第二章 放大电路的基本原理 2.1 放大的概念 2.2 单管共发射极放大电路 2.3 放大电路的主要技术指标 2.4 放大电路的基本分析方法 第二章　放大电路的基本原理 2.1　放大的概念 2.2　单管共发射极放大电路 2.3　放大电路的主要技术指标 2.4　放大电路的基本分析方法 2.5　工作点的稳定问题 2.6　放大电路的三种基本组态 2.7　场效应管放大电路 2.8　多级放大电路

2.1 放大的概念 本质：实现能量的控制。 在放大电路中提供一个能源，由能量较小的输入信号控制这个能源，使之输出较大的能量，然后推动负载。 2.1　放大的概念 　　本质：实现能量的控制。 　　在放大电路中提供一个能源，由能量较小的输入信号控制这个能源，使之输出较大的能量，然后推动负载。 小能量对大能量的控制作用称为放大作用。 放大的对象是变化量。 核心元件：双极型三极管和场效应管。

2.2 单管共发射极放大电路 2.2.1 单管共发射极放大电路的组成 VT：NPN 型三极管，为放大元件； VCC：为输出信号提供能量； 2.2　单管共发射极放大电路 2.2.1　单管共发射极放大电路的组成 VT：NPN 型三极管，为放大元件； VCC：为输出信号提供能量； 　　RC：当 iC 通过 Rc，将电流的变化转化为集电极电压的变化，传送到电路的输出端； 图 2.2.1　单管共射放大电路的原理电路 　　VBB 、Rb：为发射结提供正向偏置电压，提供静态基极电流(静态基流)。

2.2.2　单管共发射极放大电路的 工作原理 一、放大作用： 图 2.2.1　单管共射放大电路的原理电路

二、组成放大电路的原则： 三、原理电路的缺点： 1. 外加直流电源的极性必须使发射结正偏，集电结反偏。则有： 　　2. 输入回路的接法应使输入电压  u 能够传送到三极管的基极回路，使基极电流产生相应的变化量  iB。 　　3. 输出回路的接法应使变化量  iC 能够转化为变化量  uCE，并传送到放大电路的输出端。 三、原理电路的缺点： 1. 双电源供电； 2. uI、uO 不共地。

四、单管共射放大电路 C1 、C2 ：为隔直电容或耦合电容； RL：为负载电阻。 该电路也称阻容耦合单管共射放大电路。 图 2.2.2　单管共射放大电路 C1 、C2 ：为隔直电容或耦合电容； RL：为负载电阻。 该电路也称阻容耦合单管共射放大电路。

2.3　放大电路的主要技术指标 一、放大倍数 图 2.3.1　放大电路技术指标测试示意图

二、最大输出幅度 三、非线性失真系数 D 四、输入电阻 Ri 　　在输出波形没有明显失真情况下放大电路能够提供给负载的最大输出电压(或最大输出电流)可用峰-峰值表示，或有效值表示(Uom 、Iom)。 三、非线性失真系数 D 所有谐波总量与基波成分之比，即 四、输入电阻 Ri 　　从放大电路输入端看进去的等效电阻。

五、输出电阻 Ro 从放大电路输出端看进去的等效电阻。 输入端正弦电压 ，分别测量空载和输出端接负载 RL 的输出电压 、 。 　　从放大电路输出端看进去的等效电阻。 　　输入端正弦电压 ，分别测量空载和输出端接负载 RL 的输出电压 、 。 输出电阻愈小，带载能力愈强。

六、通频带 七、最大输出功率与效率 输出不产生明显失真的最大输出功率。用符号 Pom表示。  ：效率 PV：直流电源消耗的功率 Aum fL：下限频率 fH：上限频率 BW 图 2.3.2 fL fH 七、最大输出功率与效率 输出不产生明显失真的最大输出功率。用符号 Pom表示。  ：效率 PV：直流电源消耗的功率

2.4 放大电路的基本分析方法 2.4.1 直流通路与交流通路 图解法 基本分析方法两种 微变等效电路法 图 2.2.2(b) 2.4　放大电路的基本分析方法 图解法 基本分析方法两种 微变等效电路法 2.4.1　直流通路与交流通路 图 2.2.2(b) 图 2.4.1(a) 图 2.4.1(b)

2.4.2 静态工作点的近似计算 硅管 UBEQ = (0.6 ~ 0.8) V 锗管 UBEQ = (0.1 ~ 0.2) V 2.4.2　静态工作点的近似计算 b c e IBQ ICQ UCEQ 图 2.4.1(a) 硅管 UBEQ = (0.6 ~ 0.8) V 锗管 UBEQ = (0.1 ~ 0.2) V ICQ   IBQ UCEQ = VCC – ICQ RC

【例】图示单管共射放大电路中，VCC = 12 V， Rc = 3 k，Rb = 280 k，NPN 硅管的  = 50，试估算静态工作点。 图 2.4.3(a) 解：设 UBEQ = 0.7 V ICQ   IBQ = (50  0.04) mA = 2 mA UCEQ = VCC – ICQ Rc = (12 - 2  3)V = 6 V

2.4.3 图解法 一、图解法的过程 在三极管的输入、输出特性曲线上直接用作图的方法求解放大电路的工作情况。 (一)图解分析静态 2.4.3　图解法 　　在三极管的输入、输出特性曲线上直接用作图的方法求解放大电路的工作情况。 一、图解法的过程 (一)图解分析静态 1. 先用估算的方法计算输入回路 IBQ、 UBEQ。 2. 用图解法确定输出回路静态值 方法：根据 uCE = VCC - iCRc 式确定两个特殊点

由静态工作点 Q 确定的 ICQ、UCEQ 为静态值。 输出回路 输出特性 图 2.4.2 　　由静态工作点 Q 确定的 ICQ、UCEQ 为静态值。 Q 直流负载线

　　【例】图示单管共射放大电路及特性曲线中，已知 Rb = 280 k，Rc = 3 k ，集电极直流电源 VCC = 12 V，试用图解法确定静态工作点。 图 2.4.3(a) 解：首先估算 IBQ 做直流负载线，确定 Q 点 根据 UCEQ = VCC – ICQ Rc iC = 0，uCE = 12 V ； uCE = 0，iC = 4 mA .

Q 由 Q 点确定静态值为： IBQ = 40 µA ，ICQ = 2 mA，UCEQ = 6 V. iC /mA 80 µA 60 µA 3 静态工作点 40 µA 2 Q 20 µA 1 M iB = 0 µA 2 4 6 8 10 12 uCE /V 图 2.4.3(b) 由 Q 点确定静态值为： IBQ = 40 µA ，ICQ = 2 mA，UCEQ = 6 V.

(二) 图解分析动态 1. 交流通路的输出回路 输出通路的外电路是 Rc 和 RL 的并联。 2. 交流负载线 交流负载线斜率为： 图 2.4.4 1. 交流通路的输出回路 输出通路的外电路是 Rc 和 RL 的并联。 2. 交流负载线 O IB iC / mA uCE /V Q 静态工作点 图 2.4.5(b) 交流负载线 交流负载线斜率为：

3. 动态工作情况图解分析 iB / µA iB Q uBE/V 图 2.4.5(a)输入回路工作情况 t 60 40 20 UBE iB 0.7 60 40 20 uBE/V iB / µA iB UBE iB 0.68 0.72 uBE 图 2.4.5(a)输入回路工作情况

Q iC / mA IB = 4 0 µA t uCE/V 图 2.4.5(b) UCEQ 输出回路工作情况分析 交流负载线 80 4 60 9 12 t ICQ iC / mA IB = 4 0 µA 20 60 80 4 Q 2 6 uCE/V UCEQ 交流负载线 iC 直流负载线 4.5 7.5 uCE 图 2.4.5(b) 输出回路工作情况分析

【例】用图解法求图示电路电压放大倍数。输入、输出特性曲线如右图，RL = 3 k 。 4. 电压放大倍数 　　【例】用图解法求图示电路电压放大倍数。输入、输出特性曲线如右图，RL = 3 k 。 图 2.4.3(a) 解： 求 确定交流负载线 取 iB = (60 – 20) A = 40A 则输入、输出特性曲线上有 uBE = (0.72 – 0.68) V = 0.04 V uCE = (4.5 – 7.5) V = - 3 V

单管共射放大电路输出信号与输入信号反相。 　　单管共射放大电路当输入正弦波 uI 时，放大电路中相应的 uBE、iB、iC、uCE、uO 波形。 单管共射放大电路输出信号与输入信号反相。 图 2.4.6　单管共射放大电路的电压电流波形

二、图解法的应用 (一)用图解法分析非线性失真 1. 静态工作点过低，引起 iB、iC、uCE 的波形失真 —— 截止失真 O Q t uBE/V iB / µA IBQ ib 　　—— 截止失真 结论：iB 波形失真 ui

uo顶部失真 iC 、 uCE (uo )波形失真 NPN 管截止失真时的输出 uo 波形。 iC / mA iC ICQ Q UCEQ t uCE/V iC / mA ICQ UCEQ NPN 管截止失真时的输出 uo 波形。　 uo顶部失真 uo = uce

2. Q 点过高，引起 iC、uCE的波形失真—饱和失真 iC / mA ib(不失真) Q NPN 管 uo波形 ICQ uo波形底部失真 IB = 0 t O uCE/V O UCEQ O uCE/V uo = uce t

输出波形没有明显失真时能够输出最大电压。即输出特性的 A、B 所限定的范围。 (二)用图解法估算最大输出幅度 O iB = 0 Q uCE/V iC / mA A C B D E 交流负载线 输出波形没有明显失真时能够输出最大电压。即输出特性的 A、B 所限定的范围。 Q 尽量设在线段 AB 的中点。则 AQ = QB，CD = DE

(三)用图解法分析电路参数对静态工作点的影响 2. 改变 VCC，保持 Rb，Rc ， 不变； 　　1. 改变 Rb，保持VCC ，Rc ， 不变； O IB iC uCE Q1 O IB iC uCE Q1 Q3 Q2 Q2 图 2.4.9(a) 图 2.4.9(b) 升高 VCC，直流负载线平行右移，动态工作范围增大，但管子的动态功耗也增大。 Rb 增大， Q 点下移； Rb 减小， Q 点上移；

增大 Rc ，直流负载线斜率改变，则 Q 点向饱和区移近。 增大 ，ICQ 增大，UCEQ 减小，则 Q 点移近饱和区。 　　3. 改变 Rc，保持 Rb，VCC ， 不变； 　　4. 改变 ，保持 Rb，Rc ，VCC 不变； O IB iC uCE Q1 O IB iC uCE Q1 Q2 Q2 图 2.4.9 (c) 图 2.4.9 (d) 　　增大 Rc ，直流负载线斜率改变，则 Q 点向饱和区移近。 　　增大 ，ICQ 增大，UCEQ 减小，则 Q 点移近饱和区。

图解法小结 1. 能够形象地显示静态工作点的位置与非线性失真的关系； 2. 方便估算最大输出幅值的数值； 　　1. 能够形象地显示静态工作点的位置与非线性失真的关系； 　　2. 方便估算最大输出幅值的数值； 　　3. 可直观表示电路参数对静态工作点的影响； 　　4. 有利于对静态工作点 Q 的检测等。

2.4.4　微变等效电路法 　　晶体管在小信号(微变量)情况下工作时，可以在静态工作点附近的小范围内用直线段近似地代替三极管的特性曲线，三极管就可以等效为一个线性元件。这样就可以将非线性元件晶体管所组成的放大电路等效为一个线性电路。 研究的对象仅仅是变化量 微变等效条件 信号的变化范围很小

一、简化的 h 参数微变等效电路 (一) 三极管的微变等效电路 1. 输入电路 晶体管的输入特性曲线  Q 点附近的工作段 近似地看成直线  可认为 uBE 与 iB 成正比 Q O iB uBE iB uBE rbe ：晶体管的输入电阻。 在小信号的条件下，rbe是一常数。晶体管的输入电路可用 rbe 等效代替。 图 2.4.10(a)

假设在 Q 点附近特性曲线基本上是水平的(iC 与 uCE无关)，数量关系上， iC 是 iB 的  倍； 2. 输出电路 　　假设在 Q 点附近特性曲线基本上是水平的(iC 与 uCE无关)，数量关系上， iC 是 iB 的  倍； 　　从三极管输出端看，可以用  iB 恒流源代替三极管； uCE Q iC O iB  iB 该恒流源为受控源； 为 iB 对 iC 的控制。 图 2.4.10(b)

注意：这里忽略了 uCE 对 iC与输出特性的影响，在大多数情况下，简化的微变等效电路对于工程计算来说误差很小。 3. 三极管的简化参数等效电路 e b c rbe  iB + uBE  uCE iC iB c b e + uBE  uCE iC iB rce 图 2.4.11　三极管的简化 h 参数等效电路 　　注意：这里忽略了 uCE 对 iC与输出特性的影响，在大多数情况下，简化的微变等效电路对于工程计算来说误差很小。

Ri = rbe // Rb ， Ro = Rc 4. 电压放大倍数 Au；输入电阻 Ri、输出电阻 RO C1 Rc Rb +VCC C2 RL +  VT rbe e b c Rc RL Rb +  图 2.4.12　单管共射放大电路的等效电路 Ri = rbe // Rb ， Ro = Rc

(二) rbe 的近似估算公式 rbb ：基区体电阻。 reb ：基射之间结电阻。 c b e iB iC iE UT ：温度电压当量。 图 2.4.13 低频、小功率管 rbb 约为 300  。

讨论 电流放大倍数与电压放大倍数之间关系 因： 　　1. 当 IEQ 一定时，  愈大则 rbe 也愈大，选用  值较大的三极管其 Au 并不能按比例地提高； 　　2. 当  值一定时，IEQ 愈大则 rbe 愈小，可以得到较大的 Au ，这种方法比较有效。

(三) 等效电路法的步骤(归纳) 　　1. 首先利用图解法或近似估算法确定放大电路的静态工作点 Q 。 　　2. 求出静态工作点处的微变等效电路参数  和 rbe 。 　　3. 画出放大电路的微变等效电路。可先画出三极管的等效电路，然后画出放大电路其余部分的交流通路。 　　4. 列出电路方程并求解。

二、 微变等效电路法的应用 例：接有发射极电阻的单管放大电路，计算电压放大倍数和输入、输出电阻。 +VCC b c Rc C2 Rb + + 　　例：接有发射极电阻的单管放大电路，计算电压放大倍数和输入、输出电阻。 C1 Rc Rb +VCC C2 RL +  VT Re rbe b c Rc RL Rb +  Re e 图 2.4.14　接有发射极电阻的放大电路

若满足(1 + ) Re >> rbe 根据微变等效电路列方程 　　引入发射极电阻后， 降低了。 若满足(1 + ) Re >> rbe rbe b c Rc RL Rb +  Re e 与三极管的参数 、rbe 无关。

e 2. 放大电路的输入电阻 引入 Re 后，输入电阻增大了。 3. 放大电路的输出电阻 rbe b c Rc Rb Re e rbe e b c Rc RL Rb +  Re 　　将放大电路的输入端短路，负载电阻 RL 开路 ，忽略 c 、e 之间的内电阻 rce 。 RL 图 2.4.14(b)

~ 讨论 + _ 引入 Re 后对输出电阻的影响。（考虑rce ） 式中 b c rce rbe e Rc Rb Re 图 2.4.15　求图 2.4.14(a)电路 输出电阻的等效电路 式中

将 代入 式，放大电路输出电阻为 上式中，通常　 ，故可简化为 如果 Re = 0 ，但考虑 rce 的作用，则 显然，接入 Re 后，三极管集电极至公共端之间的等效电阻大大提高了。

例 如图，已知BJT的β=100， VBE=-0.2V。 （1）试求该电路的静态工作点； （2）画出简化的小信号等效电路； （3）求该电路的电压增益AV， 输出电阻Ro、输入电阻Ri。 解（1）求Q点，作直流通路 直流通路 + -

2. 画出小信号等效电路 3. 求电压增益 Rb vi Rc RL ＝200+（1+100）26/4 =865欧

4. 求输入电阻 Rb vi Rc RL 5. 求输出电阻 Ro = Rc =2K 6.非线性失真判断 底部失真即截止失真 4. 求输入电阻 Rb vi Rc RL 5. 求输出电阻 us t Ro = Rc =2K 6.非线性失真判断 uo t 底部失真即截止失真 基极电流太小，应减小基极电阻。

2.5 工作点的稳定问题 2.5.1 温度对静态工作点的影响 三极管是一种对温度十分敏感的元件。温度变化对管子参数的影响主要表现有： 2.5　工作点的稳定问题 2.5.1　温度对静态工作点的影响 三极管是一种对温度十分敏感的元件。温度变化对管子参数的影响主要表现有： 1. UBE 改变。UBE 的温度系数约为 –2 mV/C，即温度每升高 1C，UBE 约下降 2 mV 。 2.  改变。温度每升高 1C，  值约增加 0.5% ~ 1 %，  温度系数分散性较大。 3. ICBO 改变。温度每升高 10C ，ICBQ 大致将增加一倍，说明 ICBQ 将随温度按指数规律上升。

温度升高将导致 IC 增大，Q 上移。波形容易失真。 uCE O iB T = 20 C Q VCC T = 50 C 图 2.5.1　温度对 Q 点和输出波形的影响

2.5.2 静态工作点稳定电路 一、电路组成 ——分压式偏置电路 由于 UBQ 不随温度变化， 2.5.2　静态工作点稳定电路 C1 Rc Rb2 +VCC C2 RL +  Ce uo Rb1 Re iB iC iE iR ui uE uB 图 2.5.2　分压式工作点稳定电路 一、电路组成 ——分压式偏置电路 　　由于 UBQ 不随温度变化， 　　T   ICQ   IEQ   UEQ   UBEQ (= UBQ – UEQ)   IBQ   ICQ  ——电流负反馈式工作点稳定电路

说明： 　　1. Re 愈大，同样的 IEQ 产生的 UEQ 愈大，则温度稳定性愈好。但 Re 增大，UEQ 增大，要保持输出量不变，必须增大 VCC。 　　2. 接入 Re ，电压放大倍数将大大降低。在 Re 两端并联大电容 Ce ，交流电压降可以忽略，则 Au 基本无影响。 Ce 称旁路电容 　　3. 要保证 UBQ 基本稳定，IR >> IBQ，则需要 Rb1、Rb2 小一些，但这会使电阻消耗功率增大，且电路的输入电阻降低。实际选用 Rb1、Rb2 值，取 IR = (5 ~ 10)IBQ，UBQ = (5 ~ 10)UBEQ。

二、静态与动态分析 静态分析 由于 IR >> IBQ， 可得(估算) 静态基极电流 C1 Rc Rb2 +VCC C2 RL  Ce uo Rb1 Re iB iC iE iR ui uE uB Rb2 Rb1 IBQ IR IEQ ICQ 静态基极电流

动态分析 Rc Rb2 +VCC RL +  ui uo Rb1 Re C1 Rc Rb2 +VCC C2 RL +  Ce uo iB iC iE iR ui rbe e b c Rc RL +  Rb2 Rb1

2.6 放大电路的三种基本组态 2.6.1 共集电极放大电路 ~ ~ 共射组态CE 三种基本接法 共集组态CC 共基组态CB 2.6　放大电路的三种基本组态 共射组态CE 三种基本接法 共集组态CC 共基组态CB 2.6.1　共集电极放大电路 (b )等效电路  ~ + _ rbe b e c C1 Rb +VCC C2 RL  + Re RS ~ 图 2.6.1　共集电极放大电路(a)电路图 ——为射极输出器

一、静态工作点 ~ 由基极回路求得静态基极电流 则 C1 Rb +VCC C2 RL  + Re RS 图 2.6.1 共集电极放大电路 (a)电路图 图 2.6.1　共集电极放大电路

~ 二、电流放大倍数 三、电压放大倍数 所以 结论：电压放大倍数恒小于 1，而接近 1，且输出电压与输入电压同相，又称射极跟随器。 e b  ~ + _ rbe b e c (b)等效电路 二、电流放大倍数 所以 三、电压放大倍数 　　结论：电压放大倍数恒小于 1，而接近 1，且输出电压与输入电压同相，又称射极跟随器。

 ~ + _ rbe b e c 四、输入电阻 Ri 输入电阻较大。

五、输出电阻 + _ rbe b e c ~ Ro 图 2.6.2　求射极输出器 Ro 的等效电路 输出电阻低，故带载能力比较强。

2.6.2 共基极放大电路 实际电路采用一个电源 VCC ，用 Rb1、Rb2 分压提供基极正偏电压。 2.6.2　共基极放大电路 C1 C2 + _ Re VEE VCC Rc RL VT C1 C2 VCC Rb2 Rb1 + _ Re Cb RL Rc (a)原理电路 (b)实际电路 图 2.6.3　共基极放大电路 　　实际电路采用一个电源 VCC ，用 Rb1、Rb2 分压提供基极正偏电压。 　　VEE 保证发射结正偏；VCC 保证集电结反偏；三极管工作在放大区。

一、静态工作点(IBQ , ICQ , UCEQ) C1 C2 + Rc Rb2 Re RL Rb1 _ Cb 图 2.6.3(b)实际电路 VCC Rb2 Rb1 + _ Re Cb RL Rc

二、电流放大倍数 微变等效电路 由图可得： 所以 由于  小于 1 而近似等于 1 ，所以共基极放电电路没有电流放大作用。 + _ Re rbe b e c 微变等效电路 由图可得： 图 2.6.4　共基极放大电路的等效电路 所以 　　由于  小于 1 而近似等于 1 ，所以共基极放电电路没有电流放大作用。

三、电压放大倍数 + _ Re rbe b e c 图 2.6.4 由微变等效电路可得 　　共基极放大电路没有电流放大作用，但是具有电压放大作用。电压放大倍数与共射电路相等，但没有负号，说明该电路输入、输出信号同相位。

四、输入电阻 五、输出电阻 暂不考虑电阻 Re 的作用 暂不考虑电阻 Re 的作用 Ro = rcb . + _ Re rbe b e c 图 2.6.4 暂不考虑电阻 Re 的作用 五、输出电阻 暂不考虑电阻 Re 的作用 　　　　　　　　Ro = rcb . 已知共射输出电阻 rce ，而 rcb 比 rce大 得多，可认为 rcb  (1 + )rce 如果考虑集电极负载电阻，则共基极放大电路的输出电阻为 Ro = Rc // rcb  Rc

2.6.3 三种基本组态的比较 电 路 大(数值同共射电路，但同相) 小(小于、近于 1 ) 大(十几 ~ 一几百) 小 大 2.6.3　三种基本组态的比较 　大(数值同共射电路，但同相) 小(小于、近于 1 ) 大(十几 ~ 一几百) 小 大 (几十 ~ 一百以上) (几十 ~ 一百以上) 电 路 组态 性能 共 射 组 态 共 集 组 态 共 基 组 态 C1 C2 VCC Rb2 Rb1 + _ Re Cb RL Rb +VCC  Rc

2.6.3 三种基本组态的比较 频率响应 大 (几百千欧 ~几兆欧) 小 (几欧 ~ 几十欧) 中 (几十千欧~几百千欧) rce 2.6.3　三种基本组态的比较 频率响应 大 (几百千欧 ~几兆欧) 小 (几欧 ~ 几十欧) 中 (几十千欧~几百千欧) rce (几欧 ~几十欧) (几十千欧以上) (几百欧~几千欧) rbe 组态 性能 共 射 组 态 共 集 组 态 共 基 组 态 差 较好 好

2.7 场效应管放大电路 2.7.1 场效应管的特点 1. 场效应管是电压控制元件； 2. 栅极几乎不取用电流，输入电阻非常高； 2.7　场效应管放大电路 2.7.1　场效应管的特点 1. 场效应管是电压控制元件； 2. 栅极几乎不取用电流，输入电阻非常高； 3. 一种极性的载流子导电，噪声小，受外界温度及辐射影响小； 4. 制造工艺简单，有利于大规模集成； 5. 存放管子应将栅源极短路，焊接时烙铁外壳应接地良好，防止漏电击穿管子； 6. 跨导较小，电压放大倍数一般比三极管低。

2.7.2 共源极放大电路 ~ 图示电路为 N 沟道增强型 MOS 场效应管组成的放大电路。 与双极型三极管对应关系 2.7.2　共源极放大电路 　　图示电路为 N 沟道增强型 MOS 场效应管组成的放大电路。 VDD + uO  iD VT ~ uI VGG RG S D G RD 与双极型三极管对应关系 b  G , e  S , c  D 　　为了使场效应管工作在恒流区实现放大作用，应满足： 图 2.7.3　共源极放大电路原理电路 (UT：开启电压)

一、静态分析 ~ 近似估算法 两种方法 图解法 (一) 近似估算法 MOS 管栅极电流为零，当 uI = 0 时 UGSQ = VGG VDD + uO  iD VT ~ uI VGG RG S D G RD 图 2.7.3　共源极放大电路原理电路 近似估算法 两种方法 图解法 (一) 近似估算法 　　MOS 管栅极电流为零，当 uI = 0 时 UGSQ = VGG 而 iD 与 uGS 之间近似满足 则静态漏极电流为 (当 uGS > UT) 式中 IDO 为 uGS = 2UT 时的值。

Q VDD (二) 图解法 利用式 uDS = VDD - iDRD 画出直流负载线。 图中 IDQ、UDSQ 即为静态值。

二、动态分析 1. 微变等效电路 iD 的全微分为 上式中定义： —— 场效应管的跨导(毫西门子 mS)。 —— 场效应管漏源之间等效电阻。

动态分析 + 如果输入正弦信号，则可用相量代替上式中的变量。 成为： 根据上式做等效电路如图所示。 由于没有栅极电流，所以栅源是悬空的。 G — G D S 图 2.7.5　场效应管的微变等效电路

微变参数 gm 和 rDS (1) 根据定义通过在特性曲线上作图方法中求得。 (2) 用求导的方法计算 gm 在 Q 点附近，可用 IDQ 表示上式中 iD，则 　　一般 gm 约为 0.1 至 20 mS。 rDS 为几百千欧的数量级。当 RD 比 rDS 小得多时，可认为等效电路的 rDS 开路。

~ 2. 共源极放大电路的动态性能 将 rDS 开路 而 所以 输出电阻 Ro = RD MOS 管输入电阻高达 109 。 RD iD VDD + uO  iD VT ~ uI VGG RG S D G RD 2. 共源极放大电路的动态性能 将 rDS 开路 而 - D + G S RG 所以 输出电阻 Ro = RD MOS 管输入电阻高达 109 。 图 2.7.6　共源极放大电路的微变等效电路

2.7.3 分压—自偏压式共源放大电路 一、静态分析 (一)近似估算法 根据输入回路列方程 解联立方程求出 UGSQ 和 IDQ。 VDD 2.7.3　分压—自偏压式共源放大电路 一、静态分析 +  VT RG S D G RD R2 VDD RL RS R1 C1 CS C2 (一)近似估算法 根据输入回路列方程 图 2.7.7　分压 - 自偏式共源放大电路 解联立方程求出 UGSQ 和 IDQ。

可做出一条直线，另外，iD 与 uGS 之间满足转移特性曲线的规律，二者之间交点为静态工作点。确定 UGSQ， IDQ 。 列输出回路方程求 UDSQ +  VT RG S D G RD R2 VDD RL RS R1 C1 CS C2 图 2.7.7　分压 - 自偏式共源放大电路 UDSQ = VDD – IDQ(RD + RS) (二)图解法 由式 　　可做出一条直线，另外，iD 与 uGS 之间满足转移特性曲线的规律，二者之间交点为静态工作点。确定 UGSQ， IDQ 。

在漏极特性曲线上做直流负载线， 与 uGS = UGSQ 的交点确定 Q，由 Q 确定 UDSQ 和 IDQ值。 uGS/V iD/mA O 2 4 6 1 3 uDS/V iD/mA 1 2 15 2 V 10 5 uGS 4.5V 4V 3.5V UGSQ 3 V IDQ Q Q IDQ UDSQ UGSQ UGQ VDD 图 2.7.8　用图解法分析图 2.7.7 电路的 Q 点 根据漏极回路方程 uDS = VDD – iD(RD + RS) 　　在漏极特性曲线上做直流负载线， 与 uGS = UGSQ 的交点确定 Q，由 Q 确定 UDSQ 和 IDQ值。

二、动态分析 + 微变等效电路入右图所示。 由图可知 电压放大倍数 输入、输出电阻分别为 G D S — D + G S 二、动态分析 　　微变等效电路入右图所示。 　　由图可知 图 2.7.9　图 2.7.7 电路的微变等效电路 电压放大倍数 输入、输出电阻分别为

2.7.4 共漏极放大电路 ——源极输出器或源极跟随器 典型电路如右图所示。 静态分析如下： 2.7.4　共漏极放大电路 ——源极输出器或源极跟随器 　　典型电路如右图所示。 + VT S D G R2 VDD RL RS R1 C1 C2  RG 静态分析如下： 　　分析方法与“分压-自偏压式共源电路”类似，可采用估算法和图解法。 图 2.7.10　源极输出器

+ 动态分析 1. 电压放大倍数 而 所以 2. 输入电阻 Ri = RG + ( R1 // R2 ) G S - D — D + - G S 动态分析 1. 电压放大倍数 图 2.7.11　微变等效电路 而 所以 2. 输入电阻 Ri = RG + ( R1 // R2 )

~ + 3. 输出电阻 在电路中，外加 ，令 ，并使 RL 开路 因输入端短路，故 则 实际工作中经常使用的是共源、共漏组态。 所以 G S — D + - G S ~ 因输入端短路，故 图 2.7.11　微变等效电路 则 实际工作中经常使用的是共源、共漏组态。 所以

2.8 多级放大电路 2.8.1 多级放大电路的耦合方式 一、阻容耦合 阻容耦合 三种耦合方式 直接耦合 变压器耦合 +VCC Rb1 + 2.8　多级放大电路 2.8.1　多级放大电路的耦合方式 阻容耦合 三种耦合方式 直接耦合 变压器耦合 一、阻容耦合 C1 RC1 Rb1 +VCC C2 RL +  VT1 Rc2 Rb2 C3 VT2 第 一 级 第 二 级 图 2.8.1　阻容耦合放大电路

优点： 　　(1) 前、后级直流电路互不相通，静态工作点相互独立； 　　(2) 选择足够大电容，可以做到前一级输出信号几乎不衰减地加到后一级输入端，使信号得到充分利用。 不足： 　　(1) 不适合传送缓慢变化的信号； 　　(2) 无法实现线性集成电路。

二、直接耦合 特点： (1) 可以放大交流和缓慢变化及直流信号； (3)各级静态工作点互相影响；基极和集电极电位会随着级数增加而上升； Rc1 Rb1 +VCC +  VT1 Rc2 Rb2 VT2 图 2.8.2　两个单管放大电路简单的直接耦合 特点： 　　(1) 可以放大交流和缓慢变化及直流信号； 　　(2) 便于集成化。 　　(3)各级静态工作点互相影响；基极和集电极电位会随着级数增加而上升； 　　(4)零点漂移。

电路中接入 Re2，保证第一级集电极有较高的静态电位，但第二级放大倍数严重下降。 1. 解决合适静态工作点的几种办法 改进电路—(a) Rc1 Rb1 +VCC +  VT1 Rc2 Re2 VT2 (a) 　　电路中接入 Re2，保证第一级集电极有较高的静态电位，但第二级放大倍数严重下降。 改进电路—(b) VDZ Rc1 Rb1 +VCC +  VT1 Rc2 R VT2 (b) 　　稳压管动态电阻很小，可以使第二级的放大倍数损失小。但集电极电压变化范围减小。

可降低第二级的集电极电位，又不损失放大倍数。但稳压管噪声较大。 Rc1 Rb1 +  VT1 Rc2 Rb2 VT2 VDz +VCC 改进电路—(c) 　　可降低第二级的集电极电位，又不损失放大倍数。但稳压管噪声较大。 (c) Rc1 Rb1 +VCC + VT1  Re2 Rc2 VT2 - (d) 改进电路—(d) 　　可获得合适的工作点。为经常采用的方式。 图 2.8.3　直接耦合方式实例

图示两级直接耦合放大电路中，已知：Rb1 = 240 k， 【例】 　　　　Rc1 = 3.9 k ，Rc2 = 500  ，稳压管 VDz 的工作电压 UZ = 4 V，三极管 VT1 的 1 = 45，VT2 的 2 = 40，VCC = 24 V，试计算各级静态工作点。 　　　　　　　　　　　　　　　　　如 ICQ1 由于温度的升高而增加 1%，计算静态输出电压 的变化。 解：设 UBEQ1 = UBEQ2 = 0.7 V， Rc1 Rb1 +VCC +  VT1 Rc2 VT2 VDz uI uO iB1 iC1 iRc1 iB2 iC2 则　　UCQ1 = UBEQ2 + Uz = 4.7 V 图 2.8.4　例题的电路

IBQ2 = IRc1 – ICQ1 = (4.95 – 4.5 ) mA = 0.45 mA ICQ1 = 1 IBQ1 = 4.5 mA IBQ2 = IRc1 – ICQ1 = (4.95 – 4.5 ) mA = 0.45 mA ICQ2 = 2 IBQ2 = (40 × 0.45 ) mA = 18 mA UO= UCQ2 = VCC – ICQ2RC2= (24 – 18 × 0.5 ) V = 15 V UCEQ2 = UCQ2 – UEQ2 = ( 15 – 4 ) V = 11 V Rc1 Rb1 +VCC +  VT1 Rc2 VT2 VDz uI uO iB1 iC1 iRc1 iB2 iC2 当 ICQ1 增加 1% 时，即 ICQ1 = (4.5 × 1.01) mA = 4.545 mA IBQ2 = (4.95 - 4.545) mA = 0.405 mA ICQ2 = (40 × 0.405) mA = 16.2 mA UO = UCQ2 = (24 – 16.2 × 0.5)V = 15.9 V 比原来升高了 0.9 V ， 约升高 6%。

直接耦合时，输入电压为零，但输出电压离开零点，并缓慢地发生不规则变化的现象。 2. 零点漂移 　　直接耦合时，输入电压为零，但输出电压离开零点，并缓慢地发生不规则变化的现象。 　　原因：放大器件的参数受温度影响而使 Q 点不稳定。 uI t O 　　放大电路级数愈多，放大倍数愈高，零点漂移问题愈严重。 uO t O 图 2.8.5　零点漂移现象

抑制零点漂移的措施： (1) 引入直流负反馈以稳定 Q 点； (2) 利用热敏元件补偿放大器的零漂； (3) 采用差分放大电路。 图 2.8.6　利用热敏元件补偿零漂 R2 R1 +VCC +  VT2 Rc VT1 uI uO iC1 Re R uB1 (3) 采用差分放大电路。

三、变压器耦合 选择恰当的变比，可在负载上得到尽可能大的输出功率。 　　选择恰当的变比，可在负载上得到尽可能大的输出功率。 　　第二级VT2、VT3组成推挽式放大电路，信号正负半周 VT2、VT3 轮流导电。 图 2.8.8　变压器耦合放大电路

优点： (1) 能实现阻抗变换； (2) 静态工作点互相独立。 缺点： (1) 变压器笨重； (2) 无法集成化； (3) 直流和缓慢变化信号不能通过变压器。

三种耦合方式的比较 阻容耦合 直接耦合 变压器耦合 特点 　各级工作点互不影响； 　结构简单 　能放大缓慢变化的信号或直流成分的变化； 适合集成化 　有阻抗变换作用； 　各级直流通路互相隔离。 存在 问题 不能反应直流成分的变化， 　不适合集成化 　有零点漂移现象； 　各级工作点互相影响 　不能反应直流成分的变化；不适合放大缓慢变化的信号； 适合 场合 　分立元件交流放大电路 　集成放大电路，直流放大电路 　低频功率放大，调谐放大

2.8.2 多级放大电路的电压放大倍数 和输入、输出电阻 2.8.2　多级放大电路的电压放大倍数 和输入、输出电阻 一、电压放大倍数 总电压放大倍数等于各级电压放大倍数的乘积，即 其中， n 为多级放大电路的级数。 二、 输入电阻和输出电阻 通常，多级放大电路的输入电阻就是输入级的输入电阻；输出电阻就是输出级的输出电阻。 具体计算时，有时它们不仅仅决定于本级参数，也与后级或前级的参数有关。

【例】图示电路中， Rb1= 240 k，Rc1 = 3.9 k ， Rc2 = 500  ，UZ = 4 V，1 = 45，2 = 40， VCC = 24 V，设稳压管的 rz = 50 。试估算总的电压放大倍数　　　　， 以及输入、输出电阻 Ri 和 Ro。 图 2.8.4　例题的电路 Rc1 Rb1 +VCC +  VT1 Rc2 VT2 VDz uI uO iB1 iC1 iRc1 iB2 iC2 　　解：估算 Au1 时，应将第二级 Ri2 作为第一级的负载电阻。

所以