振放大器的稳定性 1． 放大器的稳定性 Yir 引言：①上述放大器的各种性能参数，是在放大器能正常工 作前提下得到的 3.1.3 高频谐振放大器的稳定性 1． 放大器的稳定性 引言：①上述放大器的各种性能参数，是在放大器能正常工 作前提下得到的 ②谐振放大器中存在着不稳定性问题： 晶体管集基间电容Cb′c(混Π网络中Cμ)的反馈，即通过反向传输导纳Yre的反馈→ Yre的存在，使输出信号反馈到输入端，引起输入电流的变化→工作不稳定。 如果这个反馈在某个频率相位上满足正反馈条件，且足够大，则会在满足条件的频率上产生自激振荡。现在来考察输入导纳Yi中第二项，即反向传输导纳Yre引入的输入导纳，记为Yir Yir

如果这个反馈在某个频率相位上满足正反馈条件，且足够大，则会在满足条件的频率上产生自激振荡。现在来考察输入导纳Yi中第二项，即反向传输导纳Yre引入的输入导纳，记为Yir 略rbb´

g Y » 将Yoe归入负载中，并考虑谐振频率ω0附近情况，有 Yir 则 (3-11) 分析： 当回路谐振时Δω=0，Yir为一电容; m fe g Y » Yir 则 (3-11) 分析： 当回路谐振时Δω=0，Yir为一电容; 当ω>ω0时, Yir的电导为正，是负反馈; 当ω<ω0时，Yir的电导为负，是正反馈，这将引起放大器的不稳定。

图3-4是考虑反馈时的放大器的频率特性， 由图可见，在ω<ω0时，由于存在正反馈，使放大器的放大倍数增加。当正反馈严重时，即Yir中的负电导使放大器输入端的总电导为零或负值，即使没有外加信号，放大器输出端也会有输出信号，产生自激。 图 3-4 放大器的频率特性

　　2． 提高放大器稳定性的方法 通常从两个方面入手： 一是从晶体管本身想办法，减小其反向传输导纳Yre，Yre的大小主要取决于Ｃb′c，选择管子时尽可能选择Cb′c小的管子，使其容抗增大，反馈作用减弱。 二是从电路上设法消除晶体管的反向作用，使它单向化，具体方法有中和法和失配法。

1、中和法： 通过在晶体管的输出端与输入端之间引入一个附加的外部反馈电路(中和电路)来抵消晶体管内部参数Yre的反馈作用。由于Yre的实部(反馈电导)很小，可以忽略，所以常常只用一个中和电容Cn来抵消Yre的虚部(即反馈电容　　　)的影响，就可达到中和的目的，图3-5(a)就是利用中和电容Cn的中和电路。 图 3-5 中和电路 (a) 原理电路; (b) 某收音机实际电路

为了抵消Yre的反馈，从集电极回路取一与 反相的电压 ，通过Cn反馈到输入端。 谐振时忽略抽头支路电流 图 3-5 中和电路 (a) 原理电路; (b) 某收音机实际电路

I′ U0 I〞 通过中和电容 C N 的 反 馈 电 流 I 〞（形成 ）正 好 和 经 过 C b ′c 产 生 的 内 部 反 馈 电 流 I′（形成 ） 相 位 差 180°， 并 调 整 C N ， 使I ′ = − I ″使 总 的 反 馈 电 流 为 0，回路电压不会反映到AB两端 （使UAB =0 ,不会叠加在Vi中），起 到 中 和 的 作 用 。 根据电桥平衡 则有中和条件为 I′ I〞 U0

　　由于用　　来表示晶体管的反馈只是一个近似，而　　与　　又只是在回路完全谐振的频率上才准确反相，中和电路中固定的中和电容Cn只能在某一个频率点起到完全中和的作用，对其它频率只能有部分中和作用。另外，如果再考虑到分布参数的作用和温度变化等因素的影响，则中和电路的效果是很有限的。中和法应用较少，一般用在某些收音机电路中，图3-5(b)所示的是某收音机中常用的中和电路。

2、失配法 方法： 使信号源内阻不与晶体管输入阻抗匹配；负载阻抗不与 本级晶体管的输出阻抗匹配。 失配法的典型电路是共发—共基级联放大电路，其交流等效电路如图3-6所示。

方法： 通过增大负载导纳（阻抗减小） 增大总回路导纳（阻抗减小），使输出电路失配。 输出电压相应减小，对输入端的影响也就减小，可见，失配法是用牺牲增益来换取电路的稳定。 为了满足增益和稳定性的要求，常用的失配法是用两只晶体管按共发-共基方式连接成一个复合管。

由于共基电路和共发电路连接时，相当于增大共发电路的负载导纳而使之输出电路失配→从而使共发晶体管内部反馈减弱，稳定性大大提高。 共发电路在负载导纳很大的情况下，虽然电压增益减小，但电流增益仍很大，而共基电路虽然电流增益接近于1，但电压增益较大，所以二者级联后，互相补偿，电压增益和电流增益均较大。 共射输出导纳较小 相当于共射电路的输出导纳 共基输入导纳较大，相当于共射的负载导纳 图 3-6 共发—共基电路

Yo 相当于共射电路的输出导纳 e b YL′ Yo

　　在场效应管放大器中也存在着同样的稳定性问题，这是由于漏栅的电容构成了输出和输入之间的反馈。如果采用双栅场效应管作高频小信号放大器，则可以获得较高的稳定增益，噪声也比较低。图3-7示出了双栅场效应管调谐放大器电路。它的第二栅(G2)对高频是接地的。它相当于两个场效应管作共源—共栅级联，与共发-共基放大器类似，也提高了放大器的稳定性。 图 3-7 双栅场效应管调谐放大器

3.1.4 多级谐振放大器 　　1． 多级单调谐放大器 　　多级单调谐放大器的谐振频率相同，均为信号的中心频率。 设各级谐振时的电压放大倍数为K01、 K02、 …、 K0n，则放大器总的电压放大倍数 (3-13)

由第2章分析可知，单振荡回路的 归一化频率特性为 ξ----广义失谐，ξ=2QΔω/ω0。 （3-14） 　　由第2章分析可知，单振荡回路的 归一化频率特性为 ξ----广义失谐，ξ=2QΔω/ω0。 设多级放大器各回路的带宽及Q值相同， 即α相同，则有n个回路的多级放大器的归 一化频率特性为 （3-14） （3-15） 由此可以计算出多级放大器的带宽和矩形系数，如表3-1所示。随着n的增加，总带宽将减小，矩形系数有所改善。

　2. 多级双调谐放大器 　　采用多级双调谐放大器可以改善放大器的频率选择性，设各级均采用同样的双回路，并选择临界耦合(耦合因子A=1)，由第2章分析可知，有n个双回路的多级放大器的归一化频率特性为 (3-16)

图3-8是采用单调谐回路和双调谐回路组成的参差调谐放大器的频率特性。 3． 参差调谐放大器----各级的调谐回路和调谐频率都彼此不同。 目的:增加放大器总的带宽，同时又得到边沿较陡峭的频率特性。 图3-8是采用单调谐回路和双调谐回路组成的参差调谐放大器的频率特性。 图3-8 参差调谐放大器的频率特性 (a) 单、 双回路特性; (b) 总特性

双调谐回路采用A>1(如A=2.41) 的过耦合，由图可见，当两种回路采用不同的品质因数时，总的频率特性可有较宽的频带宽度，带内特性很平坦，而带外又有较陡峭的特性，这种多级参差调谐放大器常用于要求带宽较宽的场合，如电视机的高频头常用它。 图3-8 参差调谐放大器的频率特性 (a) 单、 双回路特性; (b) 总特性

图3-9示出了一彩色电视机高频头的调谐放大器的简化电路， 由图可见，场效应管输入电路采用单调谐回路，输出电路采用双调谐回路，图中C1、 C2、 C3是变容管电容，是进行电调谐使用的。 图 3-9 电视机高频放大器的简化电路

3.1.5 高频集成放大器 特点及应用性：线路简单、 性能稳定可靠、 调整方便等优点，应用越来越广泛。 分类: 非选频的高频集成放大器---主要用于某些不需要选频功能的设备中，通常以电阻或宽带高频变压器作负载; 选频放大器---用于需要有选频功能的场合，如接收机的中放就是它的典型应用。

图3-10 集中选频放大器组成框图 方法：集成选频放大器一般采用集中滤波器作为选频电路以满足高增益放大器的选频要求。 　　方法：集成选频放大器一般采用集中滤波器作为选频电路以满足高增益放大器的选频要求。 集中滤波器----晶体滤波器、 陶瓷滤波器或声表面波滤波器等（第2章介绍）-----只适用于固定频率的选频放大器（也称为集中选频放大器）。 组成框图----- 图3-10。 图3-10 集中选频放大器组成框图

图3-10 集中选频放大器组成框图 图(a)中（常用的接法），频滤波器接于宽带集成放大器的后面。 注意：放大器与滤波器之间要实现阻抗匹配——有两重意义: 从集成放大器输出端看，阻抗匹配表示放大器有较大的功率增益; 从滤波器输入端看，要求信号源的阻抗与滤波器的输入阻抗相等而匹配(在滤波器的另一端也是一样)，这是因为滤波器的频率特性依赖于两端的源阻抗与负载阻抗，只有当两端端接阻抗等于要求的阻抗时，方能得到预期的频率特性。 当集成放大器的输出阻抗与滤波器输入阻抗不相等时，应在两者间加阻抗转换电路——通常可用高频宽带变压器进行阻抗变换，也可以用低Q的振荡回路。采用振荡回路时，应使回路带宽大于滤波器带宽，使放大器的频率特性只由滤波器决定。通常集成放大器的输出阻抗较低，实现阻抗变换没有什么困难。 图3-10 集中选频放大器组成框图

图(b) 接法，滤波器放在放大器的前面。 好处：当所需放大信号的频带以外有强的干扰信号(在接收中放时常用这种情况)时，不会直接进入集成放大器，避免此干扰信号因放大器的非线性(放大器在大信号时总是有非线性)而产生新的不需要干扰。 有些集中滤波器，如声表面波滤波器，本身有较大的衰减(可达十多分贝)，放在集成放大器之前，将有用信号减弱，从而使集成放大器中的噪声对信号的影响加大，使整个放大器的噪声性能变差。为此，如图3-10(b)，常在滤波器之前加一前置放大器，以补偿滤波器的衰减。

图 3-11示出了Mini Circuits公司生产的一集成放大器MRA8（A1、A2）的应用电路，MRA8是硅单片放大器，其主要指标见表3-3。 图 3-11 集成选频放大器应用举例

MRA8是硅单片放大器主要性能指标

　表3-4列出了AD公司生产的宽带集成运算放大器一些产品。 　　在需要进行AGC控制的场合下， 可以使用宽带可变增益的放大器， 如AD公司的AD603， 增益范围为 －11 dB~+31dB， 带宽为90 MHz。

功用与目的：主要功用是放大高频信号，以高效输出大功率为目的，主要应用于各种无线电发射机中。 3.2 高频功率放大器的原理和特性 功用与目的：主要功用是放大高频信号，以高效输出大功率为目的，主要应用于各种无线电发射机中。 发射机中的振荡器产生的信号功率很小，需要经多级高频功率放大器才能获得足够的功率，送到天线辐射出去。 输出功率范围：小到便携式发射机的毫瓦级，大到无线电广播电台的几十千瓦， 甚至兆瓦级。 目前，功率为几百瓦以上的高频功率放大器，其有源器件大多为电子管，几百瓦以下的高频功率放大器则主要采用双极晶体管和大功率场效应管。

高频信号的功率放大（能量(功率)是不能放大的）的实质 ----在输入高频信号的控制下将电源直流功率转换成高频功率， 　　 高频信号的功率放大（能量(功率)是不能放大的）的实质 ----在输入高频信号的控制下将电源直流功率转换成高频功率， 　　工作状态：为了提高效率，高频功率放大器多工作在C类状态（ θ＜π,通常 θ＜90°时）。本节主要讨论C类功率放大器的工作原理 注：低频功率放大器可以工作在A(甲)类状态，也可以工作在B(乙)类状态，或AB(甲乙)类状态，B类状态要比A类状态效率高(A类ηmax=50%; B类ηmax＝78.5％)。 为了进一步提高高频功率放大器的效率，近年来又出现了D类、 E类和S类等开关型高频功率放大器; 还有利用特殊电路技术来提高放大器效率的F类、 G类和H类高频功率放大器。 由先修课程可知，低频功率放大器可以工作在A(甲)类状态，也可以工作在B(乙)类状态，或AB(甲乙)类状态，B类状态要比A类状态效率高(A类ηmax=50%; B类ηmax＝78.5％)，

本质差别：工作频率和相对频带宽度相差很大。 低频功放---工作频率低，相对频带很宽， 高频功放和低频功放的比较 共同点：都要求输出功率大和效率高。 本质差别：工作频率和相对频带宽度相差很大。 低频功放---工作频率低，相对频带很宽， 工作频率一般在20~20 000 Hz，高频端与低频端之差达1000倍→低频功放的负载不能采用调谐负载，而要用电阻、 变压器等非调谐负载。 高频功放---工作频率很高，相对频带一般很窄， 工作频率可由几百千赫兹到几百兆赫兹，甚至几万兆赫兹。例如调幅广播电台的频带宽度为9 kHz，若中心频率取900 kHz，则相对频带宽度仅为1％。 高频功放一般都采用选频网络作为负载，故也称为谐振功率放大器。

高频功率放大器的主要特点---高频工作，信号电平高和高效率 工作在高频状态和大信号非线性状态。 本节只讨论窄带高频功放的工作原理。 　　高频功率放大器的主要特点---高频工作，信号电平高和高效率 工作在高频状态和大信号非线性状态。 高频功率放大器电路的分析---在一些近似条件下进行分析，着重定性地说明高频功率放大器的工作原理和特性。 近年来，为了简化调谐，设计了宽带高频功放，如同宽带小信号放大器一样，其负载采用传输线变压器或其它宽带匹配电路，宽带功放常用在中心频率多变化的通信电台中。 要准确地分析有源器件(晶体管、 场效应管和电子管)在高频状态和非线性状态下的工作情况是十分困难和繁琐的，从工程应用角度来看也无此必要。

3.2.1 工作原理 原理线路基本构成---三部分组成 电源、偏置电路 晶体管、 谐振回路 输入回路 3.2.1 工作原理 原理线路基本构成---三部分组成 电源、偏置电路 晶体管、 谐振回路 输入回路 图 3-12 晶体管高频功率放大器的原理线路 高频功放的制造工艺：常采用平面工艺制造的NPN高频大功率晶体管——能承受高电压和大电流，并有较高的特征频率fT。 晶体管----电流控制器件, 在较小的激励信号电压作用下，形成基极电流ib→控制了较大的集电极电流ic→ ic流过谐振回路产生高频功率输出，从而完成了把电源的直流功率转换为高频功率的任务。

高频功放常选在C类（ θ＜π,通常 θ＜90°时）状态下工作高效输出大功率。 为了保证在C类工作，基极偏置电压Eb应使晶体管工作在截止区，一般为负值，即静态时发射结为反偏。此时输入激励信号应为大信号（ 0.5V以上，可达1~2V，甚至更大。 晶体管工作在截止和导通(线性放大)两种状态下，基极电流和集电极电流均为高频脉冲信号。

谐振回路负载-----与低频功放不同的是，高频功放选用谐振回路作负载，既保证输出电压相对于输入电压不失真，还具有阻抗变换的作用， 这是因为集电极电流是周期性的高频脉冲，其频率分量除了有用分量(基波分量)外，还有谐波分量和其它频率成份。 用谐振回路选出有用分量(基波分量) ，滤除其它无用分量; 通过谐振回路阻抗的调节，从而使谐振回路呈现高频功放所要求的最佳负载阻抗值，即阻抗匹配，使高频功放高效输出大功率。

基极回路电压为 ube=Eb+Ub cosωt (3-17) 　　1． 电流、 电压波形 　　设输入信号为 ub=Ub cosωt 基极回路电压为 ube=Eb+Ub cosωt (3-17) Eb<0 图 3-12 晶体管高频功率放大器的原理线路

由式(3-17)可以画出ube的波形，晶体三极管的转移特性曲线集电极电流ic的波形。 　　ube=Eb+Ub cosωt 图 3-13 集电极电流的波形

ic=Ic0+Ic1cosωt+Ic2cos2ωt+…+Icn cosnωt+… (3-18) 输入为大信号，当管子导通时主要工作在线性放大区，故转移特性进行了折线化近似。 C类工作时，Eb通常为负值(也可为零或小的正压)。由图可见，只有ube大于晶体管发射结门限电压　　时，晶体管才导通，其余时间都截止。 集电极电流为周期性脉冲电流，其电流导通角为2θ，它小于π，通常将θ称为通角。 周期性脉冲可以分解成直流、 基波(信号频率分量)和各次谐波分量，即 ic=Ic0+Ic1cosωt+Ic2cos2ωt+…+Icn cosnωt+… (3-18) 图 3-13 集电极电流的波形

ic=Ic0+Ic1cosωt+Ic2cos2ωt+…+Icn cosnωt+… (3-19a) (3-19b) α0(θ)、α1(θ)、αn(θ)分别称为余弦脉冲的直流、 基波、 n次谐波的分解系数，数值见附录。 (3-19c)

ic=Ic0+Ic1cosωt+Ic2cos2ωt+…+Icn cosnωt+… (3-18) 　　放大器的并联谐振回路负载，其谐振频率ω0等于激励信号频率ω时，回路对ω频率呈现一大的谐振阻抗RL，因此式(3-18)中基波分量在回路上产生电压; 对远离ω的直流和谐波分量2ω、 3ω等呈现很小的阻抗，因而输出很小，几乎为零。 回路输出的电压 uo=uc=Ic1RL cosωt=Uc cosωt (3-20) 集电极电压为 uce=Ec－uo=Ec－Uc cosωt (3-21) ic=Ic0+Ic1cosωt+Ic2cos2ωt+…+Icn cosnωt+… (3-18)

　　ube、 uce、 ic和uc的波形图。由图可以看出，当集电极回路调谐时，ubemax、 icmax、 ucemin是同一时刻出现的，θ越小，ic越集中在ucemin附近，故损耗将减小，效率得到提高。　 uo=uc=Ic1RL cosωt=Uc cosωt 图 3-14 C类高频功放的电流、电压波形

可以根据集电极电流导通角θ的 大小划分功放的工作类别。 当θ＝180°时，工作于A(甲)类; 当0°<θ<180°时， 为AB(甲乙)类; 当θ＝90°时，为B(乙)类; 当θ＜90°时， 则为C(丙)类。对于 高频功放，通常θ＜90°。 由前述分析知，集电极电流 导通角θ由输入回路决定， 方法为: 当输入电压ube =E´b时所对应的角度即为集电极电流导通角θ 　　　　　　　　　　　　

2． 高频功放的能量关系 P0=IcoEc (3-23) Pc=P0－P1 (3-24) (3-25) 　　2． 高频功放的能量关系 　　在集电极电路中，谐振回路得到的高频功率(高频一周的平均功率)即输出功率P1为 (3-22) P0=IcoEc (3-23) 集电极电源供给的直流输入功率P0 直流输入功率与集电极输出高频功率之差就是集电极损耗功率Pc Pc=P0－P1 (3-24) Pc变为耗散在晶体管集电结中的热能。定义集电极效率η为 (3-25)

η——能量转换的一个重要参数 波形系数 集电极电压利用系数 由于ξ≤1，因此， 对A类放大器，γ(180°)=1，则η≤50%; B类放大器，γ(90°)=1.75，η ≤78.5%; C类放大器，γ >1.75，故η可以更高。 当直流输入功率一定时，若集电极损耗功率Pc越小，则效率η越高，输出功率P1就越大。 这说明当晶体管的允许损耗功率Pc一定时，效率η越高，输出功率P1越大。比如，若集电极效率η由70%提高到80%，输出功率P1将由2.33 Pc提高到4Pc，输出功率P1增加70%。在高频功放中，提高集电极效率η的主要目的在于提高晶体管的输出功率。 输出功率P1和集电极损耗功率Pc之间的关系也可以表示为

　　提高效率η有两种途径----- 一是提高电压利用系数ξ，即提高Uc，这通常靠提高回路谐振阻抗RL来实现的，如何选择RL是下面要研究的一个重要问题; 另一个是提高波形系数γ，γ与θ有关，

图3-15示出了γ、α0(θ)、 α1(θ)与θ的关系曲线。 θ越小，γ越大，效率η越高，但θ太小时，α1(θ)将降低，输出功率将下降，如θ=0°时，γ=γmax=2，α1(θ)=0，输出功率P1也为零，为了兼顾输出功率P1和效率η，通常选θ在65~75°范围。 图 3-15 γ、α0(θ)、α1(θ)、 α2(θ)、α3(θ)与θ的关系

　　基极电路中，信号源供给的功率称为高频功放的激励功率。由于信号电压为正弦波，因此激励功率大小取决于基极电流中基波分量的大小。设其基波电流振幅为Ib1，且与ub同相(忽略实际存在的容性电流)，则激励功率为 (3-27) 此激励功率最后变为发射结和基区的热损耗。

　　高频功放的功率放大倍数为 (3-28) 用dB表示为 (3-29) 也称为功率增益。 在高频功放中，由于高频大信号的电流放大倍数Ic1／Ib1和电压放大倍数Uc/Ub都比小信号及低频时小，故功率放大倍数也小，通常功率增益(与晶体管以及工作频率有关)为十几至二十几分贝。

3.2.2 高频谐振功率放大器的工作状态 1． 高频功放的动特性 3.2.2 高频谐振功率放大器的工作状态 　　1． 高频功放的动特性 　　动特性----指当加上激励信号及接上负载阻抗时，晶体管集电极电流ic与电极电压(ube或uce)的关系曲线，它在ic～uce或ic～ube坐标系统中是一条曲线。 作法与小信号放大器不同，小信号放大器中,若已知负载电阻，过静态工作点作一斜率为负的交流负载电阻值的倒数的直线，即得负载线，动特性是负载线的一部分;

在高频功放中，已知ube=Eb+ub和uce=Ec－uc，逐点(以ωt为变量，如由0至π变化)由ube、 uce从晶体管输出特性曲线上找出ic，并连成线，一般不是直线，是折线。 图 3-16 高频功放的动特性

取ωt=0，ube=Eb+Ub，uce=Ec－Uc，得A点; 取ωt=π/2，ube=Eb，uce=Ec，得到Q点; uo=uc=Ic1RL cosωt=Uc cosωt 作法： 取ωt=0，ube=Eb+Ub，uce=Ec－Uc，得A点; 取ωt=π/2，ube=Eb，uce=Ec，得到Q点; 取ωt=π，ic=0，uce=Ec+Uc，得到C点; 连接A、 Q两点，横轴上方用实线表示，横轴下方用虚线表示，交横轴于B点，则A、 B、Q 三点连线即为动特性曲线。如果A点进入到饱和区时，饱和区中的线用临界饱和线代替。

　　在A点没有进入饱和区时，动特性曲线的斜率为 　　　　　　　　　　　　　　　　　。 动特性曲线不仅 与RL有关，而且与θ有关。

注意：下边的分析中，集电极输出回路的电压Uc由小到大变化的过程----高频功放的欠压、临界、过压的工作状态 　　2． 高频功放的工作状态 　　引言：要提高高频功放的功率、 效率除了工作于B类、 C类状态外，还应该提高电压利用系数ξ=Uc/Ec，也就是加大Uc，这是靠增加RL实现的。 讨论Uc由小到大变化时，动特性曲线的变化-----三种状态 1、欠压状态 由图3-16可以看出，在Uc不是很大时，晶体管只是在截止和放大区变化，集电极电流ic为余弦脉冲，而且在此区域内Uc增加时，集电极电流ic基本不变，即Ic0、Ic1基本不变，所以输出功率P1= UcIc1/2随Uc增加而增加，而P0=EcIc0基本不变，故η随Uc增加而增加，这表明此时集电极电压利用的不充分，这种工作状态称为欠压状态。 uce=Ec－uc

当Uc加大到接近Ec时，ucemin将小于ubemax，此瞬间不但发射结处于正向偏置，集电结也处于正向偏置，即工作在饱和状态。 图 3-17 过压状态的ic波形 2、过压状态 　　当Uc加大到接近Ec时，ucemin将小于ubemax，此瞬间不但发射结处于正向偏置，集电结也处于正向偏置，即工作在饱和状态。 uce=Ec－uc 由于饱和区uce对ic的强烈反作用, 电流ic随uce的下降而迅速下降，动特性与饱和区的电流下降段重合，这就是为什么上述A点进入到饱和区时动特性曲线用临界饱和线代替的原因。过压状态时ic为顶部出现凹陷的余弦脉冲，如图3-17所示。

图 3-17 过压状态的ic波形 UC与振荡回路有关 通常将高频功放的这种状态称为过压状态，这是高频功放中所特有的一种状态和特有的电流波形。出现这种状态的原因是，振荡回路上的电压Uc并不取决于ic的瞬时电流→使得在脉冲顶部期间，集电极电流迅速下降，只是采用电抗元件作负载时才有的情况。由于ic出现了凹陷，它相当于一个余弦脉冲减去两个小的余弦脉冲，因而可以预料，其基波分量Ic1和直流分量Ic0都小于欠压状态的值，这意味着输出功率P1将下降，直流输入功率P0也将下降。

3、临界状态 　　当Uc介于欠压和过压状态之间的某一值时，动特性曲线的上端正好位于电流下降线上，此状态称为临界状态。临界状态的集电极电流仍为余弦脉冲，与欠压和过压状态比较，它既有较大的基波电流Ic1，也有较大的回路电压Uc，所以晶体管的输出功率P1最大，高频功放一般工作在此状态。保证这一状态所需的集电极负载电阻RL称为临界电阻或最佳负载电阻，一般用RLcr表示。

分析：高频谐振功率放大器根据集电极电流是否进入饱和区可以分为欠压、 临界和过压三种状态—— ucemin>uces，功放工作在欠压状态; ucemin=uces，功放工作在临界状态; ucemin<uces，功放工作在过压状态。 临界状态下，晶体管的输出功率P1最大，功放一般工作在此状态。

例3-1 某高频功放工作在临界状态， 通角θ＝70°,输出功率为3W，Ec＝24V， Eb＝－0 　　例3-1 某高频功放工作在临界状态， 通角θ＝70°,输出功率为3W，Ec＝24V， Eb＝－0.5 V， 所用高频功率管的临界饱和线斜率Sc＝0.33A/V， 转移特性曲线斜率（ ic～uce ）S＝0.8A/V，Eb′=0.65V，管子能安全工作。试计算： P0、η、 Ub以及负载阻抗的大小。 解　临界状态的标志就是icmax值正好处于放大区向饱和区过渡的临界线上。临界饱和线的斜率为Sc， 则临界线可表示为

　　图3-18所示是工作在临界状态时的理想动特性。根据此图可以求出临界时电压利用系数ξ、 最大电流ic max以及与输出功率P1的关系。此时有 ic max=Scuce min=Sc(Ec－Uc)=Sc(1－ξ)Ec 图 3-18 临界状态参数计算

　　另外， 输出功率P1可以表示为 上面两式联立起来， 可得

因此

或者

　　至于此时所需激励电压Ub、基极偏置电压Eb可以从晶体管的转移特性曲线进行求解。转移特性曲线如图 3-19 所示，计算如下： 图 3-19 基极回路参数计算

3.2.3 高频功放的外部特性 　　引言：高频功放是工作于非线性状态的放大器，同时也可以看成是一高频功率发生器(在外部激励下的发生器)。前面已经指出，高频功率放大器只能在一定的条件下对其性能进行估算，要达到设计要求还需通过对高频功放的调整来实现。为了正确地使用和调整，需要了解高频功放的外部特性。 高频功放的外部特性----指放大器的性能随放大器的外部参数变化的规律，外部参数主要包括放大器的负载RL、 激励电压Ub、 偏置电压Eb和Ec。外部特性也包括负载在调谐过程中的调谐特性，下面将在前面所述工作原理的基础上定性地说明这些特性和它们的应用。

　　1． 高频功放的负载特性 　　负载特性----指只改变负载电阻RL，高频功放电流、 电压、 功率及效率η变化的特性。 欠压状态：在RL较小时，Uc也较小，高频功放工作在欠压状态。在欠压状态下，RL增加，功率放大器的集电极电流ic的大小和形状基本不变，电流Ic0、Ic1也基本不变，所以Uc随RL的增加而增加，近似为正比关系。 临界状态：当RL增加到RL＝RLcr时, 即ucemin=Ec－Uc等于晶体管的饱和压降uces，放大器工作在临界状态，此时的集电极电流ic仍为一完整的余弦脉冲，与欠压状态时的ic基本相同，Ｉc0、 Ic1也就与欠压状态时的基本相同，但此时的Uc大于欠压状态的Uc。

过压状态：在临界状态下再增加RL，势必会使Uc进一步地增加，这样会使晶体管在导通期间进入到饱和区，从而使放大器工作在过压状态，集电极电流ic出现凹顶，进入饱和区越深，凹顶现象越严重，因此从ic中分解出的Ic0、 Ic1就越小。 Ic1的迅速下降，从RL＝Uc/Ic1可见，这意味着RL应有较大的增加。换句话说，RL增加时，Uc只是缓慢地增加，因此负载特性曲线如图3-20(a)所示。

图 3-20(b)是功率、效率曲线。直流输入功率P0(Ic0Ec)与Ic0的变化规律相同。 在欠压状态，输出功率 随RL增加而增加，至临界RLcr时达到最大值。 在过压状态，由于　　　　　　　　，输出功率随RL增加而减小。 集电极效率η变化可用η=γξ/2分析，在欠压状态，γ=Ic1/Ic0基本不变，η与ξ=Uc/Ec及RL近似线性关系。在过压状态，因ξ随RL增加稍有增加，所以η也稍有增加，但RL很大，到达强过压状态，此时ic波形强烈畸变，波形系数γ要下降，η也会有所减小。 图 3-20 高频功放的负载特性

临界状态：输出功率最大，效率也较高，通常应选择在此状态工作。主要应用于发射机末级。 高频功放各种状态的特点: 　　 临界状态：输出功率最大，效率也较高，通常应选择在此状态工作。主要应用于发射机末级。 过压状态：效率高、 损耗小，并且输出电压受负载电阻RL的影响小，近似为交流恒压源特性。用于需维持输出电压比较平稳的场合，如发射机的中间放大级。 欠压状态：电流受负载电阻RL的影响小，近似为交流恒流源特性，但由于效率低、 集电极损耗大，一般不选择在此状态工作。 在实际调整中，高频功放可能会经历上述各种状态，利用负载特性就可以正确判断各种状态，以进行正确的调整。

　　2． 高频功放的振幅特性—— 　 指只改变激励信号振幅Ub时，放大器电流、 电压、 功率及效率的变化特性。在放大某些振幅变化的高频信号时，必须了解它的振幅特性。

注意：下边的分析中，基极电压Ub由小到大变化 的过程----高频功放的欠压、临界、过压的工作状态 　　由于基极回路的电压ube=Eb+Ub cosωt，因此当Eb(设　　　　)不变时，Ub↑→ ubemax↑→icmax和θ↑。 欠压状态下:由于ubemax较小→icmax和θ都较小，ic的面积较小，从中分解出来的Ic0和Ic1都较小。Ub↑→icmax和θ及ic的面积↑ → Ic0和Ic1 ↑。当 Ub增加到一定程度后，电路的工作状态由欠压状态进入过压状态。 ub -UBB1 -UBB2 uBE ic uBEmax1 uBEmax2 -UBB3 uBEmax3 UBZ t 饱和区 放大区 截止区 图 3-21 高频功放的振幅特性

　　过压状态:随Ub的增加，ubemax增加，虽然此时ic的波形产生凹顶现象，但icmax与θ还会增加，从ic中分解出来的Ic0、 Ic1随Ub的增加略有增加。图 3-21 给出了Ub变化时ic波形和Ic0、 Ic1、 Uc随Ub变化的特性曲线。由于RL不变，因此Uc的变化规律与Ic1相同。 ub -UBB1 -UBB2 uBE ic uBEmax1 uBEmax2 -UBB3 uBEmax3 UBZ t 饱和区 放大区 截止区 图 3-21 高频功放的振幅特性

　　由图3-21可以看出，在欠压区，Ic0、Ic1、Uc随Ub增加而增加，但并不一定是线性关系。而在放大振幅变化的高频信号时，应使输出的高频信号的振幅Uc与输入的高频激励信 号的振幅Ub成线性关系。为达到此目的，就必须使Uc与Ub特性曲线为线性关系，这只有在θ＝90°的乙类状态下才能得到。因为在乙类状态工作时，　　　　　　，θ＝90°，Ub变化时，θ不变，而只有icmax随Ub线性变化时，才能使Ic1随Ub线性变化。 在过压区，Uc基本不随Ub变化，可以认为是恒压区→放大等幅信号时，应选择在此状态工作。

　　3． 高频功放的调制特性 　　在高频功放中，有时希望用改变它的某一电极直流电压来改变高频信号的振幅，从而实现振幅调制的目的。 高频功放的调制特性分为基极调制特性和集电极调制特性。 　　1) 基极调制特性 　　基极调制特性----指仅改变Eb时，放大器电流、 电压、 功率及效率的变化特性。由于基极回路的电压ube=Eb+Ub cosωt, Eb和Ub决定了放大器的ubemax，因此，改变Eb的情况与改变Ub的情况类似，不同的是Eb可能为负。

Eb加大→Ic(Ic1加大) →Uc=Ic1 ×RL加大→由欠压向过压变化 图3-22 给出了高频功放的基极调制特性。 改变Eb的情况与改变Ub的情况类似，不同的是Eb可能为负。 Eb加大→Ic(Ic1加大) →Uc=Ic1 ×RL加大→由欠压向过压变化 图 3-22 高频功放的基极调制特性

uce=Ec－uc，Ec由大到小，相当于Uc由小到大 　　2) 集电极调制特性 　　集电极调制特性---指仅改变Ec（ Eb、 Ub及RL不变），放大器电流、 电压、 功率及效率的变化特性。在Eb、 Ub及RL不变时，动特性曲线将随Ec的变化左右平移， 当 Ec由大到小变化时，功放的工作状态由欠压工作状态到临界，再进入到过压状态，集电极电流ic从一完整的余弦脉冲变化到凹顶脉冲。因此，放大器的集电极调制特性曲线可如图3-23所示。 uce=Ec－uc，Ec由大到小，相当于Uc由小到大 uce ic ubemax •Q EC • 欠压区 过压区 临界区 Ic1 Ico PD PO PC 图3-23 高频功放的集电极调制特性

　　结论：要实现振幅调制，必须使高频信号振幅Uc与直流电压(Eb或Ec)成线性关系(或近似线性)—— 在基极调制特性中，则应选择在欠压状态工作; 在集电极调制特性中，应选择在过压状态工作。 在直流电压Eb(或Ec)上叠加一个较小的信号(调制信号)，并使放大器工作在选定的工作状态，则输出信号的振幅将会随调制信号的规律变化，从而完成振幅调制，使功放和调制一次完成，通常称为高电平调制。

　4． 高频功放的调谐特性 引言：在前面所说的高频功放的各种特性时，都认为其负载回路处于谐振状态，因而呈现为一电阻RL，但在实际使用时需要进行调谐，这是通过改变回路元件(一般是回路电容)来实现的。 调谐特性---功放的外部电流Ic0、Ic1和电压Uc等随回路电容C的变化特性称为调谐特性，利用这种特性可以指示放大器是否调谐。 　　当回路失谐时，不论是容性失谐还是感性失谐，阻抗ZL的模值要减小，而且会出现一幅角　，工作状态将发生变化。

设谐振时功放工作在弱过压状态，当回路失谐后，由于阻抗ZL的模值减小，根据负载特性可知，功放的工作状态将向临界及欠压状态变化，此时Ic0和Ic1要增大，而Uc将下降，如图3-24 所示。由图可知，可以利用Ic0或Ic1最小，或者利用Uc最大来指示放大器的调谐。通常因Ic0变化明显，又只用直流电流表，故采用Ic0指示调谐的较多。 通常因Ic0变化明显，又只用直流电流表，故采用Ic0指示调谐的较多 图 3-24 高频功放的调谐特性

　　应该指出，回路失谐时直流输入功率P0=Ic0Ec随Ic0的增加而增加，而输出功率P1=UcIc1cos　/2将主要因cos　　因子而下降，因此失谐后集电极功耗Pc将迅速增加。这表明高频功放必须经常保持在谐振状态。调谐过程中失谐状态的时间要尽可能短，调谐动作要迅速，以防止晶体管因过热而损坏，为防止调谐时损坏晶体管，在调谐时可降低Ec或减小激励电压。

3.3 高频功率放大器的高频效应 前面分析是以静特性为基础的分析，虽能说明高频功放的原理，但却不能反映高频工作时的其它现象。 3.3 高频功率放大器的高频效应 　　前面分析是以静特性为基础的分析，虽能说明高频功放的原理，但却不能反映高频工作时的其它现象。 分析和实践都说明，当晶体管工作于“中频区”(0.5fβ<f<0.2fT)甚至更高频率时，通常会出现输出功率下降，效率降低，功率增益降低以及输入、 输出阻抗为复阻抗等现象。所有这些现象的出现，主要是由于功放管性能随频率变化引起的，通常称它为功放管的高频效应。功放管的高频效应主要有以下几方面。

　　1. 少数载流子的渡越时间效应 　　晶体管本质上是电荷控制器件。少数载流子的注入和扩散是晶体管能够进行放大的基础。 少数载流子在基区扩散而到达集电极需要一定的时间τ，称τ为载流子渡越时间。 晶体管在低频工作时，渡越时间远小于信号周期。基区载流子分布与外加瞬时电压是一一对应的→晶体管各极电流与外加电压也一一对应，静特性就反映了这一关系。 　　功放管在高频工作时 ，少数载流子的渡越时间可以与信号周期相比较，某一瞬间基区载流子分布决定于这以前的外加变化电压→各极电流并不取决于此刻的外加电压。

　　现在观察功放在低频和高频时的电流波形变化。设功放工作在欠压状态，为了便于说明问题，假设两种情况下等效发射结　上加有相同的正弦电压　 。少数载流子的渡越效应可以用渡越角ωτ的大小来衡量。图3-25(a)、 (b)是两种情况下的电流波形，图3-25(b)相当于ωτ为10°～20°范围的情况。当　　大于　　时发射结正向导通。近似地看，发射极的正向导通电流取决于 。当基区中的部分少数载流子还未完全到达集电结时， 已改变方向，于是基区中靠近集电结的载流子将继续向集电结扩散，靠近发射结的载流子将受　　反向电压的作用返回发射结。这样就造成发射结电流ie的反向流通，即出现ie<0的部分。由于渡越效应，集电极电流ic的最大值将滞后于ie的最大值，且最大值比低频时要小。由于最后到达集电极的少数载流子比ub′e= 时要晚，形成ic脉冲的展宽。基极电流是ie与ic之差，与低频时比较，它有明显的负的部分，而且其最大值也比ube的最大值提前。可以看出基极电流的基波分量要加大，而且其中有容性分量(超前 90°的电流)。

高频功放的性能要恶化 图 3-25 载流子渡越效应对电流波形的影响 (a) 低频时; (b) 高频时

　　从高频时ic、 ib的波形可以看出，高频功放的性能要恶化。由于集电极基波电流的减小，输出功率要下降; 通角的加大，使集电极效率降低。根据经验，在晶体管的“中频区”和“高频区”，功率增益大约按每倍频程6 dB的规律下降。此外，由于基极电流Ib1的超前，功率的输入阻抗Zi呈现非线性容抗。非线性表现为Zi随激励电压Ub的大小而变化; 而电抗分量表示Zi还随频率变化。在高频功放中Zi随激励和频率的变化通常要靠实际测量来确定。

　　2. 非线性电抗效应 　　功放管中存在集电结电容，这个电容是随集电结电压Uce变化的非线性势垒电容。在高频大功率晶体管中它的数值可达几十至一二百皮法拉。 非线性势垒电容对放大器的工作主要有两个影响: 1、构成放大器输出端与输入端之间的一条反馈支路，频率越高，反馈越大。这个反馈在某些情况下会引起放大器工作不稳定，甚至会产生自激振荡。 2、通过它的反馈会在输出端形成一输出电容Co。考虑到非线性变化，根据经验，输出电容为 Cb≈2Cc (3-30) 式中，Cc为对应于uce =Ec的集电结的静电容。

　　3. 发射极引线电感的影响 　　我们知道，一段长为l，直径为d的导线，其引起的电感Le可用下式表示 (3-31) 　　当晶体管工作在很高频率时，发射极的引线电感产生的阻抗ωLe不能忽略。此引线既包括管子本身的引线，也包括外部电路的引线。在通常的共发组态功放中，ωLe构成输入、 输出之间的射极反馈耦合。通过它的作用使一部分激励功率不经放大直接送到输出端，从而使功放的激励加大，增益降低; 同时，又使输入阻抗增加了一附加的电感分量。

　　4. 饱和压降的影响 　　晶体管工作于高频时，实验发现其饱和压降随频率提高而加大。图3-26表示不同频率时的饱和特性。在同一电流处，高频饱和压降　　大于低频时的饱和压降uces。饱和压降增加的原因可以解释如下: 晶体管的饱和压降是由结电压(发射结与集电结正向电压之差)和集电极区的体电阻上压降两部分组成。当工作频率增加时，由于基区的分布电阻和电容，发射结和集电结的电压在平面上的分布是不均匀的，中心部分压降小，边缘部分压降大。这就引起集电极电流的不均匀分布，边缘部分电流密度大。这就是集电极电流的“趋肤”效应。频率越高，“趋肤”效应越显著，电流流通的有效截面积也越小，体电阻和压降就大。由图3-26 可看出，饱和压降增大的结果，使放大器在高频工作时的临界电压利用系数ξcr减小。由前面分析可知，这使功放的效率降低 ，最大输出功率减小。

同一电流处，高频饱和压降 u′ces大于低频时的饱和压降uces 图 3-26 晶体管的饱和特性

　　由上述分析可知，利用静特性分析必然会带来相当大的误差，但分析出的各项数据为实际的调整测试提供了一系列可供参考的数据，也是有其实际意义的(一般高频功放输入电路估算的各项数据与实际调试的数据偏差更大些)。高频功放以高效率输出最大功率的最佳状态的获得，在很大程度上要依靠实际的调整和测试。

3.4 高频功率放大器的实际线路 3.4.1 直流馈电线路 直流馈电线路包括集电极和基极馈电线路。 对直流馈电线路的要求： 3.4 高频功率放大器的实际线路 3.4.1 直流馈电线路 　　直流馈电线路包括集电极和基极馈电线路。 对直流馈电线路的要求： 1、应保证在集电极和基极回路能使放大器正常工作，即保证集电极回路电压uce=Ec－uc和基极回路电压ube=Eb+ub，以及在回路中集电极电流的直流和基波分量有各自正常的通路。 2、要求高频信号不要流过直流源，以减少不必要的高频功率的损耗。 需要设置一些旁路电容Cb和阻止高频电流的扼流圈(大电感)Lb。在短波范围，Cb一般为0.01～0.1μF，Lb一般为几十至几百微亨。下面结合集电极馈电线路和基极馈电线路说明Cb、 Lb的应用方法。

串联馈电线路----晶体管、 谐振回路和电源三者是串联连接的。 　　1． 集电极馈电线路 　　两种形式: 串联馈电线路和并联馈电线路。 串联馈电线路----晶体管、 谐振回路和电源三者是串联连接的。 Lb的作用-----阻止高频电流流过电源，因为电源总有内阻，高频电流流过电源会无谓地损耗功率，而且当多级放大器共用电源时，会产生不希望的寄生反馈。 Cb的作用----提供交流通路，Cb形成的阻抗远小于回路的高频阻抗ZCb＜＜ZCL。为有效地阻止高频电流流过电源，Lb呈现的阻抗应远大于Cb的阻抗。wLb＞＞1/wCb 集电极电流中的直流电流从Ec出发经扼流圈Lb和回路电感L流入集电极，然后经发射极回到电源负端; 从发射极出来的高频电流经过旁路电容Cb和谐振回路再回到集电极。

高频电流通路 集电极电流中的直流电流通路 晶体管、 谐振回路和电源三者是串联连接 晶体管、 谐振回路和电源三者是并联连接 ZCb＜＜ZCL wLb＞＞1/wCb 图 3-27 集电极馈电线路两种形式 (a) 串联馈电; (b) 并联馈电

并联馈电线路----晶体管、 电源、 谐振回路三者是并联连接。 扼流圈Lb 、Cb1阻止高频电流通过直流电源； 耦合电容Cb隔直作用，交流有交流通路，直流有直流通路，并且交流不流过直流电源。 串联馈电的优点：Ec、 Lb、 Cb处于高频地电位，分布电容不影响回路; 并联馈电的优点是回路一端处于直流地电位，回路L、 C元件一端可以接地，安装方便。 两种形式，均有uce=Ec－uc。

　　2． 基极馈电线路 　　两种形式: 串联馈电线路和并联馈电线路。 两种偏压形式： 1、外加的基极负偏压（称为固定偏压）， 2、自给偏压----由基极直流电流或发射极直流电流流过电阻产生（自给偏压）。 自给偏压的优点是偏压能随激励大小变化，使晶体管的各极电流受激励变化的影响减小，电路工作较稳定。

发射级自给偏压 串联 基极组合偏压 零偏压 并联 通过R1分压 图 3-28 基极馈电线路的几种形式

3.4.2 输出匹配网络 　　高频功放的级与级之间或功放与负载之间是用输出匹配网络连接的，一般用双端口网络来实现。 输出匹配双端口网络应具有下述特点: 　　(1) 保证放大器传输到负载的功率最大，即起到阻抗匹配的作用; 　　(2) 抑制工作频率范围以外的不需要频率，即有良好的滤波作用; 　　(3) 大多数发射机为波段工作，因此双端口网络要适应波段工作的要求，改变工作频率时调谐要方便，并能在波段内保持较好的匹配和较高的效率等。

常用的输出线路主要有两种类型: LC匹配网络和耦合回路。 常用的LC匹配网络---L、T、Π型的双端口网络（异性电抗构成） 特点：LC元件消耗功率很小，可以高效地传输功率。 对频率的选择作用，决定了这种电路的窄带性质。有关LC匹配电路的详细内容参见第2章。 接放大器 图 3-29 几种常见的LC匹配 (a) L型; (b) T型; (c) Π型

两种L型匹配网络----L-I型网络(负载电阻Rp与Xp并联) L-Π型网络(负载电阻Rs与Xs串联)两种。 谐振时，串联或并联电抗相抵消。 RP RS Q 注： RP---P表示英文并联 RS---S表示英文串联 图 2-30 L型匹配网络 L-I型网络； L-Ⅱ型网络

　　在负载电阻Rp大于高频功放要求的最佳负载阻抗RLcr时，采用L-Ι型网络，通过调整Q值，可以将大的Rp变换为小的 　以获得阻抗匹配(　　　　　)。　 RP RS Q 在负载电阻Rs小于高频功放要求的最佳负载阻抗RLcr时，采用L-Π型网络，通过调整Q值，可以将小的Rs变换为大的 以获得阻抗匹配 (　　　　)。

L型网络虽然简单，但由于只有两个元件可选择，因此在满足阻抗匹配关系时，回路的Q值就确定了，当阻抗变换比不大时，回路Q值低，对滤波不利，可以采用Π型、 T型网络。 　Π型、 T型网络可以看成两个L型网络的级联，其阻抗变换在此不再详述。由于T型网络输入端有近似串联谐振回路的特性，因此一般不用作功放的输出电路，而常用作各高频功放的级间耦合电路。

图3-30是一超短波输出放大器的实际电路，它工作于固定频率。 L1、 C1、 C2构成一Π型匹配网络， L2 ---抵消天线输入阻抗中的容抗而设置的。改变C1和C2就可以实现调谐和阻抗匹配的目的。 图 3-30 一超短波输出放大器的实际电路

　　2． 耦合回路 　　图3-31 是一短波发射机的输出放大器，它采用互感耦合回路作输出电路，多波段工作。由第2章分析可知，改变互感M，可以完成阻抗匹配功能。 图3-31 短波输出放大器的实际线路

3.4.3 高频功放的实际线路举例 　　采用不同的馈电电路和匹配网络，可以构成高频功放的各种实用电路。 　　图3-32(a)是工作频率为50 MHz的晶体管谐振功率放大电路，它向50 Ω外接负载提供25 W功率，功率增益达7 dB。 L2、L3、C3、 C4组成Π型网络。 基极采用零偏，集电极采用串馈， 　 图 3-32 高频功放实际线路 (a) 50 MHz谐振功放电路

图3-32(b) 是工作频率为175 MHz的VMOS场效应管谐振功放电路，可向50 Ω负载提供10 W功率，效率大于60％， 栅极----C1、 C2、 C3、 L1组成的T型网络， 漏极----L2、L3、 C5、C7、 C8组成的Π型网络; 栅极采用并馈，漏极采用串馈。　 图 3-32 高频功放实际线路 (b) 175 MHz谐振功放电路

3.5 高效功放与功率合成 　　对高频功率放大器的主要要求是高效率和大功率。在提高效率方面，除了通常的C类高频功放外，近年来又出现了两大类高效率(η≥90%)高频功率放大器。 一类是开关型高频功放----这里有源器件不是作为电流源，而是作为开关使用的----D类、 E类和S类开关型功放。 一类是采用特殊的电路设计技术设计功放的负载回路，以降低器件功耗，提高功放的集电极效率的高频功放----F类、 G类和H类功放。 本节着重介绍电流开关型D类放大器和电压开关型D类放大器。

3.5.1 D类高频功率放大器 　　在C类高频功放中-----减小集电极电流的通角(θ) →提高集电极效率。这使集电极电流只在集电极电压uce为最小值附近的一段时间内流通，从而减小了集电极损耗。 如何进一步减小集电极损耗-----若能使集电极电流导通期间，集电极电压为零或者是很小的值→进一步减小集电极损耗，提高集电极效率。 D类高频功放就是工作于这种开关状态的放大器。 当晶体管处于开关状态时，晶体管两端的电压和脉冲电流当然是由外电路，也就是由晶体管的激励和集电极负载所决定。通常根据电压为理想方波波形或电流为理想方波波形，可以将D类放大器分为电流开关放大器和电压开关放大器。

　　1. 电流开关型D类放大器 　　图3-33是电流开关型D类放大器的原理线路和波形图，线路通过高频变压器T1，使晶体管V1、V2获得反向的方波激励电压。在理想状态下，两管的ic1和ic2为方波开关电流波形，ic1和ic2交替地流过LC谐振回路，由于LC回路对方波电流中的基频分量谐振，因而在回路两端产生基频分量的正弦电压。 图 3-33 电流开关型D类放大器的线路和波形

V1、V2的集电极电压uce1、uce2波形示于图3-33(d)、(e)。由图可见，在V1(V2)导通期间的uce1(uce2)等于晶体管导通时的饱和压降uces; 在V1(V2)截止期间的，uce1(uce2)为正弦波电压的一部分。回路线圈中点A对地的电压为(uce1+uce2)/2，为如图3-33(f)的脉动电压uA，可见A点不是地电位，它不能与电源Ec直接相连，而应串入高频扼流圈Lb后，再与电源Ec相连。在A点，脉动电压的平均值应等于电源电压Ec，即

由此可得 集电极回路两端的高频电压峰值为 集电极回路两端的高频电压有效值为 (3-32) (3-33) (3-34)

图 3-33 电流开关型D类放大器的线路和波形

　　V1(V2)的集电极电流为振幅等于Ic0的矩形，它的基频分量振幅等于(2/π)Ic0。V1、V2的ic1、ic2中的基频分量电流在集电极回路阻抗　　(考虑了负载RL的反射电阻)两端产生的基频电压振幅为 式(3-33) 输出功率为 输出功率 (3-35) 输出功率 (3-36) (3-37)

输入功率为 集电极（V、V2）损耗功率为 集电极效率为 (3-38) 输入功率 输出功率 (3-39) (3-40)

　　这种线路由于采用方波电压激励，集电极电流为方波开关波形，故称此线路为电流开关型D类放大器。 由集电极效率公式(3-42)可见，当晶体管导通时，若饱和电压降uces=0, 此时，电流开关型D类放大器可获得理想集电极效率为100%。

　　实际D类放大器的效率低于100%。 引起实际效率下降的主要原因有两个: 一个是晶体管导通时的饱和压降uces不为零，导通时有损耗。另一个是激励电压大小总是有限的，且由于晶体管的电容效应，由截止变饱和，或者由饱和变截止，电压uce1和uce2实际上有上升边和下降边，在此过渡期间已有集电极电流流通，有功率损耗。工作频率越高，上升边和下降边越长，损耗也越大。这是限制D类放大器工作频率上限的一个重要因素。通常，考虑这些实际因素后，D类高频功放的实际效率仍能达到90%，甚至更高些。 　　D类放大器的激励电压可以是正弦波，也可以是其它脉冲波形，但都必须足够大，使晶体管迅速进入饱和状态。

　　2． 电压开关型D类放大器 　　图3-34 ---互补电压开关型D类功放的线路及电流电压波形。 两个同型(NPN)管串联，加恒压EC。 高频变压器T1→两管输入端通过加有反相的大电压，当一管从导通至饱和状态时，另一管截止。 恒定直流电压Ec 负载电阻RL与L0、C0构成一高Q串联谐振回路，这个回路对激励信号频率调谐。

如果忽略晶体管导通时的饱和压降，两个晶体管就可等效于图3-34(b)的单刀双掷开关----晶体管输出端的电压在零和Ec间轮流变化，如图 3-34(c)所示。 图 3-34 电压开关型D类功放的线路及波形

在理想情况下，两管集电极损耗都为零(uce2ic2=uce1ic1=0) 隔直、阻高次谐波 在uce2方波电压的激励下，负载RL上流过正弦波电流iL→正弦波电压→实现了高频放大的目的 (这是因为高Q串联回路阻止了高次谐波电流流过RL，直流也被C0阻隔)。 在理想情况下，两管集电极损耗都为零(uce2ic2=uce1ic1=0) ，理想的集电极效率为100%。 正弦波电流iL

　　由图可见，因ic1、ic2 都是半波余弦脉冲(θ=90°)， 所以两管的直流电流和负载 电流分别为 两管提供的的直流输入功率为 半波平均值 峰值

　　负载上的基波电压UL等于uce2方波脉冲中的基波电压分量。对uce2分解可得 负载上的功率为 (3-41) 可见 峰值

　　此时匹配的负载电阻为 (3-42) 　　影响电压开关型D类放大器实际效率的因素与电压开关型基本相同，即主要由晶体管导通时的饱和压降uces不为零和开关转换期间(脉冲上升和下降边沿)的损耗功率所造成。 　　开关型D类放大器的主要优点：集电极效率高，输出功率大。 但在工作频率很高时，随着工作频率的升高，开关转换瞬间的功耗增大，集电极效率下降，高效功放的优点就不明显了。 由于D类放大器工作在开关状态，因而也不适于放大振幅变化的信号。

　　F类、 G类和H类放大器是另一类高效功率放大器。在它们的集电极电路设置了专门的包括负载在内的无源网络，产生一定形状的电压波形，使晶体管在导通和截止的转换期间，电压uce和ic同时具有较小的数值，从而减小过渡状态的集电极损耗。同时，还设法降低晶体管导通期间的集电极损耗。这几类放大器的原理、 分析和计算可参看有关文献。 　　各种高效功放的原理与设计为进一步提高高频功率放大器的集电极效率提高提供了方法和思路。当然，实际器件的导通饱和电压降不为零，实际的开关转换时间也不为零，在采取各种措施后，高效功放的集电极效率可达90%以上，但仍不能达到理想放大器的效率。

目前，由于技术上的限制和考虑，单个高频晶体管的输出功率一般只限于几十瓦至几百瓦。当要求更大的输出功率时一个可行的方法就是采用功率合成器。 3.5.2 功率合成器 　　目前，由于技术上的限制和考虑，单个高频晶体管的输出功率一般只限于几十瓦至几百瓦。当要求更大的输出功率时一个可行的方法就是采用功率合成器。 功率合成器----采用多个高频晶体管，使它们产生的高频功率在一个公共负载上相加。 图3-35 功率合成器组成方框图

功率合成器组成----信号源、晶体管功率放大器(有源器件)、 功率分配和合并电路(无源器件)、负载。 输出级---采用了4个晶体管。根据同样原理，可扩展至8个、 16个，甚至更多的晶体管。 图 3-35 功率合成器组成

　　由图可见，在末级放大器之前是一个功率分配过程; 末级放大器之后是一个功率合并过程。通常，功率合成器所用的晶体管数目较多。为了结构简单、 性能可靠，晶体管放大器都不带调谐元件，也就是通常采用宽带工作方式。图中的分配和合并电路，就是在第2章中介绍的由传输线变压器构成的3 dB耦合器。它也保证了所需的宽带特性。 图 3-35 功率合成器组成

　　由图3-35可以看出，功率合成器是由图上虚线方框中所示的一些基本单元组成的，掌握它们的线路和原理也就掌握了合成器的基本原理。 图 3-35 功率合成器组成

(a) 交流等效电路; (b) B′信号源开路时的等效电路 图3-36 就是功率合成器基本单元的一种线路，称为同相功率合成器。T1是作为分配器用的传输线变压器，T2是作为合并器用的。由3 dB耦合器原理可知，当两晶体管输入电阻相等时，则两管输入电压与耦合器输入电压相等 在正常工作时平衡电阻RT1两端无电压，不消耗功率。由第2章中讨论的耦合器原理可知，各端口匹配的条件为 RT1=2RA=2RB=4RS 图 3-36 同相功率合成器 (a) 交流等效电路; (b) B′信号源开路时的等效电路

　　当某一晶体管输入阻抗偏离上述值而与另一管输入阻抗不等时，将会产生反射。但因平衡电阻RT1的存在，它会吸收反射功率，使另一管的输入电压不会变化。 　　在晶体管的输出端，当两管正常工作时，两管输出相同的 电压，即　　　　　　，且　　　　　　　　　，但由于负载上的电流加倍，故负载上得到的功率是两管输出功率之和，即 此时平衡电阻RT上无功率损耗。

　　当两晶体管不完全平衡，比如因某种原因输出电压发生变化甚至因管子损坏完全没有输出时，相当于在图3-36(b)的等效电路上的电势　　和等效电阻　　发生变化。根据3dB耦合器A′与B′端互相隔离的原理(在满足各端口阻抗的一定关系时)，　　电压是由　　产生; 　　电压是由　　产生的，因此　　 　　的变化并不引起　　的变化。当　　　　时，由于流过负载的电流只有原来的一半，功率减小为原来的1/4，而A管输出的另一半功率正好消耗在平衡电阻RT上，即有 (3-43) 这样，当一管损坏时，虽然负载功率下降为原来功率的四分之一，但另一管的负载阻抗及输出电压不会变化而维持正常工作。这是在两晶体管简单并联工作时所不能实现的。

　　图3-37 是反相功率合成器的原理线路。输入和输出端也各加有－3 dB耦合器作分配和合并电路。只是信号源和负载分别接在两个耦合器的Δ端(差端)，平衡电阻RT1和RT接在Σ端(和端)。这种放大器的工作原理和推挽功率放大器基本相同。但是由于有耦合器和平衡电阻的存在，AB之间及　　　之间有互相隔离作用(同样应满足一定的阻抗关系)，因而也具有上述同相功率合成器的特点，即不会因一个晶体管性能变化或损坏而影响另一晶体管的正常安全工作。

图 3-37 反相功率合成器的原理线路

图 3-38 是一反相功率合成器的实际线路。它工作于1 　　图 3-38 是一反相功率合成器的实际线路。它工作于1.5～18 MHz，输出功率100 W。 线路中用了不少传输线变压器。其中T2 和T7 作为输入端和输出端的分配器和合并器; T1 和T8作为不平衡-平衡的变换器; T5 和T6作为阻抗变换器; T3作为反相激励的阻抗变换器。由图可以看出，每个晶体管的最佳负载阻抗约为9.25Ω。

图 3-38 100 W反相功率合成器的实际线路

3.6 高频集成功率放大器简介 　　随着半导体技术的发展，出现了一些集成高频功率放大器件。这些功放器件体积小，可靠性高，外接元件少，输出功率一般在几瓦至十几瓦之间。如日本三菱公司的M57704系列、 美国Motorola公司的MHW系列便是其中的代表产品。 　　表3-5列出了Motorola公司集成高频功率放大器MHW系列部分型号的电特性参数。

　　三菱公司的M57704系列高频功放是一种厚膜混合集成电路，可用于频率调制移动通信系统。包括多个型号：M57704UL，工作频率为380～400 MHz；M57704L，工作频率为400～420 MHz；M57704M，工作频率为430～450MHz； M57704H，工作频率为450～470 MHz； 57704UH，工作频率为470～490 MHz；M57704SH，工作频率为490～512 MHz。电特性参数为：当Ucc=12.5 V，Pin=0.2W，Ｚo=Zi=50 Ω时，输出功率Po=13 W，效率为30%～40%。 　　图3-39是M57704系列功放的等效电路图。由图可见，它是由三级放大电路、 匹配网络(微带线和LC元件)组成。

图 3-39 M57704系列功放的等效电路图

图 3-40 是TW-42超短波电台中发信机高频功放部分电路图。TW-42电台是采用频率调制，工作频率为457 　　图 3-40 是TW-42超短波电台中发信机高频功放部分电路图。TW-42电台是采用频率调制，工作频率为457.7～458 MHz，发射功率为5W。由图3-40可见，输入等幅调频信号经M57704H功率放大后，一路经微带线匹配滤波后，再经过VD115送多节LC型网络，然后由天线发射出去； 另一路经VD113、VD114检波，V104、V105直流放大后， 送给V103调整管，然后作为控制电压从M57704H的第②脚输入，调节第一级功放的集电极电源，这样可以稳定整个集成功放的输出功率。第二、三级功放的集电极电源是固定的 13.8V。

思考题与习题 3-1 对高频小信号放大器的主要要求是什么？高频小信号放大器有哪些分类？ 　　3-1 对高频小信号放大器的主要要求是什么？高频小信号放大器有哪些分类？ 　　3-2 一晶体管组成的单回路中频放大器，如图所示。已知f0=465 kHz, 晶体管经中和后的参数为: gie=0.4 mS，Cie=142pF，goe=55 μS，Coe=18 pF，Yfe=36.8 mS，Yre=0，回路等效电容C=200 pF，中频变压器的接入系数p1=N1/N=0.35，p2=N2/N=0.035, 回路无载品质因数Q0=80，设下级也为同一晶体管，参数相同。试计算: 　（1） 回路有载品质因数QL和3 dB带宽B0.7; 　（2） 放大器的电压增益; 　（3） 中和电容值。（设Cb′c=3 pF）

题 3-2图

　　3-3 高频谐振放大器中，造成工作不稳定的主要因素是什么？它有哪些不良影响？ 为使放大器稳定工作，可以采取哪些措施？ 　　3-4 三级单调谐中频放大器，中心频率f0=465 kHz，若要求总的带宽B0.7=8 kHz, 求每一级回路的3 dB带宽和回路有载品质因数QＬ值。 　　3-5 若采用三级临界耦合双回路谐振放大器作中频放大器(三个双回路), 中心频率为f0=465 kHz, 当要求3 dB带宽为8 kHz时，每级放大器的3 dB带宽有多大？ 当偏离中心频率10 kHz时，电压放大倍数与中心频率时相比，下降了多少分贝？ 　　3-6 集中选频放大器和谐振式放大器相比，有什么优点？设计集中选频放大器时，主要任务是什么？

　　3-7 什么叫做高频功率放大器？它的功用是什么？应对它提出哪些主要要求？为什么高频功放一般在B类、 C类状态下工作？为什么通常采用谐振回路作负载？ 　　3-8 高频功放的欠压、 临界、 过压状态是如何区分的？ 各有什么特点？ 当Ec、Eb、Ub和RL四个外界因素只变化其中的一个时，高频功放的工作状态如何变化？ 　　3-9 已知高频功放工作在过压状态，现欲将它调整到临界状态，可以改变哪些外界因素来实现，变化方向如何？在此过程中集电极输出功率P1如何变化？ 　　3-10 高频功率放大器中提高集电极效率的主要意义是什么？ 　　3-11 设一理想化的晶体管静特性如图所示，已知Ec＝24V, Uc＝21V，基极偏压为零偏，Ub＝2.5 V，试作出它的动特性曲线。此功放工作在什么状态？并计算此功放的θ、P1、P0、η及负载阻抗的大小。画出满足要求的基极回路。

题 3-11图

3-12 某高频功放工作在临界状态，通角θ＝75°，输出功率为30 W，Ec＝24 V，所用高频功率管的Sc＝1 　　3-12 某高频功放工作在临界状态，通角θ＝75°，输出功率为30 W，Ec＝24 V，所用高频功率管的Sc＝1.67A/V,管子能安全工作。 　　(1) 计算此时的集电极效率和临界负载电阻; 　　(2) 若负载电阻、 电源电压不变，要使输出功率不变，而提高工作效率，问应如何调整？ 　　(3) 输入信号的频率提高一倍，而保持其它条件不变，问功放的工作状态如何变化，功放的输出功率大约是多少？

　　3-13 试回答下列问题: 　　(1) 利用功放进行振幅调制时，当调制的音频信号加在基极或集电极时，应如何选择功放的工作状态？ 　　(2) 利用功放放大振幅调制信号时，应如何选择功放的工作状态？ 　　(3) 利用功放放大等幅度的信号时，应如何选择功放的工作状态？ 　　3-14 当工作频率提高后，高频功放通常出现增益下降，最大输出功率和集电极效率降低，这是由哪些因素引起的？ 　　3-15 如图所示，设晶体管工作在小信号A类状态，晶体管的输入阻抗为Zi，交流电流放大倍数为hfe/(1+jf / fβ)，试求因Le而引起的放大器输入阻抗　　。并以此解释晶体管发射极引线电感的影响。

题 3-15 图

　　3-16 改正图示线路中的错误，不得改变馈电形式，重新画出正确的线路。 题 3-16 图

　　3-17 试画出一高频功率放大器的实际线路。要求: 　　(1) 采用NPN型晶体管，发射极直接接地; 　　(2) 集电极用并联馈电，与振荡回路抽头连接; 　　(3) 基极用串联馈电，自偏压，与前级互感耦合。 　　3-18 一高频功放以抽头并联回路作负载，振荡回路用可变电容调谐。工作频率f=5 MHz，调谐时电容C=200 pF，回路有载品质因数QL=20，放大器要求的最佳负载阻抗RLcr=50 Ω，试计算回路电感L和接入系数p。

　　3-19 如图(a)所示的Π型网络，两端的匹配阻抗分别为Rp1、 Rp2。将它分为两个L型网络，根据L型网络的计算公式，当给定Q2=Rp2/Xp2时，证明下列公式: 并证明回路总品质因数Q=Q1+Q2。

题 3-19 图

　　3-20 上题中，设Rp1=20 Ω，Rp2=100 Ω，f=30 MHz，指定Q2=5，试计算Ls、Cp1、Cp2和回路总品质因数Q。 　　3-21 如图示互感耦合输出回路，两回路都谐振，由天线表IA测得的天线功率PA=10 Ｗ，已知天线回路效率η2=0.8。中介回路的无载品质因数Q0=100，要求有载品质因数QL=10，工作于临界状态。问晶体管输出功率P1为多少? 设在工作频率ωL1=50 Ω，试计算初级的反映电阻rf和互感抗ωM。当天线开路时，放大器工作在什么状态？

题 3-21 图

　　3-22 什么是D类功率放大器，为什么它的集电极效率高？ 什么是电流开关型和电压开关型D类放大器？ 　　3-23 图3-34的电压开关型D类放大器，负载电阻为RL， 若考虑晶体管导通至饱和时，集电极有饱和电阻Rcs(Rcs=1/Sc),试从物理概念推导此时开关放大器的效率。 　　3-24 根据图3-36的反相功率合成器线路，说明各变压器和传输线变压器所完成的功用，标出从晶体管输出端至负载间各处的阻抗值。设两管正常工作时，负载电阻上的功率为100 W，若某管因性能变化，输出功率下降一半，根据合成器原理，问负载上的功率下降多少瓦？