開關電源基本原理与設計介紹.

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1 開關電源基本原理与設計介紹

2 Summary 基本原理介紹 開關電源中的相關設計

3 基本原理介紹 DC-DC變換器主要架构及其拓補 EMI 部分 PFC 部分 同步整流部分 均流技術 保護与控制線路

4 SPS基本原理框圖

5 基本原理簡介 一般由三部分組成:一是輸入回路.二是輸出回路.三是控制回路.
輸入回路由EMI濾波電路.高壓整流濾波.隔離變壓器初級和高壓方波切割元件所組成，其與電網直接連接高電壓.輸出回路由隔離變壓器次級.低壓整流濾波 電路所組成，其與控制回路都由低壓電子元器件組成.輸入回路與輸出回路兩者 間採用隔離變壓器進行隔離確保人身與低壓電子器件之安全，這樣不僅達到高 低電壓隔離,還做到高低電壓的轉換功能. 工作原理 交流輸入電壓(AC)經EMI濾波電路濾波一些電網來的干擾與雜訊後, 直接予以整流與濾波得到高壓直流(DC).再將直流高壓進入方波切割器件(MOSFET)中,切割成20~200KHZ的高頻電壓方波信號.該方波信號進入隔離變壓器初級,而由次級所感應出的低壓交流電勢經整流濾波後,得到低壓穩定直流輸出,供給負載.不管輸入電壓有無變化或輸出負載是否變動,都要保持輸出直流電壓的穩定.因此,經直流輸出監控電路對輸出電壓加以監控,並把信號回饋給PWM邏輯控制電路調整占空比.從而調整輸出電壓達到穩定效果.當負載發生故障(如:短路,過載等)時可通過保護電路把信號迅速回饋給PWM邏輯控制電路使方波切換元件停止工作,達到保護的功能.

6 Boost DC-DC變換器主要架构 peak drain current .peak drain voltage
2. Boost (step up) Ideal transfer function peak drain current .peak drain voltage Average diode currents Diode voltages (vrm

7 Boost變換器工作狀態

8 Boost DC-DC變換器主要架构 DPS-350MB A BOOST CIRCUIT

9 Buck DC-DC變換器主要架构 peak drain current peak drain voltage
1.Buck (step down) Ideal transfer function peak drain current peak drain voltage Diode voltages (vrm) Average diode currents

10 Buck變換器工作狀態

11 Buck變換器工作原理 當S關閉時,電流就會順向地流經電感器L,此時在負載上就會有帶極性的輸出電壓產生,如上面圖2所示,當開關打開時,電感器L會改變磁場,二級体D則為順向偏壓狀態,因此在電容器C中就會有電流流過,因此在負載RL上輸出電壓的極性仍是相同的,一般我們稱此二級体D為飛輪二級体. 由于此種轉換動作,使得輸出電源是一种連續而非脈動電流形式,相對的由于開關S在ON/OFF之間改變,所以輸入電流則為不連續形式,也就是所謂的脈動電流形式.

12 Buck DC-DC變換器主要架构 實際舉例 DPS-350MB A BUCK CIRCUIT

13 Buck&Boost DC-DC變換器主要架构
Voltage and current waveforms Boost Buck

14 BUCK-BUST(FLYBACK)變換器
原理圖

15 BUCK-BUST(FLYBACK)變換器
工作狀態

16 BUCK-BUST(FLYBACK)變換器
工作原理 當電路中的開關S關閉時,電流就會流經電感L,並將能量儲存于其中,由于電壓極性的關系,二級体D是在逆向偏壓狀態,此時負載電阻RL上就沒有電壓輸出. 當開關S打開時,由于磁場的消失,電感L呈逆向極性,二級体D為順向偏壓,環路中則有Ic感應電流產生,因此負載RL上的輸出電壓极性正好和輸入電壓极性相反,由于開關ON/OFF的作用,使得電感器的電流交替地在輸入与輸出間,連續不斷的改變其方向,不過這二者電流都是屬于脈動電流形式. 所以該變換器電路中,當開關是在導通周期時,能量是儲存在電感器裏,反之,當開關是在打開周期時能量會轉移至負載上.

17 Isolated Forward DC-DC變換器拓補
Ideal transfer function Peak drain current Peak drain voltage Average diode currents   Diode voltages (vrm)

18 Isolated Forward 工作原理 由于該轉換器中使用的隔离元件是一個真正的變壓器,因此為了獲得正确有效的能量轉移,必須在輸出端有電感器,作為次級感應的能量儲存元件.而變壓器的初級繞組和次級繞組有相同的極性. 當電晶體Q1在ON時,初級繞組漸漸會有電流流過,并將能量轉移至輸出,且同時經由順向偏壓二級体D2,儲存与電感器L中,此時的二級体D3為逆向偏壓狀態.當Q1換成OFF狀態時,變壓器的繞組電壓會反向,D2二級体此時就處于逆向偏壓的狀況,此時与飛輪二級体D3則為順向偏壓,在輸出回路上有導通電流流過,並經由電感器L,將能量傳導至負載上. 變壓器上的第三個繞組与D1互相串聯在一起,可達到變壓器消磁的作用,如此可避免Q1在OFF時,變壓器的磁能會轉回至輸入直流匯流排上.

19 Forward 實際舉例 300LB A FORWARD CIRCUIT

20 Isolated Flyback DC-DC變換器拓補
Ideal transfer function Peak drain current   Peak drain voltage Average diode currents Diode voltages (vrm)

21

22 Isolated Flyback 工作原理 當電晶體Q1導通時,變壓器的初級繞組漸漸會有初級電流流過,並將能量儲存与其中,由于變壓器扼流圈的輸入与輸出繞組,其極性是相反的,因此二級体被逆向偏壓,此時沒有能量轉移至負載,當電晶體不導通時,由于磁場的消失導致繞組的極性反向,此時二級体D會被導通,輸出電容器C會被充電,負載RL上有IL的電流流過. 由于此種隔离元件的動作就象是變壓器与扼流圈,因此在反擊式轉換器輸出部分,就不需要額外的電感器了,但是在實際應用中,為了抑制高頻的轉換電訊波尖,還是會在整流器与輸出電容之間加裝小型電感器.

23 Flyback 實際舉例 DPS-200PB-135 B FLYBACK CIRCUIT

24 Forward&Flyback DC-DC變換器拓補
Voltage and current waveforms Forward Flyback

25 Tow Switch Forward DC-DC變換器拓補
TWO- SWITCH FORWARD Ideal transfer function Peak drain current Peak drain voltage Average diode currents Average diode currents

26 DC-DC變換器拓補 Voltage and current waveforms 實際舉例

27 DC-DC變換器拓補 HALF BRIDGE Ideal transfer function Peak drain current
Peak drain voltage Average diode currents Diode voltages (vrm)

28 DC-DC變換器拓補 FULL BRIDGE Ideal transfer function Peak drain current
Peak drain voltage Average diode currents Diode voltages (vrm)

29 DC-DC變換器拓補 Voltage and current waveforms HALF BRIDGE FULL BRIDGE

30 FULL BRIDGE circuit DPS-1001AB C FULLBRIDGE CIRCUIT

31 零電流開關變換器 軟開關 ZCS變換器 在大功率的開關電源中,為了降低電路的開關損耗及提高開關器件的電壓應力和電流應力,軟開關技術也就得到了研究並得到了迅速發展.所謂軟開關通常指的是零電壓開關ZVS和零電流開關ZCS.軟開關的實現主要是借助于附加的電感L和電容C的諧振,使開關器件中電流(或電壓)按正弦規律來變化,當電流過零時,使器件關斷,當電壓下降到零時,使器件導通.此次討論零電流開關變換器--- ZCS-PWM. ZCS-PWM變換器是ZCS-QRC和PWM開關變換器的綜合,同時兼有二者的特點.在一個周期內,電路有時以ZCS準諧振方式運行,有時又以PWM方式運行.以Buck ZCS-PWM為例,對此電路的工作過程進行討論和分析.

32 基本電路 BUCK 變換器基本電路 在此電路中將開關S用零電流諧振開關代替后,就构成了下圖的零電流開關諧振Buck變換電路.

33 基本變換電路 BUCK ZCS-QRS變換電路
在Buck ZCS-QRS變換電路的基礎上增加一個功率開關管Q2以及與其反并聯的二極體D2就构成了Buck ZCS-PWM變換電路.

34 基本變換電路 Buck ZCS-PWM變換器

35 基本變換電路 Buck ZCS-PWM變換器工作原理
設初始時刻主開關管Q1和輔助開關管Q2均處于關斷狀態,輸出負載電流Io從續流二极管D上流過,電容Cr兩端的電壓為零.一個開關從主開關管Q1的導通開始.當Q1在Snubber電感Lr作用下零電流導通後,電感電流 將在電源電壓 作用下線性上升,當 上升倒等於IO時,續流二極體D關斷.之後,D2導通,LR與CR諧振.經過半個諧振週期, 以諧振方式再次達到IO, 以諧振方式上升到 ,此時由於輔助開關管Q2處於關斷狀態,故 與 將保持在該值上,無法繼續諧振.這個狀態的持續時間由電路輸出的PWM控制要求確定.如果這一段時間等於零,則ZCS-PWM電路就完全等同於ZCS-QRC電路了.當電路的輸出PWM控制要求關斷主開關管Q1時,首先應導通開關管Q2(在SNUBBER電感LR的作用下零電流導通),之後 與 再次諧振.當電感電流諧振到零時,二極體D1導通,之後, 繼續向反方向諧振並再次諧振到零.在電感電流反方向運行期間,主開關管Q1可在零電流零電壓下完成關斷過程.在此之後,電容電壓 將在輸出電流的作用下線性衰減到零,使續流二極體D自然導通,直到下一個開關週期到來..輔助開關管Q2可以在D到同之後及下一個開關週期到來之前的任何

36 工作過程分析 時刻,以零電壓零電流方式完成關斷過程.
從上述工作原理可看出,在ZCS-PWM電路中,所有開關管及二極體都是在零電壓或零電流下完成通斷的.同時,電路可以以恆定頻率通過調節輸出脈寬占空比來調節輸出電壓. 以下分析都是在下列條件成立時進行的: a.所有元器件都是理想的,即開通時管壓降為零,關斷時漏電流為零,開通與關斷瞬間完成. b.濾波電感 足夠大,故濾波器 及負載 在一個開關週期中,可用其值等於該週期輸出電流Io的恆流源代替. Buck ZCS-PWM 變換電路的開關周期可分為六個時間段來描述,對應于六種基本的電路拓扑模式,如下圖所示.設電路初始狀態為主電路開關Q1關斷,輔助開關Q2關斷,續流二极管D導通,輸出電流全部通過D續流,電感電流 =0,電容電壓 =0. .

37 各時間段的電路拓補圖

38 主要電量波形

39 半橋式轉換器介紹 雙輸入電壓半橋式轉換器 二个主要优點,第一点就是它能在數放交流电压115V或230Vac的工作情况下,不需使用到高压晶体管.第二点就是我们只需使用到簡單的方法就能来平衡每一轉換晶体管的伏特-秒(volt-senconds)区间,而功率變压器不需有間隙且不需使用到价格高的对称修正電路,

40 雙輸入電壓半橋式轉換器 工作原理 在半橋式轉換器結構中,功率變壓器有一端點連接到由串聯電容器C1與C2所産生的浮點電壓值端點,其浮點電壓值爲Vin/2,所以在標準的輸入電壓下,其值爲160Vdc.變壓器的另一端點則經由串聯電容器C3連接到Q1的射極與Q2的集極接頭處,當Q1電晶體ON時,此處變壓器端點會産生正的160V電壓脈波,當Q1電晶體OFF,Q2電晶體ON時,變壓器的初級圈會極性反轉,因此,會産生負的160V電壓脈波,在這Q1與Q2電晶體ON-OFF動作中,其産生的峰對方波電壓值爲320V,經由變器轉換降低爲次級電壓,再經過整流,濾波而得到直流輸出電壓.

41 RCC(Ringing choke converter)電路
以DPS-180KB-1 D 的STANDBY電路為例 如圖所示,Q902的控制极(G极)由R914A~R914C得到啟動電壓后,Q902開始導通,電流經過T901的8,10腳,Q902的漏源极和R906到地,同時T901開始儲能,R906的電壓也同時升高,當R906的電壓達到一定值的時候,Q901導通,使得Q902的G极電壓拉低,Q902截止.在Q902截止的期間內,由開關變壓器T901向負載提供能量,在T901次級繞組的電流經過LC濾波后得到直流輸出.當Q901由導通變為截止時,Q902再次導通,如此反复的循環,形成自激振蕩.

42 RCC電路舉例

43 Input EMI Section EMI的定義 EMI 的產生和傳播及處理方式 在SPS中的架構模型 EMI的處理及量測裝置
LISN的原理與使用 開關電源的雜訊分析 EMI濾波器的組成元件

44 EMI的定義 EMI:Electromagnetic interference 電磁干扰
EMI包括傳導(conduction)和輻射(radiation)兩個部分. 傳導EMI是待測物經由導線(電源線)所傳遞出來的雜訊. 輻射EMI是直接由開放空間傳遞的.

45 Input EMI Section 架构

46 EMI的產生傳播及處理方式 噪聲傳遞的主要方式為﹕ （1）傳導耦合﹒2）公共阻抗耦合﹒（3）輻射耦合﹒
根据電磁干扰的傳播途徑﹐開關電源中的電磁干扰可以分為輻射干扰和傳導干扰﹐兩种干扰可以相互轉換﹒ 傳導干扰可以分為共模（Common Mode－CM）干扰和差模（Differential Mode－DM）干扰﹒由于寄生參數的存在以及開關電源中開關器件的高頻開通和關斷﹐使得開關電源在其輸入端（即交流電网側）產生較大的共模干扰和差模干扰﹒ 傳導EMI經由介質進行傳導﹒因此﹐在電路上經常是加濾波器的方式抑制雜訊﹒但是輻射EMI不經由介質﹐雜訊可以bypass EMI而影響其他系統﹒因此其處理方式多為屏蔽（shielding）接地（grounding）濾波等﹒

47 開關電源的雜訊分析 由LISN所取得的雜訊中,都包含有CM雜訊(common-mode noise)及DM雜訊(differential-mode noise)兩個分量 CM雜訊由CM雜訊電流產生,DM雜訊有DM雜訊電流產生.其中CM雜訊電流ICM是L,N相對于接地線共同的雜訊,而DM雜訊電流IDM是直接經L,N而不經過接地線的雜訊分量.此兩分量用數學表示如下: 為總雜訊電流,它是流經LISN的50ohm阻抗所產生的雜訊電壓

48 開關電源的雜訊分析 CM雜訊電流與DM雜訊電流由什么造成的?
根据前人的實驗結果,發現CM雜訊主要是由Power MOSFET及變壓器上的寄生電容及雜散電容造成的.而DM雜訊電流則由電源電路初級端的非連續電流機輸入端濾波大電容(bulk capacitor)上的寄生電感所造成的.

49 EMI濾波器的組成元件 常見的EMI濾波元件共有四種: CM電感 DM電感 X電容 Y電容 1. CM電感
CM電感是將兩組線圈繞在一個鐵芯上製成的.且其繞線的方嚮能使得其DM電流所產生的磁場HDM相互抵消, 而對CM電流而言,由于其是對地而言的,因此兩組線圈可看成是L,N對地獨立電感,其所產生的磁場HCM是相同方嚮的. 同時由于DM的磁場相互抵消的關系,CM電感比較不易飽和,因此一選用u值較高的ferrite core作為鐵芯. 2. DM電感 DM電感的濾波原理和電源供應器輸出端的濾波電感並無不同,由于需要流經大電流,因此材質多用u值較低的powder core以避免飽和.

50 EMI濾波器的組成元件 3.X電容 X電容是跨接于電源的L,N兩端.一般為金屬皮鏌(metal film)為材質,其容值規格為0.015uF 0.1uF 0.22uF 0.33uF 0.47uF 0.68uF 最大為1uF. 4.Y電容 Y電容扮演的是CM電容的角色.其最大的特點是以兩個為一組而存在.一般Y電容均為高壓陶瓷電容,其電容容值較小,從470pF 1000pF 2200pF 3300pF到最大為4700pF.

51 Active Power Factor Correction

52 PFC Section

53 What is Power Factor Correction?
Without PFC With PFC

54 PFC工作原理 How does PFC work? Vref Cs Cd Ld Df S R Rect. Ki Ko Rs
UC3854, UC3855

55 PFC section 功率因數校正 功率因數校正是一非線性負載,從AC 電壓來看就象一個負阻特性的負載.對于一個電阻來說,其電流与電壓同相位并且成正比.所以功率因數是一非線性負載.通常是大多數電源的輸入,這些電源用橋式整流和輸入濾波電容來補償.輸入濾波電容最大充電結果導致短暫的很大幅度的電流脈沖流過電源.而不是同電壓同相位的正鉉電流.這樣的電源其功率因數小于一.如果輸入電流被這樣的電源汲取,其功率因數將小于一.

56 含有PFC工能的IC ML4824 ML4824 的PFC 部分采用升壓模式的DC-DC 轉換器實現了輸入電流同輸入電壓同相位并且成比例.轉換器的輸入是全波整流交流電壓,用于跟隨橋式整流起器,所以升壓變換器輸入電壓的范圍從零到交流電壓最大值又回到零,.通過使升壓變換器滿足兩個同時存在的狀況,保証變換器從電源電壓得到的電流与瞬間線電壓一致就成為可能.狀況之一是升壓變換器的輸出電壓必須設定的高于線電壓的最大值,通常使用的是385VDC來滿足高壓的275VACrms.另一狀況為轉換器在任一給定時刻所得電流必須与線電壓成比例.第一個要求通過對轉換器建立一個合适的電壓環可以被滿足.接著驅動電流誤差放大器和輸出驅動開關.第二個要求通過運用整流過的交流電壓來調制電壓環的輸出來滿足.這樣的調制使電流誤差放大器來控制直接隨輸入電壓而變化的電源轉換電流.為了阻止在升壓電路必然會出現的紋波通過電壓誤差放大器產生失真,電壓環的帶寬特意保持很低.最終目的是調整PFC的整体增益來使其与Vin的平方成反比,從而使系統在交流輸入電壓變化時的傳輸線性化.

57 ML4824內部框圖

58 管腳功能 IEAO: PFC跨導電流誤差比較輸出.用于控制PFC 占空比
IAC: 輸入電壓的采樣電流輸入.用于PFC控制.線性反映輸入電壓. 通過電阻采樣減小了ground noise ISENSE: PFC 電流誤差比較器的sense current輸入.也是限流器輸入. 該點電壓小于-1v, PFC輸出 將無效. VRAMS: PFC 級輸入電壓幅值采樣. SS: 控制PWM軟啟動的外部電容連接點.內部有一50uA電流源提 供電容充電電流. Vdc: PWM電壓回授輸入端.即PWM輸出電影誤差信號. RAMP2: 電流模式時為來自PWM’OUPUT變壓器初級側采樣電流輸入 端,電壓模式時為來自PFC輸出的PWM輸入端.

59 8. RAMP1: 外接ＲＴ,ＣＴ. 設定晶振周期. 該點波形如圖<１>. 9
8. RAMP1: 外接ＲＴ,ＣＴ.設定晶振周期.該點波形如圖<１> DC I limite: PWM 限流比較器輸入端.該端電壓大于1v,則PWM輸出將 無效,直到下一個PWM周期触發器被時鐘脈沖重置 10. GND: 接地腳. 11. PWM OUT:PWM驅動信號輸出端. 12. PFC OUT: PFC驅動輸出. 13. VCC : 電源腳. 14. VREF: 內部7.5v參考電壓緩沖器輸出. 15. VFB: 來自PFC DC高壓輸出的電阻分壓.VFB 大于2.7v,PFC輸出驅 動被關掉,而PWM繼續工作,直至低于2.58v將重新開始.作為 PFC的過壓保護用. 16. VEAO: PFC跨導電壓誤差比較輸出.

60 PFC section v v 晶振 晶振頻率由Rt,Ct決定,它們決定了晶振輸出時鐘脈沖的上升和關閉時間: 當 時
當 時 因 >> 所以 v v

61 PFC section t t 圖 <２> 圖 <１>

62 THE END