第三节 逆变器 的PWM控制.

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1 第三节 逆变器 的PWM控制

2 为何采用PWM控制？

3 为何采用PWM控制？ 传统变频器采用可控整流桥变压，逆变器用来变频，变压和变频在两个独立的变换器中去实现，相互的配合在动态过程中就会显得不协调，给系统的运行带来一系列影响。

4 为何采用PWM控制？ 主电路有两个可控的功率环节，需两套控制系统，相对来说比较复杂；
由于中间直流环节有滤波电容或电抗器等大惯性元件存在，使系统的动态响应缓慢； 可控整流器使供电电源的功率因数随变频装置输出的频率的降低而变差，并产生高次谐波电流。 逆变器输出为六拍阶梯波交变电压，含有较多高次谐波，产生较大的脉动转矩，影响电机的稳定工作。

5 为何采用PWM控制？ 将通讯系统中的调制技术引入交流变频领域，采用脉宽调制（PWM）技术，可在逆变器上同时实现变压和变频，对非正弦供电电机来说，PWM可消除或消弱有害高次谐波。

6 为何采用PWM控制？ 主电路只有一个可控的功率环节，简化了结构； 使用了不可控整流器，可提高电网的功率因数；
逆变器在调频的同时实现调压，而与中间直流环节的元件参数无关，加快了系统的动态响应； 可获得比常规六拍阶梯波更好的输出电压波形，能抑制或消除低次谐波，使负载电机可在近似正弦波的交变电压下运行，转矩脉动小，提高了系统的性能。

7 PWM基本原理 把一个正弦半波分作N等分，然后把每一等分的正弦曲线和横轴所包围的面积都用一个与此面积相等的等高矩形脉冲来代替，矩形脉冲的中点与正弦波每一等分的中点重合。

8 PWM基本原理 由N个等幅而不等宽的矩形脉冲所组成的波形就与正弦的半周等效。 上页图中一系列脉冲波形就是所期望的逆变器输出PWM波形。
由于各脉冲的幅值相等，所以逆变器可由恒定的直流电源供电，符合逆变器的电能直交变换模式。

9 SPWM原理 以正弦波作为逆变器输出的期望波形，以频率比期望波高得多的等腰三角波作为载波（Carrier wave），并用频率和期望波相同的正弦波作为调制波（Modulation wave），当调制波与载波相交时，由它们的交点确定逆变器开关器件的通断时刻，从而获得在正弦调制波的半个周期内呈两边窄中间宽的一系列等幅不等宽的矩形波。

10 SPWM原理 SPWM的原理为在控制电路中调制，在主电路中输出。在控制电路中，一个频率为fr幅值为Ur的参考正弦波Wsin（调制信号）加载于频率为fc幅值为Uc的三角波WΔ（载波）后，得到一个脉冲宽度变化的SPWM波Wspwm（已调制波），用已调制波的高低逻辑电平经分配与放大后去驱动逆变器的主开关元件，即可使逆变器输出与已调制波Wspwm相似的SPWM电压波形，SPWM输入输出原理框图如下页所示：

11 在控制电路中，一个频率为fr幅值为Ur的参考正弦波Wsin（调制信号）加载于频率为ft幅值为Ut的三角波WΔ（载波）后，得到一个脉冲宽度变化的SPWM波Wspwm（已调制波），用已调制波的高低逻辑电平经分配与放大后去驱动逆变器的主开关元件，即可使逆变器输出与已调制波Wspwm相似的SPWM电压波形；

12 调制度M：为正弦调制波参考信号幅值Urm与三角载波幅值Ucm之比，用公式表示为：
载波比N：为三角载波频率fc与正弦调制波参考信号频率fr之比，用公式表示为：

13 SPWM分类 从调制脉冲的极性上 单极性脉宽调制：如果在正弦调制波的半个周期内，三角载波只在正或负的一种极性范围内变化，所得到的SPWM波也只处于一个极性的范围内 双极性脉宽调制：如果在正弦调制波半个周期内，三角载波在正负极性之间连续变化，则SPWM波也是在正负之间变化

14 SPWM分类 异步调制：载波信号和调制信号不同步的调制方式。 从载频信号和参考信号的频率关系
同步调制： N 等于常数，并在变频时使载波和信号波保持同步。 分段同步调制：把 fr 范围划分成若干个频段，每个频段内保持N恒定，不同频段N不同；

15 SPWM波形的生成 自然采样：将三相正弦波与三角波比较，在波形相交点自然地确定脉冲的采样点和开关点。即采样点和开关点重合。 优点：
2、高次谐波随着载波比N与调制度M的增大而减小，有利于波形正弦化。 缺点： 1、实时控制时难以计算脉冲宽度； 2、离线计算，利用查表法输出PWM波，占有内存过大，不符合微机等采样周期的控制要求。

16 SPWM波形的生成 规则采样 在载波三角波的固定点对正弦波进行采样，以确定脉冲的前沿和后沿时刻，而并不管此时是否发生正弦调制波与载波三角波相交。也就是说采样点和开关点不重合，采样点是固定的，开关点是变化的。开关的转换时刻可以利用简单的三角函数在线地计算出来，满足了微机全数字控制的需要。

17 SPWM波形的生成

18 SPWM波形的生成 对称规则采样中生成的PWM脉宽较实际的正弦波与三角波自然相交的脉宽偏小，使变频电源的输出电压较低；而在不规则采样中，虽能更真实地反映自然采样，但由于在一个载波周期中需要采样两次，极大地增加了数据的处理量。因此，在实际采样中我们采用的是平均对称规则采样。采样时刻设在三角载波的谷底处，以此刻的正弦波数值为中心，确定PWM脉冲的前后沿。

19 SPWM脉宽调制方法

20 三相380V理想电源供电时电机转速与转矩波形

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27 实验一 第十周为实验课 使用工具matlab/simulink/simPowerSystems仿真一个三相电压源型逆变器，控制方式采用SPWM，负载可选三相对称负载或异步电机。 实验报告上请说明电路参数选择、控制实现方式，仿真结果分析过程等。

28 第四节 基于动态模型按转子磁链定向的 矢量控制系统
第四节 基于动态模型按转子磁链定向的 矢量控制系统 本节提要 坐标变换的基本思路 矢量控制系统的基本思路 按转子磁链定向的矢量控制方程及其解耦作用 转子磁链模型 转速、磁链闭环控制的矢量控制系统——直接矢量控制系统

29 一、 坐标变换的基本思路 直流电机的物理模型 直流电机的数学模型比较简单，先分析一下直流电机的磁链关系。图5-1中绘出了二极直流电机的物理模型，图中 F为励磁绕组，A 为电枢绕组，C 为补偿绕组。 F 和 C 都在定子上，只有 A 是在转子上。 把 F 的轴线称作直轴或 d 轴（direct axis），主磁通的方向就是沿着 d 轴的；A和C的轴线则称为交轴或q 轴（quadrature axis）。

30 图5-1 二极直流电机的物理模型 d q  F A C if ia ic 励磁绕组 电枢绕组 补偿绕组

31 主极磁场在空间固定不动；由于换向器作用，电枢磁动势的轴线始终被电刷限定在 q 轴位置上，其效果好象一个在 q 轴上静止的绕组一样。
但它实际上是旋转的，会切割 d 轴的磁通而产生旋转电动势，这又和真正静止的绕组不同，通常把这种等效的静止绕组称作“伪静止绕组”（pseudo - stationary coils）。

32 虽然电枢本身是旋转的，但其绕组通过换向器电刷接到端接板上，电刷将闭合的电枢绕组分成两条支路。当一条支路中的导线经过正电刷归入另一条支路中时，在负电刷下又有一根导线补回来。

33 分析结果 电枢磁动势的作用可以用补偿绕组磁动势抵消，或者由于其作用方向与 d 轴垂直而对主磁通影响甚微，所以直流电机的主磁通基本上唯一地由励磁绕组的励磁电流决定，这是直流电机的数学模型及其控制系统比较简单的根本原因。

34 交流电机的物理模型 如果能将交流电机的物理模型（见下图）等效地变换成类似直流电机的模式，分析和控制就可以大大简化。坐标变换正是按照这条思路进行的。 在这里，不同电机模型彼此等效的原则是：在不同坐标下所产生的磁动势完全一致。

35 众所周知，交流电机三相对称的静止绕组 A 、B 、C ，通以三相平衡的正弦电流时，所产生的合成磁动势是旋转磁动势F，它在空间呈正弦分布，以同步转速 s （即电流的角频率）顺着 A-B-C 的相序旋转。这样的物理模型绘于下图5-2a中。

36 （1）交流电机绕组的等效物理模型 A B C iA iB iC F ωs 图5-2a 三相交流绕组

37 旋转磁动势的产生 然而，旋转磁动势并不一定非要三相不可，除单相以外，二相、三相、四相、…… 等任意对称的多相绕组，通以平衡的多相电流，都能产生旋转磁动势，当然以两相最为简单。

38 （2）等效的两相交流电机绕组   F i i ωs 图5-2b 两相交流绕组

39 图5-2b中绘出了两相静止绕组  和  ，它们在空间互差90°，通以时间上互差90°的两相平衡交流电流，也产生旋转磁动势 F 。
当图a和b的两个旋转磁动势大小和转速都相等时，即认为图5-2b的两相绕组与图5-2a的三相绕组等效。

40 （3）旋转的直流绕组与等效直流电机模型 s F d q id iq 图5-2c 旋转的直流绕组

41 再看图5-2c中的两个匝数相等且互相垂直的绕组 d 和 q，其中分别通以直流电流 id 和iq，产生合成磁动势 F ，其位置相对于绕组来说是固定的。

42 把这个旋转磁动势的大小和转速也控制成与图 a 和图 b 中的磁动势一样，那么这套旋转的直流绕组也就和前面两套固定的交流绕组都等效了。当观察者也站到铁心上和绕组一起旋转时，在他看来，d 和 q 是两个通以直流而相互垂直的静止绕组。 如果控制磁通的位置在 d 轴上，就和直流电机物理模型没有本质上的区别了。这时，绕组d相当于励磁绕组，q 相当于伪静止的电枢绕组。

43 等效的概念 由此可见，以产生同样的旋转磁动势为准则，图5-2a的三相交流绕组、图b的两相交流绕组和图c中整体旋转的直流绕组彼此等效。或者说，在三相坐标系下的 iA、iB 、iC，在两相坐标系下的 i、i 和在旋转两相坐标系下的直流 id、iq 是等效的，它们能产生相同的旋转磁动势。

44 有意思的是：就图5-2c 的 d、q 两个绕组而言，当观察者站在地面看上去，它们是与三相交流绕组等效的旋转直流绕组；如果跳到旋转着的铁心上看，它们就的的确确是一个直流电机模型了。这样，通过坐标系的变换，可以找到与交流三相绕组等效的直流电机模型。

45 现在的问题是，如何求出iA、iB 、iC 与 i、i 和 id、iq 之间准确的等效关系，这就是坐标变换的任务。

46 ——在三相静止绕组A、B、C和两相静止绕组、 之间的变换，或称三相静止坐标系和两相静止坐标系间的变换，简称 3/2 变换。
2. 三相--两相变换（3/2变换） 现在先考虑上述的第一种坐标变换 ——在三相静止绕组A、B、C和两相静止绕组、 之间的变换，或称三相静止坐标系和两相静止坐标系间的变换，简称 3/2 变换。

47 图5-3中绘出了 A、B、C 和 、 两个坐标系，为方便起见，取 A 轴和  轴重合。设三相绕组每相有效匝数为N3，两相绕组每相有效匝数为N2，各相磁动势为有效匝数与电流的乘积，其空间矢量均位于有关相的坐标轴上。由于交流磁动势的大小随时间在变化着，图中磁动势矢量的长度是随意的。

48 A N2i N3iA   N3iC N3iB N2iβ 60o B C 图5-3 三相和两相坐标系与绕组磁动势的空间矢量

49 设磁动势波形是正弦分布的，当三相总磁动势与二相总磁动势相等时，两套绕组瞬时磁动势在 、 轴上的投影都应相等，

50 写成矩阵形式，得 （5-1）

51 考虑变换前后总功率不变，在此前提下，可以证明（见p96），匝数比应为
（5-2）

52 代入式（5-1），得 （5-3）

53 三相—两相坐标系的变换矩阵 令 C3/2 表示从三相坐标系变换到两相坐标系的变换矩阵，则 （5-4） （5-5）

54 则有 iA + iB + iC = 0，或 iC =  iA  iB 。 代入式（5-4）和（5-5）并整理后得
如果三相绕组是Y形联结不带零线， 则有 iA + iB + iC = 0，或 iC =  iA  iB 。 代入式（5-4）和（5-5）并整理后得 （5-6）

55 （5-7） 按照所采用的条件，电流变换阵也就是电压变换阵，同时还可证明，它们也是磁链的变换阵。

56 3. 两相—两相旋转变换（2s/2r变换） 把两个坐标系画在一起，即得图5-4。
从图5-2等效的交流电机绕组和直流电机绕组物理模型的图 b 和图 c 中从两相静止坐标系到两相旋转坐标系 d、q 变换称作两相—两相旋转变换，简称 2s/2r 变换，其中 s 表示静止，r 表示旋转。 把两个坐标系画在一起，即得图5-4。

57  s q Fs iβ d iqcos iq id idsin i  iqsin idcos 
图5-4 两相静止和旋转坐标系与磁动势（电流）空间矢量

58 图5-4中，两相交流电流 i、i 和两个直流电流 id、iq 产生同样的以同步转速s旋转的合成磁动势 Fs 。由于各绕组匝数都相等，可以消去磁动势中的匝数，直接用电流表示，例如 Fs 可以直接标成 is 。但必须注意，这里的电流都是空间矢量，而不是时间相量。

59 d，q 轴和矢量 Fs（ is ）都以转速 s 旋转，分量 id、iq 的长短不变，相当于d，q绕组的直流磁动势。
但 、 轴是静止的， 轴与 d 轴的夹角  随时间而变化，因此 is 在 、 轴上的分量的长短也随时间变化，相当于绕组交流磁动势的瞬时值。由图5-4可见， i、 i 和 id、iq 之间存在下列关系

60 2s/2r变换公式

61 是两相旋转坐标系变换到两相静止坐标系的变换阵。
两相旋转—两相静止坐标系的变换矩阵 写成矩阵形式，得 （5-8） 式中 （5-9） 是两相旋转坐标系变换到两相静止坐标系的变换阵。

62 对式（5-8）两边都左乘以变换阵的逆矩阵，即得
(5-10)

63 则两相静止坐标系变换到两相旋转坐标系的变换阵是
两相静止—两相旋转坐标系的变换矩阵 则两相静止坐标系变换到两相旋转坐标系的变换阵是 (5-11) 电压和磁链的旋转变换阵也与电流（磁动势）旋转变换阵相同。

64 令矢量 is 和d轴的夹角为 s ，已知 id、iq ，求 is 和 s ，就是直角坐标/极坐标变换，简称K/P变换（图5-5）。
is (Fs) s s id iq d q 令矢量 is 和d轴的夹角为 s ，已知 id、iq ，求 is 和 s ，就是直角坐标/极坐标变换，简称K/P变换（图5-5）。 图5-5 K/P变换空间矢量

65 显然，其变换式应为 （5-12） （5-13）

66 当 s 在 0°~ 90°之间变化时，tans 的变化范围是 0 ~ ∞，这个变化幅度太大，很难在实际变换器中实现，因此常改用下列方式来表示 s 值

67 式（5-14）可用来代替式（5-13），作为 s 的变换式。
这样 （5-14） 式（5-14）可用来代替式（5-13），作为 s 的变换式。

68 三相异步电动机在两相坐标系上的 数学模型 前已指出，异步电机的数学模型比较复杂，坐标变换的目的就是要简化数学模型。异步电机数学模型是建立在三相静止的ABC坐标系上的，如果把它变换到两相坐标系上，由于两相坐标轴互相垂直，两相绕组之间没有磁的耦合，仅此一点，就会使数学模型简单了许多。

69 异步电机在两相任意旋转坐标系（dq坐 标系）上的数学模型
两相坐标系可以是静止的，也可以是旋转的，其中以任意转速旋转的坐标系为最一般的情况，有了这种情况下的数学模型，要求出某一具体两相坐标系上的模型就比较容易了。

70 变换关系 A B C Fs dqs s d q 设两相坐标 d 轴与三相坐标 A 轴的夹角为 s ， 而 ps = dqs 为 d q 坐标系相对于定子的角转速，dqr 为 dq 坐标系相对于转子的角转速。 图5-6 任意两相坐标变换空间矢量

71 要把三相静止坐标系上的电压方程、磁链方程和转矩方程(p94) 都变换到两相旋转坐标系上来，可以先利用 3/2 变换将方程式中定子和转子的电压、电流、磁链和转矩都变换到两相静止坐标系 、 上，然后再用旋转变换阵 C2s/2r 将这些变量变换到两相旋转坐标系 dq 上。

72 具体的变换运算比较复杂，此处从略，需要时可参看相关参考文献。
变换过程 3/2变换 C2s/2r ABC坐标系  坐标系 dq坐标系 具体的变换运算比较复杂，此处从略，需要时可参看相关参考文献。

73 矢量控制思想的引入 异步电机的动态数学模型是一个高阶、非线性、强耦合的多变量系统，通过坐标变换，可以使之降阶并化简，但并没有改变其非线性、多变量的本质。需要高动态性能的异步电机调速系统必须在其动态模型的基础上进行分析和设计，但要完成这一任务并非易事。经过多年的潜心研究和实践，有几种控制方案已经获得了成功的应用，目前应用最广的就是按转子磁链定向的矢量控制系统。

74 直流电机 交流电机 表达式一 表达式二 图5-7 异步电机矢量图

75 二、 矢量控制系统的基本思路 在坐标变换章节中已经阐明，以产生同样的旋转磁动势为准则，在三相坐标系上的定子交流电流 iA、 iB 、iC ，通过三相/两相变换可以等效成两相静止坐标系上的交流电流 i、i ，再通过同步旋转变换，可以等效成同步旋转坐标系上的直流电流 id 和 iq 。

76 如果观察者站到铁心上与坐标系一起旋转，他所看到的便是一台直流电机，可以控制使交流电机的转子总磁通  r 就是等效直流电机的磁通，如果把d轴定位于 的方向上，称作M（Magnetization）轴，把q轴称作T（Torque）轴，则M绕组相当于直流电机的励磁绕组，im 相当于励磁电流，T 绕组相当于伪静止的电枢绕组，it 相当于与转矩成正比的电枢电流。

77 把上述等效关系用结构图的形式画出来，便得到图5-8。从整体上看，输入为A，B，C三相电压，输出为转速  ，是一台异步电机。从内部看，经过3/2变换和同步旋转变换，变成一台由 im 和 it 输入，由  输出的直流电机。

78 3/2——三相/两相变换; VR——同步旋转变换;
异步电机的坐标变换结构图 3/2 VR 等效直流 电机模型 A B C   iA iB iC it im i i 异步电动机 图5-8 异步电动机的坐标变换结构图 3/2——三相/两相变换; VR——同步旋转变换;  ——M轴与轴（A轴）的夹角

79 既然异步电机经过坐标变换可以等效成直流电机，那么，模仿直流电机的控制策略，得到直流电机的控制量，经过相应的坐标反变换，就能够控制异步电机了。
由于进行坐标变换的是电流（代表磁动势）的空间矢量，所以这样通过坐标变换实现的控制系统就叫作矢量控制系统（Vector Control System），控制系统的原理结构如下图所示。

80 矢量控制系统原理结构图 ~  + i*m i*t  s i* i* i*A i*B i*C iA iB iC i iβ im
控制器 VR-1 2/3 电流控制变频器 3/2 VR 等效直流电机模型 + i*m i*t  s i* i* i*A i*B i*C iA iB iC i iβ im it ~ 反馈信号 异步电动机 给定信号 图5-9 矢量控制系统原理结构图

81 在设计矢量控制系统时，可以认为，在控制器后面引入的反旋转变换器VR-1与电机内部的旋转变换环节VR抵消，2/3变换器与电机内部的3/2变换环节抵消，如果再忽略变频器中可能产生的滞后，则图5-9中虚线框内的部分可以完全删去，剩下的就是直流调速系统了。

82 设计控制器时省略后的部分 ~ + i*m i*t  s i* i* i*A i*B i*C iA iB iC i iβ im it
VR-1 2/3 电流控制变频器 3/2 VR 等效直流电机模型 + i*m i*t  s i* i* i*A i*B i*C iA iB iC i iβ im it ~ 反馈信号 异步电动机 给定信号 图5-10 简化控制结构图

83 可以想象，这样的矢量控制交流变压变频调速系统在静、动态性能上完全能够与直流调速系统相媲美。

84 三、 按转子磁链定向的矢量控制方程及其 解耦作用
三、 按转子磁链定向的矢量控制方程及其 解耦作用 问题的提出 上述只是矢量控制的基本思路，其中的矢量变换包括三相/两相变换和同步旋转变换。在前述动态模型分析中，进行两相同步旋转坐标变换时，只规定了d，q两轴的相互垂直关系和与定子频率同步的旋转速度，并未规定两轴与电机旋转磁场的相对位置，对此是有选择余地的。

85 按转子磁链定向 现在d轴是沿着转子总磁链矢量的方向，并称之为 M（Magnetization）轴，而 q 轴再逆时针转90°，即垂直于转子总磁链矢量，称之为 T（Torque）轴。 这样的两相同步旋转坐标系就具体规定为 M，T 坐标系，即按转子磁链定向（Field Orientation）的坐标系。

86 当两相同步旋转坐标系按转子磁链定向时，应有
（5-15）

87 （5-16）

88 按转子磁链定向后的系统模型 （5-16）代入M、T轴系的电压矩阵方程式（5-15）,即得磁场定向的电压基本方程，由第三、四行可分别得到
（5-17）和（5-18）分别带入（5-16）得：

89 按转子磁链定向的意义 式（5-19）表明，转子磁链仅由定子电流励磁分量产生，与转矩分量无关，从这个意义上看，定子电流的励磁分量与转矩分量是解耦的。 式（5-19）还表明，r 与 ism之间的传递函数是 一阶惯性环节，时间常数为转子磁链励磁时间常数，当励磁电流分量ism突变时，r 的变化要受到励磁惯性的阻挠，这和直流电机励磁绕组的惯性作用是一致的。

90

91 由式（5-20）和式（5-19）可分别得转差角频率公式

92 式（5-21）是在任意选取的MT坐标内电磁转矩的表达式，无论对动态还是稳态都是适用的

93 式（5-19）、（5-24）和（5-22）构成矢量控制基本方程式，按照这些关系可将异步电机的数学模型绘成图5-11中的形式，图中前述的等效直流电机模型（见图5-8）被分解成  和 r 两个子系统。可以看出，虽然通过矢量变换，将定子电流解耦成 ism 和 ist 两个分量，但是，从  和 r 两个子系统来看，由于T同时受到 ist 和 r 的影响，两个子系统仍旧是耦合着的。

94 图5-11 异步电动机矢量变换与电流解耦数学模型
电流解耦数学模型的结构 3/2 VR ×  图5-11 异步电动机矢量变换与电流解耦数学模型

95 按照图5-9的矢量控制系统原理结构图模仿直流调速系统进行控制时，可设置磁链调节器AR和转速调节器ASR分别控制r 和  ，如图5-12所示。
为了使两个子系统完全解耦，除了坐标变换以外，还应设法抵消转子磁链r 对电磁转矩 Te 的影响。

96 电流 控制 变频器 ÷ 异步电机 矢量 变换模型 图5-12 矢量控制系统原理结构图

97 比较直观的办法是，把ASR的输出信号除以r ，当控制器的坐标反变换与电机中的坐标变换对消，且变频器的滞后作用可以忽略时，此处的（ r ）便可与电机模型中的（ r ）对消，两个子系统就完全解耦了。这时，带除法环节的矢量控制系统可以看成是两个独立的线性子系统，可以采用经典控制理论的单变量线性系统综合方法或相应的工程设计方法来设计两个调节器AR和ASR。

98 应该注意，在异步电机矢量变换模型中的转子磁链 r 和它的定向相位角  都是实际存在的，而用于控制器的这两个量都难以直接检测，只能采用观测值或模型计算值，在图5-12中冠以符号“^”以示区别。

99 解耦条件 因此，两个子系统完全解耦只有在下述三个假定条件下才能成立： ①转子磁链的计算值 等于其实际值r ； ②转子磁场定向角的计算值 等于其实际值 ； ③忽略电流控制变频器的滞后作用。

100 四、 转子磁链模型 要实现按转子磁链定向的矢量控制系统，很关键的因素是要获得转子磁链信号，以供磁链反馈和除法环节的需要。开始提出矢量控制系统时，曾尝试直接检测磁链的方法，一种是在电机槽内埋设探测线圈，另一种是利用贴在定子内表面的霍尔元件或其它磁敏元件。

101 从理论上说，直接检测应该比较准确，但实际上这样做都会遇到不少工艺和技术问题，而且由于齿槽影响，使检测信号中含有较大的脉动分量，越到低速时影响越严重。因此，现在实用的系统中，多采用间接计算的方法，即利用容易测得的电压、电流或转速等信号，利用转子磁链模型，实时计算磁链的幅值与相位。 利用能够实测的物理量的不同组合，可以获得多种转子磁链模型，具体见书中P106。

102 五、 转速、磁链闭环控制的矢量控制系统 ——直接矢量控制系统
五、 转速、磁链闭环控制的矢量控制系统 ——直接矢量控制系统 如前所述，在矢量控制系统中，主要依赖于对转子磁链的检测和观察，不同的磁链观察模型，需要对不同基本量（电压、电流、转速及指令参数等）的检测，因而构成了各种矢量控制系统

103 电流控制变频器 电流控制变频器可以采用如下两种方式： 电流滞环跟踪控制的CHBPWM变频器（图5-13a）， 带电流内环控制的电压源型PWM变频器（图5-13b）。 带转速和磁链闭环控制的矢量控制系统又称直接矢量控制系统。

104 （1）电流滞环跟踪控制的CHBPWM变频器
 i*A i*B i*C iA iC iB A B C 图5-13a 电流控制变频器

105 （2）带电流内环控制的电压源型PWM变频器
 i*A i*B i*C iA iC iB A B C 1ACR 2ACR 3ACR PWM u*A u*B u*C 图5-13b 电流控制变频器

106 （3） 转速磁链闭环微机控制电流滞环型 PWM变频调速系统
另外一种提高转速和磁链闭环控制系统解耦性能的办法是在转速环内增设转矩控制内环，如下图5-14所示。 图中，作为一个示例，主电路采用了电流滞环跟踪控制的CHBPWM变频器。

107 图5-14 带转矩内环的转速、磁链闭环矢量控制系统
VR-1 2/3 Lr ATR ASR AR 电流变换和磁链观测 M 3~ TA + cos sin is  npLm  * T*e Te *r r i*st i*sm i*s i*s i*sA i*sB i*sC ist 微型计算机 电流滞环型PWM变频器 图5-14 带转矩内环的转速、磁链闭环矢量控制系统

108 工作原理 转速正、反向和弱磁升速， 磁链给定信号由函数发生程序获得。 转速调节器ASR的输出作为转矩给定信号，弱磁时它还受到磁链给定信号的控制。 在转矩内环中，磁链对控制对象的影响相当于一种扰动作用，因而受到转矩内环的抑制，从而改造了转速子系统，使它少受磁链变化的影响。

109 第6章 基于动态模型按定子磁链控制的 直接转矩控制系统
第6章 基于动态模型按定子磁链控制的 直接转矩控制系统 概 述 直接转矩控制系统简称 DTC ( Direct Torque Control) 系统，是继矢量控制系统之后发展起来的另一种高动态性能的交流电动机变压变频调速系统。在它的转速环里面，利用转矩反馈直接控制电机的电磁转矩，因而得名。

110 一、 直接转矩控制系统的原理和特点 系统组成 图6-1 按定子磁链控制的直接转矩控制系统

111 结构特点 转速双闭环： ASR的输出作为电磁转矩的给定信号； 设置转矩控制内环，它可以抑制磁链变化对转速子系统的影响，从而使转速和磁链子系统实现了近似的解耦。 转矩和磁链的控制器： 用滞环控制器取代通常的PI调节器。

112 控制特点 与VC系统一样，它也是分别控制异步电动机的转速和磁链，但在具体控制方法上，DTC系统与VC系统不同的特点是： 1）转矩和磁链的控制采用双位式砰-砰控制器，并在 PWM 逆变器中直接用这两个控制信号产生电压的SVPWM 波形，从而避开了将定子电流分解成转矩和磁链分量，省去了旋转变换和电流控制，简化了控制器的结构。

113 2）选择定子磁链作为被控量，而不象VC系统中那样选择转子磁链，这样一来，计算磁链的模型可以不受转子参数变化的影响，提高了控制系统的鲁棒性。如果从数学模型推导按定子磁链控制的规律，显然要比按转子磁链定向时复杂，但是，由于采用了砰-砰控制，这种复杂性对控制器并没有影响。

114 3）由于采用了直接转矩控制，在加减速或负载变化的动态过程中，可以获得快速的转矩响应，但必须注意限制过大的冲击电流，以免损坏功率开关器件，因此实际的转矩响应的快速性也是有限的。

115 性能比较 从总体控制结构上看，直接转矩控制(DTC)系统和矢量控制(VC)系统是一致的，都能获得较高的静、动态性能。

116 二、 直接转矩控制系统的控制规律和反馈 模型
二、 直接转矩控制系统的控制规律和反馈 模型 除转矩和磁链砰-砰控制外，DTC系统的核心问题就是： 转矩和定子磁链反馈信号的计算模型； 如何根据两个砰-砰控制器的输出信号来选择电压空间矢量和逆变器的开关状态。

117 电压空间矢量和逆变器的开关状态的选择 在图5-62所示的 DTC 系统中，根据定子磁链给定和反馈信号进行砰-砰控制，按控制程序选取电压空间矢量的作用顺序和持续时间。 正六边形的磁链轨迹控制： 如果只要求正六边形的磁链轨迹，则逆变器的控制程序简单，主电路开关频率低，但定子磁链偏差较大；

118 圆形磁链轨迹控制： 如果要逼近圆形磁链轨迹，则控制程序较复杂，主电路开关频率高，定子磁链接近恒定。该系统也可用于弱磁升速，这时要设计好Ψ*s = f (*) 函数发生程序，以确定不同转速时的磁链给定值。

119 DTC系统存在的问题 1）由于采用砰-砰控制，实际转矩必然在上下限内脉动，而不是完全恒定的。 2）由于磁链计算采用了带积分环节的电压模型，积分初值、累积误差和定子电阻的变化都会影响磁链计算的准确度。

120 这两个问题的影响在低速时都比较显著，因而使DTC系统的调速范围受到限制。
为了解决这些问题，许多学者做过不少的研究工作，使它们得到一定程度的改善，但并不能完全消除。

121 直接转矩控制系统与矢量控制系统的 比较 DTC系统和VC系统都是已获实际应用的高性能交流调速系统。两者都采用转矩（转速）和磁链分别控制，这是符合异步电动机动态数学模型的需要的。但两者在控制性能上却各有千秋。

122 矢量控制系统特点 VC系统强调 Te 与Ψr的解耦，有利于分别设计转速与磁链调节器；实行连续控制，可获得较宽的调速范围；但按Ψr 定向受电动机转子参数变化的影响，降低了系统的鲁棒性。

123 DTC系统特点 DTC系统则实行 Te 与Ψs 砰-砰控制，避开了旋转坐标变换，简化了控制结构；控制定子磁链而不是转子磁链，不受转子参数变化的影响；但不可避免地产生转矩脉动，低速性能较差，调速范围受到限制。 下表列出了两种系统的特点与性能的比较。

124 表6-1 直接转矩控制系统和矢量控制系统特点与性能比较
表6-1 直接转矩控制系统和矢量控制系统特点与性能比较 性能与特点 直接转矩控制系统 矢量控制系统 磁链控制 定子磁链 转子磁链 转矩控制 砰-砰控制，有转矩脉动 连续控制，比较平滑 坐标变换 静止坐标变换，较简单 旋转坐标变换，较复杂 转子参数变化影响 无[注] 有 调速范围 不够宽 比较宽

125 [注] 有时为了提高调速范围，在低速时改用电流模型计算磁链，则转子参数变化对DTC系统也有影响。
从上表可以看出，如果在现有的DTC系统和VC系统之间取长补短，构成新的控制系统，应该能够获得更为优越的控制性能，这是一个很有意义的研究方向。