高频电子线路 贵州电子信息职业技术学院 电子工程系.

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1 高频电子线路 贵州电子信息职业技术学院 电子工程系

2 反馈控制是现实物理过程中的一个基本现象。反馈控制方法的采用是为了准确地调整某一个系统或单元的某些状态参数。
如采用反馈控制方法稳定放大器增益是反馈控制在电子线路领域最典型的应用之一。 为稳定系统状态而采用的反馈控制系统是一个负反馈系统。它由下图所示的三部分组成。 图7-1 反馈控制系统的组成

3 整个系统的功能就是使输出状态跟踪输入信号（基准）或它的平均值的变化。控制过程总是使调整后的误差以与起始误差相反的方向变化，结果逐渐减小绝对误差，最终趋向于一个极限值。
根据控制状态参数的不同，在高频电路中，反馈控制电路可分为四类： 自动增益控制（AGC）：调整输出电压振幅 自动功率控制（APC）：调整功率放大器输出功率 自动频率控制（AFC）：调整振荡信号的频率 自动相位控制（PLL）：调整振荡信号的相位

4 学习项目七 反馈控制电路 7.1 自动增益控制电路 7.2 自动频率控制电路 7.3 锁相环路 7.4 频率合成器 

5 7.1 自动增益控制电路 具有AGC电路的接收机组成框图如下图所示。 图7―2 具有AGC电路的接收机组成框图

6 7.1.1 工作原理 自动增益控制是用负反馈控制的方法动态地调整放大器的增益，使得输入电压幅度在相当大的范围内变化时，放大器输出电压振幅的平均值能基本保持恒定。 设输入信号振幅为Ui,输出信号振幅为Uo,可控增益放大器增益为Kv(uc),它是控制电压uc的函数,则有 自动增益控制电路框图如图7-3所示。 (7―1)

7 图7―3 自动增益控制电路框图

8 7.1.2 自动增益控制电路 根据输入信号的类型、特点以及对控制的要求，AGC电路主要有以下几种类型。 1．简单AGC电路
自动增益控制电路 根据输入信号的类型、特点以及对控制的要求，AGC电路主要有以下几种类型。 1．简单AGC电路 在简单AGC电路里,参考电平Ur＝0。这样,只要输入信号振幅Ui增加,AGC的作用就会使增益Kv减小,从而使输出信号振幅Uo减小。图7―4为简单AGC的特性曲线。 简单AGC电路的优点是线路简单，在实用电路中不需要电压比较器；主要缺点是，一有外来信号，AGC立即起作用，接收机的增益就受控制而减小，这对提高接收机的灵敏度是不利的，尤其在外来信号很弱时。故简单AGC电路适用于输入信号振幅较大的场合。

9 图7―4 简单AGC特性曲线

10 在延迟AGC电路里有一个起控门限,即比较器参考电压Ur,它对应的输入信号振幅Uimin,如图7―5所示。

11 图7―5 延迟AGC特性曲线

12 7.1.3 放大器的增益控制 由于高频放大器的谐振增益为：
放大器的增益控制 由于高频放大器的谐振增益为： 从上式可知放大器的增益与晶体管的正向传输导纳 成正比，而 的大小与晶体管的工作点电流IQ有关。因此，通过改变晶体管发射极电流IE，可以改变 ，从而实现改变放大器的电压增益Au0。 晶体管的－特性曲线如图7-7所示。从曲线可知AGC分正向AGC和反向AGC，相应的电路中AGC控制电压应分别加在晶体管的基极和发射极，即可实现放大器的增益控制。 （7-2）

13 图7-7 晶体管 －IE特性曲线

14 7.2 自动频率控制电路 工作原理 自动频率控制（AFC）电路由频率比较器、低通滤波器和可控频率器件三部分组成,如图7―8所示。 频率比较器通常是鉴频器，参考频率ωr与鉴频器的中心角频率ω0相等。 可控频率器件通常是压控振荡器（VCO）,其输出振荡角频率可写成 自动频率控制电路是利用误差信号的反馈作用来控制被稳定的振荡器频率，使之稳定。误差信号是由鉴频器产生的，它与鉴频器的两个输入信号频率差成正比，显然达到最后稳定状态时，两个频率不可能完全相等，必定存在剩余频差： 。 (7―3)

15 图7―8 自动频率控制电路的组成

16 应用 自动频率微调电路（简称AFC电路） 图7―9是一个调频通信机的AFC系统的方框图。这里是以固定中频fI作为鉴频器的中心频率,亦作为AFC系统的标准频率。 当混频器输出差频 不等于fI时，鉴频器即有误差电压输出，通过低通滤波器，得到直流电压输出，用来控制本振（压控振荡器），从而使f0改变，直到 减小到等于剩余频差为止。这固定的剩余频差叫做剩余失谐。

17 图7―9 调频通信机的AFC系统方框图

18 7.3 锁相环路 工作原理 锁相环PLL(Phase-Locked Loop)是一个相位负反馈控制系统。它由鉴相器(Phase Detector,缩写为PD)、环路滤波器(Loop Filter,缩写为LF)和电压控制振荡器(Voltage Controlled Oscillator,缩写为VCO)三个基本部件组成,如图7―10所示。 图7―10 锁相环的基本构成

19 设参考信号为 若参考信号是未调载波时,则θr(t)=θr=常数。设输出信号为 两信号之间的瞬时相差为
(7―4) 若参考信号是未调载波时,则θr(t)=θr=常数。设输出信号为 (7―5) 两信号之间的瞬时相差为 （7―6） 由频率和相位之间的关系可得两信号之间的瞬时频差为 (7―7)

20 锁定后两信号之间的相位差表现为一固定的稳态值。即
（7―8） 此时,输出信号的频率已偏离了原来的自由振荡频率ω0(控制电压uc(t)=0时的频率),其偏移量由式(7―7)和(7―8)得到为 (7―9) 这时输出信号的工作频率已变为 (7―10)

21 由上可知，锁相环路是通过对相位的控制来实现对频率的控制，可以实现无误差的频率跟踪。它与自动频率控制电路一样都是实现频率跟踪的自动控制电路，但自动频率控制电路只能实现有固定频差的频率跟踪。

22 基本环路方程 1.鉴相器 鉴相器（PD）又称为相位比较器,它是用来比较两个输入信号之间的相位差θe(t)。鉴相器输出的误差信号ud(t)是相差θe(t)的函数，即ud(t)＝f[θe(t)] 。 鉴相器按其鉴相特性可分为正弦型、三角型和锯齿型等。图7-11所示的是正弦鉴相器，它由模拟乘法器与低通滤波器串接而成。 图7―11 正弦鉴相器模型

23 若以压控振荡器的载波相位ω0t作为参考，将输出信号uo(t)与参考信号ur变形
(7―11) (7―12) 式中，θ2(t)=θ0(t), (7―13) 将uo(t)与ur(t)相乘,经低通滤除2ω0分量,可得 (7―14) 由（7-14）可得正弦鉴相器的数学模型如图7-12所示，鉴相特性如图7-13所示。Ud在一定程度上反映了鉴相器的灵敏度。

24 图7―12 线性鉴相器的频域数学模型

25 图7―13 正弦鉴相器的鉴相特性

26 环路滤波器(LF)是一个线性低通滤波器,用来滤除误差电压ud(t)中的高频分量和噪声,更重要的是它对环路参数调整起到决定性的作用。
2.环路滤波器 环路滤波器(LF)是一个线性低通滤波器,用来滤除误差电压ud(t)中的高频分量和噪声,更重要的是它对环路参数调整起到决定性的作用。 环路滤波器的模型如图7-14所示。 图7―14 环路滤波器的模型 (a)时域模型;(b)频域模型

27 这是最简单的低通滤波器,电路如图7―15(a)所示,其传递函数为
1)　RC积分滤波器 这是最简单的低通滤波器,电路如图7―15(a)所示,其传递函数为 2) 无源比例积分滤波器 无源比例积分滤波器如图7―16(a)所示。与RC积分滤波器相比,它附加了一个与电容C串联的电阻R2,这样就增加了一个可调参数。它的传递函数为 (7―15) (7―16)

28 图7―15 RC积分滤波器的组成与频率特性 (a)组成;(b)频率特性

29 图7―16 无源比例积分滤波器 (a)组成; (b)频率特性

30 有源比例积分滤波器由运算放大器组成,电路如图7-17(a)所示。当运算放大器开环电压增益A为有限值时,它的传递函数为
3) 有源比例积分滤波器 有源比例积分滤波器由运算放大器组成,电路如图7-17(a)所示。当运算放大器开环电压增益A为有限值时,它的传递函数为 (7―17) 式中，τ1’=(R1+AR1+R2)C;τ2=R2C。若A很高,则 (7―18)

31 图7―17 有源比例积分滤波器 (a)电路; (b)频率特性

32 压控振荡器(VCO)是一个电压-频率变换器,在环路中作为被控振荡器,它的振荡频率应随输入控制电压uc(t)线性地变化,即
3. 压控振荡器 压控振荡器(VCO)是一个电压-频率变换器,在环路中作为被控振荡器,它的振荡频率应随输入控制电压uc(t)线性地变化,即 式中，ωv(t)是VCO的瞬时角频率，kd是线性特性斜率，表示单位控制电压可使VCO角频率变化的数值。因此又称为VCO的控制灵敏度或增益系数,单位为［rad/V·s］。在锁相环路中，VCO的输出对鉴相器起作用的不是瞬时角频率而是它的瞬时相位，即 （7―19）

33 （7―20） 将此式与式(7―11)比较,可知以ω0t为参考的输出瞬时相位为 （7―21）

34 由此可见,VCO在锁相环中起了一次积分作用,因此也称它为环路中的固有积分环节。式(7―21)就是压控振荡器相位控制特性的数学模型,若对式(7―21)进行拉氏变换,可得到在复频域的表示式为
（7―22） （7―23）

35 图7―18 VCO的复频域模型

36 复时域分析时可用一个传输算子F(p)来表示，其中p(≡d/dt)是微分算子。由图7―19,我们可以得出锁相环路的基本方程
4. 环路相位模型和基本方程 复时域分析时可用一个传输算子F(p)来表示，其中p(≡d/dt)是微分算子。由图7―19,我们可以得出锁相环路的基本方程 (7―24) (7―25)

37 图7―19 锁相环路的相位模型

38 将式(7―25)代入式(7―24)得 则 （7―26） 设环路输入一个频率ωr和相位θr均为常数的信号,即
式中，ω0是控制电压uc(t)=0时VCO的固有振荡频率;θr是参考输入信号的初相位。令 则 （7―27）

39 将式(7―27)代入式(7―26)可得固定频率输入时的环路基本方程:
（7―28） 右边第二项是闭环后VCO受控制电压uc(t)作用引起振荡频率ωv相对于固有振荡频率ω0的频差(ωv-ω0)，称为控制频差。由式(7―28)可见,在闭环之后的任何时刻存在如下关系: 瞬时频差=固有频差-控制频差 （7―29）

40 锁相环工作过程的定性分析 1.锁定状态 当在环路的作用下,调整控制频差等于固有频差时,瞬时相差θe(t)趋向于一个固定值,并一直保持下去,即满足 此时可以认为锁相环路进入锁定状态。环路对输入固定频率的信号锁定后，输入到鉴相器的两信号之间无频差，只有一固定的稳态相差θe(t)。此时的误差电压Udsinθe(∞)为直流，它经过F（j0）的过滤作用之后得到控制电压UdF（j0）sinθe(∞)也是直流。 锁定时的环路方程为 （7―30） （7―31）

41 锁定正是在由稳态相差θe(∞)产生的直流控制电压作用下,强制使VCO的振荡角频率ωv相对于ω0偏移了Δω0而与参考角频率ωr相等的结果。即
从中解得稳态相差 锁定正是在由稳态相差θe(∞)产生的直流控制电压作用下,强制使VCO的振荡角频率ωv相对于ω0偏移了Δω0而与参考角频率ωr相等的结果。即 （7―32） （7―33）

42 当Δωv大得足以补偿固有频差Δω0时，环路维持锁定，因而有
2. 跟踪过程 跟踪是在锁定的前提下，输入的参考频率和相位在一定的范围内，以一定的速率发生变化时，输出信号的频率和相位以同样的规律跟随变化，这一过程称为环路的跟踪过程。如ωr Δω θe(∞) Uc (∞) Δωv 。 当Δωv大得足以补偿固有频差Δω0时，环路维持锁定，因而有 则 如果继续增大Δω0,使｜Δω0｜＞K0UdF(j0),则环路失锁(ωv≠ωr)。因此,我们把环路能够继续维持锁定状态的最大固有频差定义为环路的同步带: （7―34）

43 3.失锁状态 失锁状态就是瞬时频差(ωr-ωv)总不为零的状态。这时，鉴相器输出电压ud(t)为一上下不对称的稳定差拍波，其平均分量为一恒定的直流。正是这样的的直流电压通过环路滤波器的作用使VCO的平均频率ωv偏离ω0向ωr靠拢,这就是环路的频率牵引效应。

44 当Δω0减小到某一范围时，鉴相器输出的误差电压ud(t)是上下不对称的差拍波，其平均分量（即直流分量）不为零。
4. 捕获过程 开机时,鉴相器输入端两信号之间存在着起始频差(即固有频差)Δω0= ωr-ωv,其相位差Δω0t。因此,鉴相器输出的是一个角频率等于频差Δω0的差拍信号,即 若Δω0很大,ud(t)差拍信号的拍频很高,易受环路滤波器抑制,这样加到VCO输入端的控制电压uc(t)很小,控制频差建立不起来,ud(t)仍是一个上下接近对称的稳定差拍波，环路不能入锁。 当Δω0减小到某一范围时，鉴相器输出的误差电压ud(t)是上下不对称的差拍波，其平均分量（即直流分量）不为零。 （7―35）

45 通过环路滤波器的作用，使控制电压中的直流分量增加，从而牵引着VCO的频率ωv平均地向ωr靠拢。这使得ud(t)的拍频减小，增大差拍波的不对称性，即增大直流分量，这又将VCO的频率ωv进一步接近ωr 。经过一段时间后，当平均频差减小到某一频率范围时，频率捕获过程结束。 此后进入相位捕获过程， θe(t)最终趋于稳态值θe(∞)，同时ud(t)、uc (t)也分别趋于它们的稳态值Udsin θe(∞) 、Uc (∞) ，压控振荡器的输出频率被锁定在参考信号频率ωr上，使 （ ωv = ωr ），捕获全过程即告结束，环路锁定。

46 图7―20 频率捕获锁定示意图

47 环路能否发生捕获是与固有频差的Δω0大小有关。只有当|Δω0|小到某一频率范围时,环路才能捕获入锁,这一范围称为环路的捕获带Δωp。它定义为在失锁状态下能使环路经频率牵引,最终锁定的最大固有频差|Δω0|max，即 （7―36）

48 7.3.4 锁相环路的应用 由以上的讨论已知,锁相环路具有以下几个重要特性:
环路锁定后,没有剩余频差。压控振荡器的输出频率严格等于输入信号的频率。 跟踪特性。环路锁定后,当输入信号频率ωr稍有变化时,VCO的频率立即发生相应的变化,最终使VCO输出频率ωv=ωr。 滤波特性。锁相环通过环路滤波器的作用,具有窄带滤波特性,能够将混进输入信号中的噪声和杂散干扰滤除。 易于集成化。组成环路的基本部件都易于采用模拟集成电路。环路实现数字化后,更易于采用数字集成电路。

49 用锁相环调频,能够得到中心频率高度稳定的调频信号,图7―21是这种方法的方框图。
下面介绍锁相环的几种应用。 1.锁相调频与解调 用锁相环调频,能够得到中心频率高度稳定的调频信号,图7―21是这种方法的方框图。 图7―21 锁相环路调频器方框图

50 实现调制的条件：调制信号的频谱要处于低通滤波器通频带之外，并且调频指数不能太大。
利用满足上述调制条件的调制信号去线性控制VCO输出信号的瞬时频率，同时其中心频率通过窄带PLL精确锁定于晶振的频率，而不受调制信号的影响，从而在VCO的输出端可以得到中心频率高度稳定的调频信号。

51 调制跟踪锁相环本身就是一个调频解调器。将环路滤波器带宽设计成调制信号带宽，它利用锁相环路良好的调制跟踪特性,使锁相环路跟踪输入调频信号瞬时相位的变化,即跟踪FM信号中反映调制规律变化的瞬时频偏，从而使VCO控制端获得解调输出。锁相环鉴频器的组成如图7―22所示。 图7―22 锁相鉴频器

52 设输入的调频信号为 其调制信号为uΩ(t)=UΩcosΩt，mf为调频指数。同时假设环路处于线性跟踪状态,且输入载频ωi等于VCO自由振荡频率ω0,则可得到调频波的瞬时相位为 现以VCO控制电压uc(t)作为解调输出,那么可先求出环路的输出相位θ2(t),再根据VCO控制特性θ2(t)=K0uc(t)/p,不难求得解调输出信号uc(t)。 （7―37） （7―38）

53 设锁相环路的闭环频率响应为H(jΩ),则输出相位为
因而解调输出电压为 式中, (7―39)   (7―40)

54 Δωm为调频信号的最大频偏。对于设计良好的调制跟踪锁相环,在调制频率范围内｜H(jΩ)｜≈1,相移∠H(jΩ)也很小。因此，uc(t)确是良好的调频解调输出。
各种通用锁相环集成电路都可以构成调频解调器。图7―23为用NE562集成锁相环构成的调频解调器。 

55 FM信号输入 （同步带调节） 图7―23 NE562调频解调器

56 2. 同步检波器 用锁相环对调幅信号进行解调,实际上是利用锁相环路提供一个稳定度高的相干载波信号电压,与调幅波在非线性器件中乘积检波,输出的就是原调制信号。AM信号频谱中,除包含调制信号的边带外,还含有较强的载波分量,使用载波跟踪环（其中环路滤波器的带宽远小于AM信号带宽）可将载波分量提取出来,再经90°移相,可用作同步检波器的相干载波。这种同步检波器如图7―24所示。

57 图7―24 AM信号同步检波器

58 输入信号中载波分量为Uicosωit,用载波跟踪环提取后输出为uo(t)=Uosin(ωit+θ0),经90°移相后,得到相干载波
设输入信号为 输入信号中载波分量为Uicosωit,用载波跟踪环提取后输出为uo(t)=Uosin(ωit+θ0),经90°移相后,得到相干载波 式中θ0 为稳态相差，通常θ0 ≈0，将ur(t)与ui(t)相乘,经低通滤波后,得到的输出信号就是恢复出来的调制信号。 (7―41) (7―42)

59 3.锁相倍频、分频和混频 锁相倍频 锁相倍频电路基本组成框图如图7-25所示。在基本锁相环路的反馈通道中插入分频器组成。当环路锁定时，有fr=f0/N，因此f0 =N fr，从而实现倍频。 图7-25 锁相倍频电路框图

60 锁相分频 锁相分频电路基本组成框图如图7-26所示。在基本锁相环路的反馈通道中插入倍频器组成。当环路锁定时，有fr=Nf0，因此f0 = fr/ N ，从而实现分频。 图7-26 锁相分频电路框图

61 锁相混频电路基本组成框图如图7-27所示。在基本锁相环路反馈通道中插入混频器和中频放大器组成。当环路锁定时，有 ，则 ，从而实现混频。
锁相混频电路基本组成框图如图7-27所示。在基本锁相环路反馈通道中插入混频器和中频放大器组成。当环路锁定时，有 ，则 ，从而实现混频。 图7-27 锁相混频电路框图

62 锁相环路除了以上的应用外,还可广泛地应用于电视机彩色副载波提取,调频立体声解码、电机转速控制、微波频率源、锁相接收机、移相器、位同步、以及各种调制方式的调制器和解调器、频率合成器等。

63 7.4 频率合成器 频率合成器及其技术指标 频率合成是指以一个或少量的高准确度和高稳定的标准频率作为参考频率，由此导出多个或大量的输出频率，这些输出频率的准确度和稳定度与参考频率一致。 频率合成器的输出频率是通过对标准频率在频域内进行加、减、乘、除来实现的，可以用混频、倍频和分频等电路来实现。 频率合成器的主要技术指标有： 1．频率范围 频率范围是指频率合成器输出的最低频率fomin和最高频率fomax之间的变化范围,也可用覆盖系数k=fomax/fomin表示（k又称之为波段系数）。如果覆盖系数k>2-3时,整个频段可以划分为几个分波段。在频率合成器中,分波段的覆盖系数一般取决于压控振荡器的特性。

64 2．频率间隔（频率分辨率） 频率合成器的输出是不连续的。两个相邻频率之间的最小间隔,就是频率间隔。频率间隔又称为频率分辨率。不同用途的频率合成器,对频率间隔的要求是不相同的。对短波单边带通信来说,现在多取频率间隔为100Hz,有的甚至取10Hz、1Hz乃至0.1Hz。对超短波通信来说,频率间隔多取50kHz、25kHz等。在一些测量仪器中,其频率间隔可达兆赫兹量级。

65 3．频率转换时间 频率转换时间是指频率合成器从某一个频率转换到另一个频率,并达到稳定所需要的时间。它与采用的频率合成方法有密切的关系。 4．准确度与频率稳定度 频率准确度是指频率合成器工作频率偏离规定频率的数值,即频率误差。而频率稳定度是指在规定的时间间隔内,频率合成器频率偏离规定频率相对变化的大小。 5．频谱纯度 影响频率合成器频谱纯度的因素主要有两个,一是相位噪声,二是寄生干扰。相位噪声是瞬间频率稳定度的频域表示,在频谱上呈现为主谱两边的连续噪声,如图7-28所示。寄生干扰是非线性部件产生的，其中最严重的混频器，它表现为一些离散的频谱。

66 图7―28 频率合成器的频谱

67 7.4.2 频率合成器的类型 频率合成器可分为直接式频率合成器,间接式（或锁相）频率合成器和直接式数字频率合成器。
频率合成器的类型 频率合成器可分为直接式频率合成器,间接式（或锁相）频率合成器和直接式数字频率合成器。 1．直接式频率合成器（DS） 直接式频率合成器是最先出现的一种合成器类型的频率信号源。这种频率合成器原理简单,易于实现。其合成方法大致可分为两种基本类型:一种是非相干式合成方法;另一种是相干式合成方法。 2．间接式频率合成器（IS） 间接式频率合成器又称为锁相频率合成器。锁相频率合成器是目前应用最广的频率合成器,也是本节主要介绍的内容。

68 直接式频率合成器中所固有的那些缺点,如体积大、成本高、输出端出现寄生频率等,在锁相频率合成器中就大大减少了。基本的锁相频率合成器如图7―29所示。当锁相环锁定后,相位检波器两输入端的频率是相同的,即
VCO输出频率fo经N分频得到 所以输出频率是参考频率fr的整数倍,即 (7―43) (7―44) (7―45)

69 图7―29 基本锁相频率合成器

70 转换时间取决于锁相环的非线性性能,精确的表达式目前还难以导出,工程上常用的经验公式为
转换时间大约等于25个参考频率的周期。分辨率与转换时间成反比。例如fr=10Hz,则ts=2.5s,这显然难以满足系统的要求。 固定分频器的工作频率明显高于可变分频器,超高速器件的上限频率可达千兆赫兹以上。若在可变分频器之前串接一固定分频器的前置分频器,则可大大提高VCO的工作频率,如图7―30所示。前置分频器的分频比为M,则可得 (7―46） （7 －47）

71 图7―30 有前置分频器的锁相频率合成器

72 有前置分频器的锁相频率合成器的分辨率有所下降。降低可编程分频器的工作频率，也可以采用一个本地振荡器通过混频将频率下移，如图7-34所示。当环路锁定时，有fd=fr=(f0-fL)/N，则f0= fL+N fr。 锁相频率合成器的频率分辨率取决于fr，为提高分辨率应取较低的fr；转换时间ts也取决于fr，为使转换时间短应取较高的fr，这两者是矛盾的。 可变分频器的频率上限与合成器的工作频率之间也是矛盾的。上述前置分频器和下变频的简单方法不能从根本上解决这些矛盾，近年来出现的变模分频锁相频率合成器、小数分频锁相频率合成器以及多环锁相频率合成器等的性能有了明显的改善，满足了各类应用的需求。

73 fL fo－fL 图7―34 下变频锁相频率合成器

74 3．直接数字式频率合成器（DDS） 直接数字式频率合成器是近年来发展非常迅速的一种器件,它采用全数字技术,具有分辨率高、频率转换时间短、相位噪声低等特点,并具有很强的调制功能和其它功能。

75 7.4.3 锁相频率合成器 1．单环锁相频率合成器 基本的单环锁相频率合成器的构成如图7―29所示。环中的÷N分频器采用可编程的程序分频器,合成器输出频率为 式中fr为参考频率,通常是用高稳定度的晶体振荡器产生,经过固定分频比的参考分频之后获得的。这种合成器的分辨率为fr。 （7―48）

76 图7―35（a）是通用型单片集成锁相环L562（NE562）和国产T216可编程除10分频器构成的单环锁相环频率合成器,它可完成10以内的锁相倍频,即可得到1～10倍的输入信号频率输出,图7―35（b）为L562的内部结构图。

77 图7―35 L562的内部结构 （a）L562频率合成器；（b）L562内部框图

78 2．变模分频锁相频率合成器 在基本的单环锁相频率合成器中,VCO的输出频率是直接加到可编程分频器上的。目前可编程分频器还不能工作到很高的频率上,这就限制了这种合成器的应用。加前置分频器后固然能提高合成器的工作频率,但这是以降低频率分辨率为代价的。 图7―36为采用双模分频器的锁相频率合成器的组成框图。

79 图7―36 双模分频锁相频率合成器

80 双模分频器有两个分频模数,当模式控制为高电平时分频模数为V＋1,当模式控制为低电平时分频模式为V。双模分频器的输出同时驱动两个可编程分频器,它们分别预置在N1和N2,并进行减法计数。在一个完整的周期中,输入的周期数为 则频率合成器的输出频率为 假若V＝10,N2=0~9,N1=10~19,则 那么，频率合成器的输出频率为 (7―49) (7―50)

81 集成锁相环频率合成器 集成锁相频率合成器是一种专用锁相电路。它是发展很快、采用新工艺多的专用集成电路。它将参考分频器、参考振荡器、数字鉴相器、各种逻辑控制电路等部件集成在一个或几个单元中,以构成集成频率合成器的电路系统。 1．MC145146－1 MC145146－1是一块20脚陶瓷或塑料封装的,由四位总线输入、锁存器选通和地址线编程的大规模单片集成锁相双模频率合成器,图7―37给出了它的方框图。

82 图7―37 MC145146－1方框 7 8 OSC 12 位 ÷R 计数器 2 D 20 10 11 9 A ST 锁存器 控制电路 L
in out 12 位 ÷R 计数器 2 D 1 20 10 11 9 A ST 锁存器 控制电路 L 3 4 5 L ÷ N f 锁定检测 PD B 13 15 16 17 18 R v F V 控制逻辑 Mod 14 DD : 端 6 SS 图7―37 MC145146－1方框

83 表7―4 MC 地址码与锁存器的选通关系

84 ST（12端）:数据选通控制端,当ST是高电平时,可以输入D0~D3输入端的信息,ST是低电平时,则锁存这些信息。
PDout（5端）:鉴相器的三态单端输出。当频率fv＞fr或fv相位超前时,PDout输出负脉冲;当相位滞后时,输出正脉冲;当fv＝fr且同相位时,输出端为高阻抗状态。 LD（13端）:锁定检测器信号输出端。当环路锁定时（fv与fr同频同相）,输出高电平,失锁时输出低电平。

85 ΦV、ΦR(16、17端):鉴相器的双端输出。可以在外部组合成环路误差信号,与单端输出PDout作用相同,可按需要选用。
图7―38是一个微机控制的UHF移动电话信道的频率合成器,工作频率为450MHz。  

86 图7―38 采用MC145146－1的UHF移动无线电话频率合成器

87 图7―39给出了一个800MHz蜂窝状无线电系统用的666个信道、微机控制的移动无线电话频率合成器。接收机第一中频是45MHz,第二中频是11.7MHz,具有双工功能,收发频差45MHz。参考频率fr＝7.5kHz,参考分频比R＝1480。环路总分频比NT＝32*N＋A＝ 27501~28188， N=859~880,A=0~31,锁相环VCO输出频率fv＝NTfr＝ ~ MHz。

88 图7―39 采用MC145146－1的800MHz移动无线电话频率合成器

89 2．MC145151－1 MC 与MC 结构类似,不同点在于MC 是单模锁相频率合成器,其可编程÷N计数器为14位,则N=3～16388。 MC145151－1是一块由14位并行码输入编程的的单模CMOS、LSI单片集成锁相频率合成器,其组成方框图如图7―40所示。

90 图7―40 MCA145151－1方框图

91 MC145151－1是28脚陶瓷或塑料封装型电路,现将各引出端的作用说明如下:
OSCin、OSCout（26、27端）:参考振荡器的输入和输出端。 RA0、RA1、RA2（5、6、7端）:参考地址输入端。 fin（1端）:÷N计数器的输入端。 fv（10端）:÷N计数器的输出端。 N0~N13（11～20及22～25端）:÷N计数器的预置端。 T／R（21端）:收／发控制端。

92 PDout（4端）:PDA三态输出端。 ΦR、ΦV（8、9端）:PDB两个输出端。 LD（28端）:锁定检测输出端。 图7―41是一个采用MC145151－1的单环本振电路。 图7―42为一个采用MC145151－1组成的UHF陆地移动电台频率合成器。 与MC 对应的是MC ,它是一块由16位并行码编程的双模CMOS、LSI单片锁相频率合成器,除程序分频器外与MC 基本相同。MC 是单模工作的,而MC 是双模工作的。

93 表7―5 MC 参考地址码与参考分频比的关系

94 图7―41 采用MC145151－1的5～5.5MHz本振电路

95 图7―42 采用MC145151－1组成的UHF陆地移动电台频率合成器