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第 4 章 光端机 4.1 光发射机 4.2 光接收机 4.3 线路编码
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第 4 章光端机 4.1光发射机 数字光发射机的功能是把电端机输出的数字基带电信号转换为光信号，并用耦合技术有效注入光纤线路，电/光转换是用承载信息的数字电信号对光源进行调制来实现的。调制分为直接调制和外调制两种方式。受调制的光源特性参数有功率、 幅度、频率和相位。目前技术上成熟并在实际光纤通信系统得到广泛应用的是直接光强(功率)调制。
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图4.1示出激光器(LD)和发光二极管(LED)直接光强数字调制原理，对LD施加了偏置电流Ib。由图可见，当激光器的驱动电流大于阈值电流Ith时，输出光功率P和驱动电流I基本上是线性关系，输出光功率和输入电流成正比，所以输出光信号反映输入电信号。
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图 4.1直接光强数字调制原理 (a) LED数字调制原理； (b) LD的数字调制原理
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4.1.1光发射机基本组成 数字光发射机的方框图如图4.2所示，主要有光源和电路两部分。光源是实现电/光转换的关键器件，在很大程度上决定着光发射机的性能。电路的设计应以光源为依据，使输出光信号准确反映输入电信号。 1. 光源 对通信用光源的要求如下： (1) 发射的光波长应和光纤低损耗“窗口”一致，即中心波长应在0.85 μm、 1.31 μm和1.55 μm附近。光谱单色性要好， 即谱线宽度要窄， 以减小光纤色散对带宽的限制。
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(2) 电/光转换效率要高，即要求在足够低的驱动电流下， 有足够大而稳定的输出光功率，且线性良好。发射光束的方向性要好，即远场的辐射角要小，以利于提高光源与光纤之间的耦合效率。
(3) 允许的调制速率要高或响应速度要快， 以满足系统的大传输容量的要求。 (4) 器件应能在常温下以连续波方式工作， 要求温度稳定性好， 可靠性高，寿命长。 (5) 此外，要求器件体积小，重量轻，安装使用方便，价格便宜。
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以上各项中，调制速率、谱线宽度、输出光功率和光束方向性，直接影响光纤通信系统的传输容量和传输距离，是光源最重要的技术指标。目前，不同类型的半导体激光器(LD)和发光二极管(LED)可以满足不同应用场合的要求。 2. 调制电路和控制电路 直接光强调制的数字光发射机主要电路有调制电路、控制电路和线路编码电路，采用激光器作光源时，还有偏置电路。 对调制电路和控制电路的要求如下： (1) 输出光脉冲的通断比(全“1”码平均光功率和全“0”码平均光功率的比值，或消光比的倒数)应大于10，以保证足够的光接收信噪比。
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(2) 输出光脉冲的宽度应远大于开通延迟(电光延迟)时间， 光脉冲的上升时间、下降时间和开通延迟时间应足够短，以便在高速率调制下，输出的光脉冲能准确再现输入电脉冲的波形。
(3) 对激光器应施加足够的偏置电流，以便抑制在较高速率调制下可能出现的张弛振荡，保证发射机正常工作。 (4) 应采用自动功率控制(APC)和自动温度控制(ATC)， 以保证输出光功率有足够的稳定性。
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3. 线路编码电路 线路编码之所以必要，是因为电端机输出的数字信号是适合电缆传输的双极性码，而光源不能发射负脉冲，所以要变换为适合于光纤传输的单极性码，线路编码的其它原因见4.3节所述。
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4.1.2调制特性 半导体激光器是光纤通信的理想光源，但在高速脉冲调制下，其瞬态特性仍会出现许多复杂现象，如常见的电光延迟、 张弛振荡和自脉动现象。这种特性严重限制系统传输速率和通信质量，因此在电路的设计时要给予充分考虑。 1. 电光延迟和弛张振荡现象 半导体激光器在高速脉冲调制下，输出光脉冲和注入电流脉冲之间存在一个初始延迟时间，称为电光延迟时间td，其数量级一般为ns。当电流脉冲注入激光器后，输出光脉冲会出现幅度逐渐衰减的振荡， 称为弛张振荡，其振荡频率fr(=ωr/2π)一般为0.5~2 GHz。这些特性与激光器有源区的电子自发复合寿命和谐振腔内光子寿命以及注入电流初始偏差量有关。
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图 4.3 光脉冲瞬态响应波形
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弛张振荡和电光延迟的后果是限制调制速率。当最高调制频率接近弛张振荡频率时，波形失真严重，会使光接收机在抽样判决时增加误码率，因此实际使用的最高调制频率应低于张弛振荡频率。
电光延迟要产生码型效应。当电光延迟时间td与数字调制的码元持续时间T/2为相同数量级时，会使“0”码过后的第一个“1码的脉冲宽度变窄，幅度减小，严重时可能使单个“１”码丢失， 这种现象称为“码型效应”。 如图4.4，在两个接连出现的“1”码中，第一个脉冲到来前，有较长的连“0”码， 由于电光延迟时间长和光脉冲上升时间的影响，因此脉冲变小。第二个脉冲到来时，由于第一个脉冲的电子复合尚未完全消失，有源区电子密度较高，因此电光延迟时间短， 脉冲较大。
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图4.4 码型效应 （a) 、(b)码效应波形；（c）改善后波形
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“码型效应”的特点是， 在脉冲序列中较长的连“0”码后出现的“1”码，其脉冲明显变小，而且连“0”码数目越多，调制速率越高，这种效应越明显。用适当的“过调制”补偿方法， 可以消除码型效应，见图4.4(c)所示。 为了进一步了解激光器的调制特性，应求出LD速率方程组的瞬态解。由此得到的弛张振荡频率ωr及其幅度衰减时间τo和电光延迟时间td的表达式为：
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式中，τo是张弛振荡幅度衰减到初始值的1/e的时间，j和jth分别为注入电流密度和阈值电流密度。τsp和τph分别为电子自发复合寿命和谐振腔内光子寿命。在典型的激光器中，τsp≈10-9s,τph≈10-12s，即τsp >>τph。由式(4.1)~式(4.3)可以看到： (1)弛张振荡频率ωr随τsp、τph的减小而增加，随j的增加而增加。这个振荡频率决定了LD的最高调制频率。 (2)弛张振荡幅度衰减时间τo与τsp为相同数量级，并随j的增加而减小。
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(2) 电光延迟时间td与τsp为相同数量级，并随j的增加而减小(j>jth)。
由此可见，增加注入电流j，有利于提高张弛振荡频率ωr，减小其幅度衰减时间τo，以及减小电光延迟时间td，因此对LD施加偏置电流是非常必要的。 2. 自脉动现象 某些激光器在脉冲调制甚至直流驱动下，当注入电流达到某个范围时，输出光脉冲出现持续等幅的高频振荡，这种现象称为自脉动现象，如图4.5所示。 自脉动频率可达2GHz，严重影响LD的高速调制特性。
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图4.5 激光器自脉冲动现象
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自脉动现象是激光器内部不均匀增益或不均匀吸收产生的， 往往和LD的P - I曲线的非线性有关，自脉动发生的区域和P - I曲线扭折区域相对应。因此在选择激光器时应特别注意。
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4.1.3调制电路和自动功率控制 数字信号调制电路应采用电流开关电路， 最常用的是差分电流开关电路。 图4.6示出由三极管组成的共发射极驱动电路，数字信号Uin从三极管V的基极输入，通过集电极的电流驱动LED。数字信号“0”码和“1”码对应于V的截止和饱和状态，电流的大小根据对输出光信号幅度的要求确定。这种驱动电路适用于10 Mb/s以下的低速率系统，更高速率系统应采用差分电流开关电路。
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图 4.6 共发射极驱动电路
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图4.7是常用的射极耦合驱动电路，适合于激光器系统使用。电流源为由V1和V2组成的差分开关电路，它提供了恒定的偏置电流。在V2基极上施加直流参考电压UB， V2集电极的电压取决于LD的正向电压，数字电信号Uin从V1基极输入。 当信号为“0”码时，V1基极电位比UB高而抢先导通，V2截止， LD不发光；反之，当信号为“１”码时，V1基极电位比UB低， V2抢先导通，驱动LD发光。V1和V2处于轮流截止和非饱和导通状态，有利于提高调制速率。当三极管截止频率fr≥4.5 GHz时，这种电路的调制速率可达300 Mb/s。射极耦合电路为恒流源，电流噪声小，这种电路的缺点是动态范围小，功耗较大。
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UB 图 射极耦合LD驱动电路图
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由于温度变化和工作时间加长，LD的输出光功率会发生变化。为保证输出光功率的稳定， 必须改进电路设计。图4
由于温度变化和工作时间加长，LD的输出光功率会发生变化。为保证输出光功率的稳定， 必须改进电路设计。图4.8是利用反馈电流使输出光功率稳定的LD驱动电路，其主体和图4.7相同，只是由V3支路为LD提供的偏置电流Ib受到激光器背向输出光平均功率和输入数字信号均值Uin的控制。把PD检测器的输出监测电压UPD、信号参考电压Uin和直流参考电压UR施加到运算放大器A1的反相输入端，经放大后，控制V3基极电压和偏置电流Ib，其控制过程如下： PLD→UPD→(UPD+ +UR)→UA1→Ib→PLD 在反馈电路中引入信号参考电压的目的，是使LD的偏置电流Ib不受码流中“0”码和“1”码比例变化的影响。
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UPD 反馈稳定LD驱动电路
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一个更加完善的自动功率控制(APC)电路如图4
一个更加完善的自动功率控制(APC)电路如图4.9所示。从LD背向输出的光功率，经PD检测器检测、运算放大器A1放大后送到比较器A3的反相输入端。同时，输入信号参考电压和直流参考电压经A2比较放大后，送到A3的同相输入端。A3和V3组成直流恒流源调节LD的偏流，使输出光功率稳定。
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图 APC电路原理
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4.1.4温度特性和自动温度控制 1. 激光器的温度特性 激光器的温度特性在3.1节已经讨论过，温度对激光器输出光功率的影响主要通过阈值电流Ith和外微分量子效率ηd产生。图4.10 (a)和(b)分别示出温度通过阈值电流和外微分量子效率引起的输出光脉冲的变化：温度升高，阈值电流增加，外微分量子效率减小，输出光脉冲幅度下降。
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图 4.10温度引起的光输出的变化 (a) 阈值电流变化引起的光输出的变化； (b) 外微分量子效率变化引起的光输出的变化
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即使环境温度不变，由于调制电流的作用，引起激光器结区温度的变化，因而使输出光脉冲的形状发生变化，这种效应称为“结发热效应”。如图4
即使环境温度不变，由于调制电流的作用，引起激光器结区温度的变化，因而使输出光脉冲的形状发生变化，这种效应称为“结发热效应”。如图4.11所示，设t=0时电脉冲到来， 注入电流为I1，由于电流的热效应，在脉冲持续时间里，结区的温度随时间t而升高，激光器的阈值电流随t而增大，使输出光脉冲的幅度随t而减小。当t=T时电流脉冲过后，注入电流从I1减小到I0，电流散发的热量减少，结区温度随t而降低，阈值电流减小，使输出光脉冲的幅度增大。“结发热效应”将引起调制失真。 与调制速率对激光器瞬态特性的影响相反，低调制速率的“结发热效应”更加明显。这是因为随着调制速率的提高，码元时间间隔缩短，使结区温度来不及发生变化。
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图 结发热效应
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2. 自动温度控制 半导体光源的输出特性受温度影响很大，特别是长波长半导体激光器对温度更加敏感。为保证输出特性的稳定，对激光器进行温度控制是十分必要的。 温度控制装置一般由致冷器、热敏电阻和控制电路组成， 图4.12示出温度控制装置的方框图。致冷器的冷端和激光器的热沉接触，热敏电阻作为传感器，探测激光器结区的温度，并把它传递给控制电路，通过控制电路改变致冷量，使激光器输出特性保持恒定。
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图 温度控制方框图
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目前，微致冷大多采用半导体致冷器，它是利用半导体材料的珀尔帖效应制成的电偶来实现致冷的。用若干对电偶串联或并联组成的温差电功能器件，温度控制范围可达 30~40 ℃。为提高致冷效率和温度控制精度，把致冷器和热敏电阻封装在激光器管壳内，温度控制精度可达±0.5 ℃，从而使激光器输出平均功率和发射波长保持恒定，避免调制失真。 图4.13示出自动温度控制(ATC)电路原理图。由R1、R2、 R3和热敏电阻RT组成“换能”电桥，通过电桥把温度的变化转换为电量的变化。运算放大器A的差动输入端跨接在电桥的对端，用以改变三极管V的基极电流。
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在设定温度(例如20 ℃)时，调节R3使电桥平衡，A、B两点没有电位差，传输到运算放大器A的信号为零，流过致冷器TEC的电流也为零。当环境温度升高时，LD的管芯和热沉温度也升高，使具有负温度系数的热敏电阻RT的阻值减小，电桥失去平衡。这时B点的电位低于A点的电位，运算放大器A的输出电压升高，V的基极电流增大，致冷器TEC的电流也增大 致冷端温度降低，热沉和管芯的温度也降低，因而保持温度恒定。这个控制过程可以表示如下： T(环境)→T(LD、热沉)→RT→I(致冷器)→T(LD)
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ATC电路原理
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4.2 光接收机 4.2.1光接收机基本组成 直接强度调制、直接检测方式的数字光接收机主要包括光检测器、前置放大器、主放大器、均衡器、 时钟提取电路、取样判决器以及自动增益控制(AGC)电路。 1. 光检测器 光检测器是光接收机实现光/电转换的关键器件，其性能特别是响应度和噪声直接影响光接收机的灵敏度。对光检测器的要求如下： (1) 波长响应要和光纤低损耗窗口(0.85 μm、 1.31 μm和1.55 μm)兼容；
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图 数字光接收机方框图
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(2) 响应度要高， 在一定的接收光功率下， 能产生最大的光电流；
(3) 噪声要尽可能低， 能接收极微弱的光信号； (4) 性能稳定， 可靠性高， 寿命长， 功耗和体积小。 目前， 适合于光纤通信系统应用的光检测器有PIN光电二极管和雪崩光电二极管(APD)。 2. 放大器 前置放大器应是低噪声放大器，它的噪声对光接收机的灵敏度影响很大。前放的噪声取决于放大器的类型，目前有三种类型的前放可供选择。
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主放大器一般是多级放大器，它的作用是提供足够的增益， 并通过它实现自动增益控制(AGC)，以使输入光信号在一定范围内变化时， 输出电信号保持恒定。主放大器和AGC决定着光接收机的动态范围。
3. 均衡和再生 均衡的目的是对经光纤传输、光/电转换和放大后已产生畸变(失真)的电信号进行补偿，使输出信号的波形适合于判决(一般用具有升余弦谱的码元脉冲波形)，以消除码间干扰，减 小误码率。 再生电路包括判决电路和时钟提取电路，它的功能是从放大器输出的信号与噪声混合的波形中提取码元时钟，并逐个地对码元波形进行取样判决，以得到原发送的码流。
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4. 光电集成接收机 图4.14中除光检测器以外的所有元件都是标准的电子器件， 很容易用标准的集成电路(IC)技术将它们集成在同一芯片上。 不论是硅(Si)还是砷化镓(GaAs)IC技术都能够使集成电路的工作带宽超过2 GHz，甚至达到10 GHz。 为了适合高传输速率的需求，人们一直在努力开发单片光接收机，即用“光电集成电路(OEIC)技术”在同一芯片上集成包括光检测器在内的全部元件。 这样的完全集成对于GaAs接收机(即工作在短波长的接收机)是比较容易的，而且早已得到实现。 然而，对于工作在1.3~1.6 μm波长的系统，人们需要基于InP的OEIC接收机。在1991年试验成功的单路InGaAs OEIC接收机，其运行速率达5 Gb/s。
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InGaAs OEIC接收机也可以用混合法实现。如图4
InGaAs OEIC接收机也可以用混合法实现。如图4.15所示， 电元件集成在GaAs基片上，而光检测器集成在InP基片上，两个部分通过接触片连接在一起。
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图 光电集成接收机
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4.2.2噪声特性 光接收机的噪声有两部分：一部分是外部电磁干扰产生的， 这部分噪声的危害可以通过屏蔽或滤波加以消除；另一部分是内部产生的，这部分噪声是在信号检测和放大过程中引入的随机噪声，只能通过器件的选择和电路的设计与制造尽可能减小， 一般不可能完全消除。我们下面要讨论的噪声是指内部产生的随机噪声。 光接收机噪声的主要来源是光检测器的噪声和前置放大器的噪声。因为前置级输入的是微弱信号，其噪声对输出信噪比影响很大，而主放大器输入的是经前置级放大的信号，只要前置级增益足够大，主放大器引入的噪声就可以忽略。
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图4.16示出光接收机的噪声等效模型， 由光检测器和放大器两部分组成。图中〈i2q〉和〈i2d〉分别为光检测器的量子噪声和暗电流噪声产生的均方噪声电流(等效噪声功率)， 其相应的功率谱密度分别表示为Sq和Sd。ip、R和C分别为光检测器的输出光生电流、偏置电阻和电容(结电容和其他电容)。放大器分解为理想放大器和等效噪声电流源〈i20〉和电压源〈u20〉，其相应的功率谱密度分别表示为SI和SE，Rin是放大器的输入电阻。
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图 光接收机的噪声等效模型
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放大器噪声特性取决于所采用的前置放大器类型， 根据放大器噪声等效电路和晶体管理论可以计算。常用三种类型前置放大电路示于图4
放大器噪声特性取决于所采用的前置放大器类型， 根据放大器噪声等效电路和晶体管理论可以计算。常用三种类型前置放大电路示于图4.17， 三种类型前置放大器的比较： (1) 双极型晶体管前置放大器的主要特点是输入阻抗低， 电路时间常数RC小于信号脉冲宽度T，因而码间干扰小，适用于高速率传输系统。 (2) 场效应管前置放大器的主要特点是输入阻抗高， 噪声小，高频特性较差，适用于低速率传输系统。 (3) 跨阻型前置放大器最大的优点是改善了带宽特性和动态范围，并具有良好的噪声特性。
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图 4.17光接收机的前置级放大电路 (a) 双极型晶体管； (b) 场效应管； (c) 跨阻型
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4.2.3误码率 由于噪声的存在，放大器输出的是一个随机过程， 其取样值是随机变量，因此在判决时可能发生误判，把发射的“0”码误判为“1”码，或把“1”码误判为“0”码。光接收机对码元误判的概率称为误码率(在二元制的情况下，等于误比特率，BER)， 用较长时间间隔内，在传输的码流中，误判的码元数和接收的总码元数的比值来表示。 码元被误判的概率， 可以用噪声电流(压)的概率密度函数来计算。如图4.18所示，I1是“1”码的电流，I0是“0”码的电流。 Im是“１”码的平均电流，而“0”码的平均电流为0。D为判决门限值，一般取D=Im/2。
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图 计算误码率的示意图
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在“１”码时，如果在取样时刻带有噪声的电流I1<D，则可能被误判为“0”码；在“0”码时，如果在取样时刻带有噪声的电流I0>D，则可能被误判为“１”码。要确定误码率，不仅要知道噪声功率的大小，而且要知道噪声的概率分布。 光接收机输出噪声的概率分布十分复杂，一般假设噪声电流(或电压)的瞬时值服从高斯分布，其概率密度函数为 式中x是代表噪声这一高斯随机变量的取值， 其均值为零，方差为σ2。
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在已知光检测器和前置放大器的噪声功率，并假设了噪声的概率分布后， 现在可以分别计算“0”码和“１”码的误码率了。
在发“0”码时， 平均噪声功率N0=NA，NA为前置放大器的平均噪声功率。 这时没有光信号输入，光检测器的平均噪声功率ND=0(略去暗电流)。由式(4.8)得到发“0”码的条件下噪声的概率密度函数为
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根据误码率的定义，把“0”码误判为“1”码的概率， 应等于I0值超过D值的概率，即
式中x=I0/ 在发“1”码时，平均噪声功率N1=NA+ND。ND是在放大器输出端光检测器的平均噪声功率。这时噪声电流的幅度为I1-Im，判决门限值仍为D，则只要取样值Im-I1>Im-D或I1-Im<D-Im，就可能把“１”码误判为“0”码。所以，把“1”码误判为“0”码的概率为：
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式中y=(I1-Im)/ 。 “0”码和“1”码的误码率一般是不相等的，但对于“0”码和“1”码等概率的码流而言，一般认为Pe,01=Pe, 10时，可以使误码率达到最小。因此，总误码率(BER)可以表示为
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式中 Q= Q= Q称为超扰比，含有信噪比的概念。它还表示在对“0”码进行取样判决时，判决门限值D超过放大器平均噪声电流 的倍数。 由此可见，只要知道Q值，就可根据式(4.12) 的积分求出误码率，结果示于图4.19。例如：Q=6, BER≈10-9，Q≈7， BER=10-12。
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图4.19 误码率和Q的关系
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4.2.4灵敏度 灵敏度是衡量光接收机性能的综合指标。灵敏度Pr的定义是， 在保证通信质量(限定误码率或信噪比)的条件下， 光接收机所需的最小平均接收光功率〈P〉min，并以dBm为单位。由定义得到 Pr=10lg (4.14) 灵敏度表示光接收机调整到最佳状态时，能够接收微弱光信号的能力。提高灵敏度意味着能够接收更微弱的光信号。 那么，理想光接收机的灵敏度可以达到多少? 影响光接收机的灵敏度有哪些因素?
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1. 理想光接收机的灵敏度 假设光检测器的暗电流为零，放大器完全没有噪声，系统可以检测出单个光子形成的电子 - 空穴对所产生的光电流， 这种接收机称为理想光接收机。它的灵敏度只受到光检测器的量子噪声的限制，因为量子噪声是伴随光信号的随机噪声，只要有光信号输入，就有量子噪声存在。 首先考虑理想光接收机的误码率。当光检测器没有光输入时， 放大器就完全没有电流输出，因此“0”码误判为“１”码的概率为0，即Pe, 01=0。产生误码的惟一可能就是当一个光脉冲输入时，光检测器没有产生光电流，放大器没有电流输出。 这个概率，即“1”码误判为“0”码的概率Pe, 10=exp(-n)，n为一个码元的平均光子数。当“0”码和“1”码等概率出现时， 误码率为
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Pe= (4.15) Pe, Pe, 10= exp(-n) 现在考虑理想光接收机的灵敏度。设传输的是非归零码(NRZ)，每个光脉冲最小平均光能量为Ed，码元宽度为Tb， 一个码元平均光子数为n，那么光接收机所需最小平均接收功率为 〈P〉min= 式中，因子2是“0”码和“1”码功率平均的结果，h=6.628×10-34J·s为普朗克常数，f=c/λ，f、λ分别为光频率和光波长，c为真空中的光速。利用Tb=1/fb，fb为传输速率； 并考虑光/电转换时的量子效率为η。把这些关系代入式(4.16)， 得到理想光接收机灵敏度
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Pr= 10 lg (4.17) 对于数字光纤通信系统，一般要求误码率Pe≤10-9，根据式(4.15)得到n≥21。这表明至少要有21个光子产生的光电流， 才能保证判决时误码率小于或等于10-9。设η=0.7，并把相关的常数代入式(4.17)， 计算出的不同λ和不同fb的Pr值列于表4.1。这是光接收机可能达到的最高灵敏度，这个极限值是由量子噪声决定的，所以称为量子极限。
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2. 实际光接收机的灵敏度 影响实际光接收机灵敏度的因素很多，计算也十分复杂， 这里只作简要介绍。利用误码率的公式(4.12)、(4.13)可以计算最小平均接收光功率。为此，应建立超扰比Q与入射光功率的关系。在发“0”码的情况下，入射信号的光功率P0=0，输出光电流I0=0。在发“1”码的情况下，入射信号的光功率P1和光电流I1的关系为 I1=gρP1=2gρ〈P〉 式中，g为APD倍增因子(对于PINPD，g=1)，ρ为光检测器的响应度，〈P〉=(P1+P0)/2为“0”码和“１”码的平均光功率。
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在放大器输出端“１”码的平均电流Im=I1A，A为放大器增益，利用式(4.13)和式(4.18)得到
Q= (4.19) 给定Q值， 便得到限定误码率的最小平均接收光功率 式中，N0和N1分别为传输“0”码和“1”码时的平均噪声功率。如前所述，在略去暗电流的情况下，
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N1=NA+ND 式中，NA是前置放大器的平均噪声功率， 如式(4.4)~式(4.7)所示；ND是在放大器输出端光检测器的平均噪声功率，ND=〈i2q〉A2，〈i2q〉为均方量子噪声电流，如式(3.22)和式(3.26)所示。 对于PIN光电二极管，ND《 NA，g=1，式(4.20)可以简化为 〈P〉min= 式中nA=NA/A2是折合到输入端的放大器噪声功率。
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设PIN-PD光接收机的工作参数如下：光波长λ=0. 85 μm，传输速率fb=8. 448Mb/s，光电二极管响应度ρ=0
设PIN-PD光接收机的工作参数如下：光波长λ=0.85 μm，传输速率fb=8.448Mb/s，光电二极管响应度ρ=0.4，互阻抗前置放大器(FET)的nA≈10-18。要求误码率Pe=10-9，即Q=6， 由式(4.21)计算得到〈P〉min=1.5×10-8W，Pr=-48.2 dBm。 这样计算光接收机的灵敏度是一种粗略的方法，其中没有考虑下列因素：波形引起的码间干扰的影响；均衡器频率特性的影响；光检测器暗电流和信号含直流光的影响。这些使灵敏度降低的影响，一般不能忽略。S.D Personick考虑了上述因素， 提出了一套修正参数， 国际电报电话咨询委员会(CCITT)采纳了这种方法，并加以修改和推荐，在国内外获得广泛应用。 由于计算复杂， 这里省略不作介绍。
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图4. 20示出典型短波长光接收机灵敏度与传输速率的关系曲线。图中误码率限定为1×10-9，假设光检测器量子效率η=0
图4.20示出典型短波长光接收机灵敏度与传输速率的关系曲线。图中误码率限定为1×10-9，假设光检测器量子效率η=0.5， 附加噪声系数x=0.4，暗电流id=1nA，滚降因子β=1， 相对脉冲展宽σ/T=0.3。由图可见，在限定误码率的条件下， 决定光接收机灵敏度的主要因素是传输速率和光检测器、前置放大器的特性，特别是噪声特性。
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图 4.20 典型短波长光接收机灵敏度与传输速率的关系的关系
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4.2.5自动增益控制和动态范围 放大器是一个普通的宽带高增益放大器， 由于前置放大器输出信号幅度较大，所以主放大器的噪声通常不必考虑。 主放大器一般由多级放大器级联构成， 其功能是提供足够的增益A，以满足判决所需的电平Im。Im=I1A，利用式(4.18)得到 A= (4.22) 式中，g为APD倍增因子，ρ为光检测器的响应度，〈P〉为“0”码和“1”码的平均光功率。 主放大器的另一个功能是实现自动增益控制(AGC)，使光接收机具有一定的动态范围，以保证在入射光强度变化时输出电流基本恒定。
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动态范围(DR)的定义是：在限定的误码率条件下，光接收机所能承受的最大平均接收光功率〈P〉max和所需最小平均接收光功率〈P〉min的比值，用dB表示。根据定义
DR=10lg (4.23) 动态范围是光接收机性能的另一个重要指标，它表示光接收机接收强光的能力，数字光接收机的动态范围一般应大于15 dB。 由于使用条件不同，输入光接收机的光信号大小要发生变化，为实现宽动态范围，采用AGC是十分有必要的。AGC一般采用直流运算放大器构成的反馈控制电路来实现。对于APD光接收机，AGC控制光检测器的偏压和放大器的输出； 对于PIN光接收机，AGC只控制放大器的输出。
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4.3线路编码 在光纤通信系统中，从电端机输出的是适合于电缆传输的双极性码。光源不可能发射负光脉冲，因此必须进行码型变换，以适合于数字光纤通信系统传输的要求。数字光纤通信系统普遍采用二进制二电平码，即“有光脉冲”表示“１”码， “无光脉冲”表示“0”码。但是简单的二电平码会带来如下问题： (1) 在码流中，出现“１”码和“0”码的个数是随机变化的， 因而直流分量也会发生随机波动(基线漂移)， 给光接收机的判决带来困难。 (2) 在随机码流中，容易出现长串连“１”码或长串连“0”码，这样可能造成位同步信息丢失，给定时提取造成困难或产生较大的定时误差。
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(3) 不能实现在线(不中断业务)的误码检测， 不利于长途通信系统的维护。
数字光纤通信系统对线路码型的主要要求是保证传输的透明性，具体要求有： (1) 能限制信号带宽，减小功率谱中的高低频分量。这样就可以减小基线漂移、提高输出功率的稳定性和减小码间干扰， 有利于提高光接收机的灵敏度。 (2) 能给光接收机提供足够的定时信息。因而应尽可能减少连“１”码和连“0”码的数目，使“1”码和“0”码的分布均匀， 保证定时信息丰富。 (3) 能提供一定的冗余码，用于平衡码流、误码监测和公务通信。但对高速光纤通信系统，应适当减少冗余码，以免占用过大的带宽。
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4.3.1扰码 为了保证传输的透明性，在系统光发射机的调制器前， 需要附加一个扰码器，将原始的二进制码序列加以变换，使其接近于随机序列。相应地，在光接收机的判决器之后，附加一个解扰器，以恢复原始序列。扰码与解扰可由反馈移位寄存器和对应的前馈移位寄存器实现。 扰码改变了“１”码与“0”码的分布， 从而改善了码流的一些特性。 例如： 扰码前： … 扰码后： … 但是， 扰码仍具有下列缺点：
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① 不能完全控制长串连“１”和长串连“0”序列的出现；
② 没有引入冗余， 不能进行在线误码监测； ③ 信号频谱中接近于直流的分量较大， 不能解决基线漂移。 因为扰码不能完全满足光纤通信对线路码型的要求， 所以许多光纤通信设备除采用扰码外还采用其它类型的线路编码。
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4.3.2mBnB码 mBnB码是把输入的二进制原始码流进行分组，每组有m个二进制码，记为mB，称为一个码字，然后把一个码字变换为n个二进制码，记为nB，并在同一个时隙内输出。这种码型是把mB变换为nB，所以称为mBnB码，其中m和n都是正整数， n>m，一般选取n=m+1。mBnB码有1B2B、3B4B、5B6B、 8B9B、 17B18B等等。 1. mBnB码编码原理 最简单的mBnB码是1B2B码，即曼彻斯特码，这就是把原码的“０”变换为“01”， 把“1”变换为“10”。
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因此最大的连“０”和连“１”的数目不会超过两个，例如1001和0110。但是在相同时隙内，传输1比特变为传输2比特， 码速提高了1倍。
以3B4B码为例，输入的原始码流3B码，共有(23)8个码字， 变换为4B码时， 共有(24)16个码字，见表4.2。为保证信息的完整传输，必须从4B码的16个码字中挑选8个码字来代替3B码。 设计者应根据最佳线路码特性的原则来选择码表。例如：在3B码中有2个“0”，变为4B码时补1个“１”；在3B码中有2个“1”， 变为4B码时补1个“0”。而000用0001和1110交替使用； 111用0111和1000交替使用。同时，规定一些禁止使用的码字， 称为禁字，例如0000和1111。
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表 4.23B和4B的码字
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作为普遍规则，引入“码字数字和”(WDS)来描述码字的均匀性，并以WDS的最佳选择来保证线路码的传输特性。所谓“码字数字和”，是在nB码的码字中，用“-1”代表“0”码， 用“+1”代表“１”码，整个码字的代数和即为WDS。 如果整个码字“１”码的数目多于“0”码，则WDS为正；如果“0”码的数目多于“1”码， 则WDS为负；如果“0”码和“1”码的数目相等，则WDS为0。例如：对于0111，WDS=+2；对于0001， WDS=-2；对于0011，WDS=0。 nB码的选择原则是：尽可能选择|WDS|最小的码字， 禁止使用|WDS|最大的码字。以3B4B为例，应选择WDS=0和WDS=±2的码字， 禁止使用WDS=±4的码字。表4.3 示出根据这个规则编制的一种3B4B码表，表中正组和负组交替使用。
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表 一种3B4B码表
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我国3次群和4次群光纤通信系统最常用的线路码型是5B6B码，其编码规则如下：
5B码共有(25)32个码字，变换6B码时共有(26)64个码字，其中WDS=0有20个，WDS=±2有15个，WDS=-2有15个，共有50个|WDS|最小的码字可供选择。由于变换为6B码时只需32个码字，为减少连“１”和连“0”的数目， 删去： 、 、 和111100。当然禁用WDS=±4和±6的码字。 表4.4示出根据这个规则编制的一种5B6B码表，正组和负组交替使用。 表中正组选用20个WDS=0和12个WDS=+2，负组选用20个WDS=0和12个WDS=-2。
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mBnB码是一种分组码，设计者可以根据传输特性的要求确定某种码表。mBnB码的特点是：
(1) 码流中“0”和“1”码的概率相等， 连“0”和连“1”的数目较少，定时信息丰富。 (2) 高低频分量较小，信号频谱特性较好，基线漂移小。 (3) 在码流中引入一定的冗余码， 便于在线误码检测。 mBnB码的缺点是传输辅助信号比较困难。因此，在要求传输辅助信号或有一定数量的区间通信的设备中，不宜用这种码型。
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2. 编译码器 有两种编译码电路：一种是组合逻辑电路，就是把整个编译码器都集成在一小块芯片上，组成一个大规模专用集成块， 国外设备大多采用这种方法；另一种是把设计好的码表全部存储到一块只读存储器(PROM)内而构成，国内设备一般采用这种方法。 以3B4B码为例，码表存储编码器的工作原理示于图4.22。 首先把设计好的码表存入PROM内，待变换的信号码流通过串 - 并变换电路变为3比特一组的码b1、b2、b3，并行输出作为PROM的地址码，在地址码作用下，PROM根据存储的码表， 输出与地址对应的并行4B码，再经过并 - 串变换电路，读出已变换的4B码流。
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图 码表存储编码器原理
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图中A、B、C三条线为组别控制控制线，当WDS=±2时， 从A、B分别送出控制信号， 通过C线决定组别。
译码器与编码器基本相同，只是除去组别控制部分。 译码时，把送来的已变换的4B信号码流，每4比特并联为一组， 作为PROM的地址，然后读出3B码，再经过并 - 串变换还原为原来的信号码流。 其他的mBnB码编译码电路原理相同，只是电路复杂程度有所区别而已。
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4.3.3插入码 插入码是把输入二进制原始码流分成每m比特(mB)-一组，然后在每组mB码末尾按一定规律插入一个码，组成m+1个码为一组的线路码流。 根据插入码的规律，可以分为mB1C码、mB1H码和mB1P码。 1. 插入码的编码原理 mB1C码的编码原理是，把原始码流分成每m比特(mB)一组， 然后在每组mB码的末尾插入1比特补码，这个补码称为C码， 所以称为mB1C码。补码插在mB码的末尾，连“0”码和连“1”码的数目最少。
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mB1C码的结构如图4.23所示，例如： mB码为： …… mB1C码为： …… C码的作用是引入冗余码，可以进行在线误码率监测； 同时改善了“0”码和“1”码的分布，有利于定时提取。 mB1H码是mB1C码演变而成的，即在mB1C码中，扣除部分C码，并在相应的码位上插入一个混合码(H码)，所以称为mB1H码。所插入的H码可以根据不同用途分为三类：第一类是C码，它是第m位码的补码，用于在线误码率监测；第二类是L码，用于区间通信；第三类是G码，用于帧同步、公务、数据、监测等信息的传输。
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常用的插入码是mB1H码，有1B1H码、4B1H码和8B1H码。以4B1H码为例，它的优点是码速提高不大，误码增值小； 可以实现在线误码检测、区间通信和辅助信息传输。缺点是码流的频谱特性不如mBnB码。但在扰码后再进行4B1H变换， 可以满足通信系统的要求。 在mB1P码中，P码称为奇偶校验码， 其作用和C码相似， 但P码有以下两种情况： (1) P码为奇校验码时， 其插入规律是使m+1个码内“1”码的个数为奇数， 例如：
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mB码为： …… mB1P码为： …… 当检测得m+1个码内“１”码为奇数时，则认为无误码。 (2) P码为偶校验码时，其插入规律是使m+1个码内“１”码的个数为偶数，例如： m B码为： …… mB1P码为： …… 当检测得m+1个码内“１”码为偶数时， 则认为无误码。
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2. 编译码器 和mBnB码不同，mB1H码没有一一对应的码结构，所以mB1H码的变换不能采用码表法，一般都采用缓存插入法来实现。 图4.24示出4B1H编码器原理，它由缓存器、写入时序电路、插入逻辑和读出时序电路四部分组成。4B1H码是每4个信号码插入一个H码， 因此变换后码速增加1/4。设信号码的码速为 kb/s， 经4B1H变换后， 线路码的码速为(5/4) kb/s= kb/s。 kb/s的NRZ信号码送入缓存器。
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图 B1H编码器原理
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缓存器是4D触发器， 它利用锁相环中的4分频信号作为写入时序脉冲，随机但有顺序地把 kb/s信号码流分为4比特一组，与H码一起并联送入插入逻辑。插入逻辑电路实际上是一个5选1的电路，它利用锁相环中5分频电路输出读出时序脉冲。由插入逻辑输出码速为 kb/s的4B1H码。 图4.25示出4B1H译码器原理，它由B码还原、H码分离、帧同步和相应的时钟频率变换电路组成。把42960 kb/s的4B1H码加到缓存器，因4B1H码是5比特为一组，所以缓存器应有5级， 并用不同的时钟写入。
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图 B1H译码器原理
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频率变换电路要保证向各个部分提供所需的准确时钟信号。通过缓存器，实际上已把B码和H码分开， 只要用 kHz的时钟把B码按顺序读出，B码就还原了。B码的还原电路实际上就是并串变换电路，由4选1电路来实现。 数字光纤通信系统常用几种线路码的主要性能列于表4.5。
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