Download presentation
Presentation is loading. Please wait.
1
第4章 正弦波振荡器 ４.１ 概述 ４.２ 反馈振荡原理 ４.３ LC振荡器 ４.４ 晶体振荡器 ４.５ 压控振荡器 ４.６ 集成电路振荡器
第4章 正弦波振荡器 ４.１ 概述 ４.２ 反馈振荡原理 ４.３ LC振荡器 ４.４ 晶体振荡器 ４.５ 压控振荡器 ４.６ 集成电路振荡器 ４.７ RC振荡器 ４.８ 集成高频正弦波振荡电路的选用与实例介绍 ４.９ 章末小结 返回主目录
2
第 4 章正 弦 波 振 荡 器 4.1概 述 振荡器是一种能自动地将直流电源能量转换为一定波形的交变振荡信号能量的转换电路。它与放大器的区别在于, 无需外加激励信号, 就能产生具有一定频率、一定波形和一定振幅的交流信号。 根据所产生的波形不同, 可将振荡器分成正弦波振荡器和非正弦波振荡器两大类。前者能产生正弦波, 后者能产生矩形波、 三角波、 锯齿波等。 本章仅介绍正弦波振荡器。
3
常用正弦波振荡器主要由决定振荡频率的选频网络和维持振荡的正反馈放大器组成, 这就是反馈振荡器。按照选频网络所采用元件的不同, 正弦波振荡器可分为ＬＣ振荡器、ＲＣ振荡器和晶体振荡器等类型。其中ＬＣ振荡器和晶体振荡器用于产生高频正弦波, ＲＣ振荡器用于产生低频正弦波。正反馈放大器既可以由晶体管、 场效应管等分立器件组成, 也可以由集成电路组成, 但前者的性能可以比后者做得好些, 且工作频率也可以做得更高。本章介绍高频振荡器时以分立器件为主, 介绍低频振荡器时以集成运放为主。 另外还有一类负阻振荡器, 它是利用负阻器件所组成的电路来产生正弦波, 主要用在微波波段, 本书不作介绍。
4
4.2 反馈振荡原理 4.2.1并联谐振回路中的自由振荡现象
反馈振荡原理 4.2.1并联谐振回路中的自由振荡现象 在反馈振荡器中, ＬＣ并联谐振回路是最基本的选频网络, 所以先讨论ＬＣ并联回路的自由振荡现象, 并以此为基础分析反馈振荡器的工作原理。 图4．2．1是一个并联谐振回路与一个直流电压源US的连接图。Ｒe0是并联回路的谐振电阻。在ｔ＝０以前开关S接通１, 使uc(０)=Us。在ｔ＝０时, 开关S很快断开１, 接通２。 根据电路分析基础知识, 可以求出在Ｒe0＞ 的情况下, ｔ＞０以后, 并联回路两端电压的表达式, 即回路在欠阻尼情况下的零输入响应：
6
其中振荡角频率ω0=1／ , 衰减系数α= 。
可见, 当谐振电阻较大时, 并联谐振回路两端的电压变化是一个振幅按指数规律衰减的正弦振荡。其振荡波形如图4．2．2所示。 并联谐振回路中自由振荡衰减的原因在于损耗电阻的存在。 若回路无损耗, 即Ｒe0→∞, 则衰减系数α→０, 由式（4．2．1）可知, 回路两端电压变化将是一个等幅正弦振荡。由此可以产生一个设想, 如果采用正反馈的方法, 不断地适时给回路补充能量, 使之刚好与Ｒe上损耗的能量相等, 那么就可以获得等幅的正弦振荡了。
8
4.2.2振荡过程与振荡条件 利用正反馈方法来获得等幅的正弦振荡, 这就是反馈振荡器的基本原理。 反馈振荡器是由主网络和反馈网络组成的一个闭合环路, 如图4.2.3所示。 其主网络一般由放大器和选频网络组成, 反馈网络一般由无源器件组成。 一个反馈振荡器必须满足三个条件： 起振条件（保证接通电源后能逐步建立起振荡）, 平衡条件（保证进入维持等幅持续振荡的平衡状态）和稳定条件（保证平衡状态不因外界不稳定因素影响而受到破坏）。
10
１ 起振过程与起振条件 在图4．2．3所示闭合环路中, 在×处断开, 并定义环路增益 其中 , , , 分别是反馈电压、输入电压、主网络增益和反馈系数, 均代表复数。 在刚接通电源时, 电路中存在各种电扰动, 如接通电源瞬间引起的电流突变, 电路中的热噪声等等, 这些扰动均具有很宽的频谱。 如果选频网络是由ＬＣ并联谐振回路组成, 则其中只有角频率为谐振角频率ω0的分量才能通过反馈产生较大的反馈电压 。 如果在谐振频率处, 与原输入电压 同相, 并且具有更大的振幅, 则经过线性放大和反馈的不断循环, 振荡电压振幅就会不断增大。所以, 要使振幅不断增长的条件是:
11
即 也可分别写成： φT(ω0)=2nπ (n=０, １, ２, …) (4.2.5) 式（4．2．4）和（4．2．5）分别称为振幅起振条件和相位起振条件。 在起振过程中, 直流电源补充的能量大于整个环路消耗的能量。
12
２ 平衡过程与平衡条件 振荡幅值的增长过程不可能无止境地延续下去, 因为放大器的线性范围是有限的。 随着振幅的增大, 放大器逐渐由放大区进入饱和区或截止区, 工作于非线性的甲乙类状态, 其增益逐渐下降。 当放大器增益下降而导致环路增益下降到１时, 振幅的增长过程将停止, 振荡器达到平衡, 进入等幅振荡状态。 振荡器进入平衡状态以后, 直流电源补充的能量刚好抵消整个环路消耗的能量。 所以, 反馈振荡器的平衡条件为:
13
T(ω0)= (4.2.7) φT(ω0)=2nπ(n=０, １, ２, …) (4.2.8) 式（4．2．7）和（4．2．8）分别称为振幅平衡条件和相位平衡条件。 根据振幅的起振条件和平衡条件, 环路增益的模值应该具有随振幅Ui增大而下降的特性, 如图4.2.4所示。由于一般放大器的增益特性曲线均具有如图4.2.4所示的形状, 所以这一条件很容易满足, 只要保证起振时环路增益幅值大于１即可。而环路增益的相位φT（ω0）则必须维持在２ｎπ上, 保证为正反馈。
15
３ 平衡状态的稳定性和稳定条件 振荡器在工作过程中, 不可避免地要受到各种外界因素变化的影响, 如电源电压波动、 温度变化、 噪声干扰等。 这些不稳定因素将引起放大器和回路的参数发生变化, 结果使Ｔ（ω0）或φT（ω0）变化, 破坏原来的平衡条件。 如果通过放大和反馈的不断循环, 振荡器越来越偏离原来的平衡状态, 从而导致振荡器停振或突变到新的平衡状态, 则表明原来的平衡状态是不稳定的。反之, 如果通过放大和反馈的不断循环, 振荡器能够产生回到原平衡点的趋势, 并且在原平衡点附近建立新的平衡状态, 则表明原平衡状态是稳定的。
16
要使振幅稳定, 振荡器在其平衡点必须具有阻止振幅变化的能力。具体来说, 在平衡点Ui＝UiA附近, 当不稳定因素使输入振幅Ui增大时, 环路增益幅值Ｔ(ω0)应该减小, 使反馈电压振幅Uf减小, 从而阻止Ui增大；当不稳定因素使Ui减小时, T(ω0)应该增大, 使Uf增大, 从而阻止Ui减小。这就要求在平衡点附近, T(ω0)随Ui的变化率为负值, 即: T(ω0)= Ui Ui=UiA＜ (4.2.9) 式（4．2．9）就是振幅稳定条件。对照图4．2．4可以看到, 满足这个条件的环路增益特性与满足起振和平衡条件所要求的环路增益特性是一致的。
17
振荡器的相位平衡条件是φT（ω0）＝２ｎπ。 在振荡器工作时, 某些不稳定因素可能破坏这一平衡条件。如电源电压的波动或工作点的变化可能使晶体管内部电容参数发生变化, 从而造成相位的变化, 产生一个偏移量Δφ。 由于瞬时角频率是瞬时相位的导数, 所以瞬时角频率也将随着发生变化。为了保证相位稳定, 要求振荡器的相频特性φT（ω）在振荡频率点应具有阻止相位变化的能力。具体来说, 在平衡点ω=ω0附近, 当不稳定因素使瞬时角频率ω增大时, 相频特性φT（ω0）应产生一个-Δφ, 从而产生一个-Δω, 使瞬时角频率ω减小；
18
当不稳定因素使ω减小时, 相频特性φT（ω0）应产生一个Δφ, 从而产生一个Δω, 使ω增大, 即φT（ω） 曲线在ω0附近应为负斜率, 如图4．2．5所示。 数学上可表示为：
式（4.2.10）就是相位的稳定条件。
20
4.2.3反馈振荡电路判断 根据上述反馈振荡电路的基本原理和应当满足的起振、 平衡和稳定三个条件, 判断一个反馈振荡电路能否正常工作, 需考虑以下几点： ① 可变增益放大器件(晶体管, 场效应管或集成电路)应有正确的直流偏置, 开始时应工作在甲类状态, 便于起振。 ② 开始起振时, 环路增益幅值AF(ω0)应大于1。由于反馈网络通常由无源器件组成, 反馈系数F小于1, 故A(ω0)必须大于1。共射、共基电路都可以满足这一点。 为了增大A(ω0), 负载电阻不能太小。 ③ 环路增益相位在振荡频率点应为2π的整数倍, 即环路应是正反馈。
21
④ 选频网络应具有负斜率的相频特性。因为在振荡频率点附近, 可以认为放大器件本身的相频特性为常数, 而反馈网络通常由变压器、 电阻分压器或电容分压器组成, 其相频特性也可视为常数, 所以相位稳定条件应该由选频网络实现。 注意LC并联回路阻抗的相频特性和LC串联回路导纳的相频特性是负斜率, 而LC并联回路导纳的相频特性和LC串联回路阻抗的相频特性是正斜率。 以上第①点可根据直流等效电路进行判断, 其余3点可根据交流等效电路进行判断。
22
例 4.1 判断图例4.1所示各反馈振荡电路能否正常工作。
其中（ａ）、（ｂ）是交流等效电路, （ｃ）是实用电路。 解: 图示三个电路均为两级反馈, 且两级中至少有一级是共射电路或共基电路, 所以只要其电压增益足够大, 振荡的振幅条件容易满足。 而相位条件一是要求正反馈, 二是选频网络应具有负斜率特性。 （ａ）图由两级共射反馈电路组成, 其瞬时极性如图中所标注, 所以是正反馈。ＬＣ并联回路同时担负选频和反馈作用, 且在谐振频率点反馈电压最强。在讨论选频网络的相频特性时, 一定要注意应采用其阻抗特性还是导纳特性。
24
对于（ａ）图, ＬＣ并联回路输入是V2管集电极电流ic2, 输出是反馈到V1管be两端的电压ube1, 所以应采用其阻抗特性。 根据图１．２．４（b）, 可知并联回路的阻抗相频特性是负斜率。 综上所述, (a)图电路也满足相位条件, 因此能够正常工作。 （ｂ）图由共基—共集两级反馈组成。 根据瞬时极性判断法, 如把ＬＣ并联回路作为一个电阻看待, 则为正反馈。但ＬＣ并联回路在谐振频率点阻抗趋于无穷大, 正反馈最弱。 同时对于此ＬＣ并联回路来说, 其输入是电阻Ｒe2上的电压, 输出是电流, 所以应采用其导纳特性。 由于并联回路导纳的相频特性是正斜率, 所以不满足相位稳定条件。综上所述, （ｂ）图电路不能正常工作。
25
（ｃ） 图与（ｂ）图不同之处在于用串联回路置换了并联回路。 由于LC串联回路在谐振频率点阻抗趋于零, 正反馈最强, 且其导纳的相频特性是负斜率, 满足相位稳定条件, 所以（ｃ）图电路能正常工作。(c)图中在V2的发射极与V1的基极之间增加了一条负反馈支路, 用以稳定电路的输出波形。
26
4.3.2三点式振荡器 １． 电路组成法则 三点式振荡器是指ＬＣ回路的三个端点与晶体管的三个电极分别连接而组成的一种振荡器。 三点式振荡器电路用电容耦合或自耦变压器耦合代替互感耦合, 可以克服互感耦合振荡器振荡频率低的缺点, 是一种广泛应用的振荡电路, 其工作频率可达到几百兆赫。 图4．3．2是三点式振荡器的原理图。 先分析在满足正反馈相位条件时, ＬＣ回路中三个电抗元件应具有的性质。 假定ＬＣ回路由纯电抗元件组成, 其电抗值分别为Ｘce, Ｘbe和Ｘbc, 同时不考虑晶体管的电抗效应, 则当回路谐振（ω＝ω0）时, 回路呈纯阻性, 有：
28
－Ｘce＝Ｘbe＋Ｘbc 由于 是 在ΧbeΧbc支路分配在Xbe上的电压, 有 = 因为这是一个正反馈反相放大器, 与 同相, 与 反相, 所以 即Χbe与Χce必须是同性质电抗, 因而Xbc必须是异性质电抗。
29
由上面的分析可知, 在三点式电路中, ＬＣ回路中与发射极相连接的两个电抗元件必须为同性质, 另外一个电抗元件必须为异性质。这就是三点式电路组成的相位判据, 或称为三点式电路的组成法则。
与发射极相连接的两个电抗元件同为电容时的三点式电路, 称为电容三点式电路, 也称为考毕兹电路。 与发射极相连接的两个电抗元件同为电感时的三点式电路, 称为电感三点式电路, 也称为哈特莱电路。 ２．电容三点式电路（又称考毕兹电路, Ｃｏｐｌｉｔｔｓ）
30
图4.3.3（ａ）是电容三点式电路一种常见形式,（ｂ）是其高频等效电路。图中Ｃ1、Ｃ2是回路电容, Ｌ是回路电感, Ｃb和Ｃc分别是高频旁路电容和耦合电容。 一般来说, 旁路电容和耦合电容的电容值至少要比回路电容值大一个数量级以上。 有些电路里还接有高频扼流圈, 其作用是为直流提供通路而又不影响谐振回路工作特性。对于高频振荡信号, 旁路电容和耦合电容可近似为短路, 高频扼流圈可近似为开路。 由于电容三点式电路已满足反馈振荡器的相位条件, 只要再满足振幅起振条件就可以正常工作。因为晶体管放大器的增益随输入信号振幅变化的特性与振荡的三个振幅条件一致, 所以只要能起振, 必定满足平衡和稳定条件。
32
由于电容三点式电路已满足反馈振荡器的相位条件, 只要再满足振幅起振条件就可以正常工作。因为晶体管放大器的增益随输入信号振幅变化的特性与振荡的三个振幅条件一致, 所以只要能起振, 必定满足平衡和稳定条件。 由图4.3.3（ｂ）可见, 这是一个共基电路。 利用晶体管共基组态简化等效电路可以将电容三点式电路画成如图4.3.4（ａ）所示的形式, 其中虚线框内是晶体管共基组态简化等效电路。 R′L=Re0‖RL。 晶体管输出电容未考虑。 在图４.３.４（ａ）中的双电容耦合电路里, 可把次级电路元件ｒe、 Ｒe、Ｃb′e等效到初级中, 如图４.３.４（ｂ）所示。
34
在图４.３.４（ａ）中的双电容耦合电路里, 可把次级电路元件ｒe、 Ｒe、 Ｃb′e等效到初级中, 如图４.３.４（ｂ）所示。其中接入系数
35
图4.3.４（ｂ）又可以进一步等效为图4.３.４（ｃ）。 其中等效电导G=g′L+g′e, 式中，g′L= ′ L, g′e= 。 等效电纳B=ωC-1／(ωL), 所以环路增益
36
振荡角频率 由此可求得振幅起振条件为: 即 其中
37
本电路的反馈系数 Ｆ的取值一般为１／８～１／２。 由式（4.3.1）可知, 为了使电容三点式电路易于起振, 应选择跨导ｇm较大、 rb′e较大的晶体管, 其负载ＲL和回路谐振电阻Ｒe0也要大, 而接入系数ｎ要合理选择。实践表明, 如果选用截止频率ｆT大于振荡频率五倍以上的晶体管作放大器, 负载ＲL不要太小（１kΩ以上）, 接入系数ｎ取值合适, 一般都能满足起振条件。
38
３. 电感三点式电路（又称哈特莱电路, Ｈａｒｔｌｅｙ）
图4.3.5（ａ）为电感三点式振荡器电路。其中Ｌ1, Ｌ2是回路电感, Ｃ是回路电容, Ｃc和Ｃe是耦合电容, Ｃb是旁路电容, Ｌ3和Ｌ4是高频扼流圈。（ｂ）图为其共基组态交流等效电路。 利用类似于电容三点式振荡器的分析方法, 也可以求得电感三点式振荡器振幅起振条件和振荡频率, 区别在于这里以自耦变压器耦合代替了电容耦合。 振荡角频率ω0= (4.3.3) 其中L=L1+L2+2M, M为互感系数起振条件
40
其中接入系数 n= g′L= ge= 本电路反馈系数 F=n= (4.3.5) Ｆ的取值一般为１／１０～１／２。 电容三点式振荡器和电感三点式振荡器各有其优缺点。 电容三点式振荡器的优点是： 反馈电压取自Ｃ2, 而电容对晶体管非线性特性产生的高次谐波呈现低阻抗, 所以反馈电压中高次谐波分量很小, 因而输出波形好, 接近于正弦波。
41
缺点是：反馈系数因与回路电容有关, 如果用改变回路电容的方法来调整振荡频率, 必将改变反馈系数, 从而影响起振。 电感三点式振荡器的优点是便于用改变电容的方法来调整振荡频率, 而不会影响反馈系数, 缺点是反馈电压取自Ｌ2, 而电感线圈对高次谐波呈现高阻抗, 所以反馈电压中高次谐波分量较多, 输出波形较差。 两种振荡器共同的缺点是：晶体管输入输出电容分别和两个回路电抗元件并联, 影响回路的等效电抗元件参数, 从而影响振荡频率。 由于晶体管输入输出电容值随环境温度、电源电压等因素而变化, 所以三点式电路的频率稳定度不高, 一般在１０-3量级。
42
例４.３在图例4.3所示振荡器交流等效电路中, 三个ＬＣ并联回路的谐振频率分别是：f1=1／( ), f2=1／( ), f3=1／( ), 试问ｆ1、 ｆ2、ｆ3满足什么条件时该振荡器能正常工作？且相应的振荡频率是多少？ 解: 由图可知, 只要满足三点式组成法则, 该振荡器就能正常工作。 若组成电容三点式, 则在振荡频率ｆ01处, Ｌ1Ｃ1回路与Ｌ2Ｃ2回路应呈现容性, Ｌ3Ｃ3回路应呈现感性。 所以应满足ｆ1≤ｆ2＜ｆ01＜ｆ3或ｆ2＜ｆ1＜ｆ01＜ｆ3。
44
若组成电感三点式, 则在振荡频率ｆ02处, Ｌ1Ｃ1回路与Ｌ2Ｃ2回路应呈现感性, Ｌ3Ｃ3回路应呈现容性, 所以应满足ｆ1≥ｆ2＞ｆ02＞ｆ3或ｆ2＞ｆ1＞ｆ02＞ｆ3。
在两种情况下, 振荡频率ｆ0的表达式均为:
45
例 4. 4 在图例4. ４所示电容三点式振荡电路中, 已知Ｌ＝０
例 在图例4.４所示电容三点式振荡电路中, 已知Ｌ＝０.５μH, Ｃ1＝５１ｐF, Ｃ2＝３３００ｐF, Ｃ3＝１２～２５０ｐF, ＲL＝５kΩ, ｇm＝３０mＳ, Ｃb′e＝２０ｐF, Ｑ0＝８０, 试求能够起振的频率范围。 解: 参照图4.3.4所示交流等效电路, 可求得图例4.4所示电容三点式电路的有关参数。 (1)当C3=12 pF时, CΣ= ≈62.23pF
47
ge0= 又 所以
48
根据振幅起振条件式（4.3.1） gm＞ g′L+nge 可见Ｃ3＝１２ｐF时, 电路满足起振条件, 相应的振荡频率 f0= （２） 当Ｃ3＝２５０pF时, 可求出相应参数 可见这时电路不满足振幅起振条件。
49
（３） 低频段满足起振条件的临界值为: gm= 对应的总等效电容 = 0.015×(30× ×30×10-3)-0.2×10-3 ≈0.24×10-3S CΣ=L(Q0ge0)2=0.5×10-6×(80×0.24×10-3)2 ≈ 184pF
50
对应可变电容值 对应的振荡频率 f0= 所以, 振荡频率范围为１６．５９ ～２８．５３ＭＨｚ。
51
４． 克拉泼（Ｃｌａｐｐ）电路 从上面分析可知, 电容三点式电路比电感三点式电路性能要好些, 但如何减小晶体管输入输出电容对频率稳定度的影响仍是一个必须解决的问题, 于是出现了改进型的电容三点式电路——克拉泼电路。 图4．3．6（ａ）是克拉泼电路的实用电路, （ｂ）是其高频等效电路。与电容三点式电路比较, 克拉泼电路的特点是在回路中增加了一个与Ｌ串联的电容Ｃ3。各电容取值必须满足：Ｃ3Ｃ1, Ｃ3，Ｃ2, 这样可使电路的振荡频率近似只与Ｃ3、Ｌ有关。 先不考虑晶体管输入输出电容的影响。 因为Ｃ3远远小于Ｃ1或Ｃ2, 所以Ｃ1、Ｃ2 、Ｃ3三个电容串联后的等效电容
53
于是, 振荡角频率 由此可见, 克拉泼电路的振荡频率几乎与Ｃ1、Ｃ2无关。 现在分析晶体管结电容Ｃce、 Ｃbe 对振荡频率的影响。 由图４．３．６（ｂ）可以看到, Ｃce与谐振回路的接入系数
54
和电容三点式电路中Ｃce与谐振回路的接入系数n=C2／(C1+C2)比较, 由于Ｃ3Ｃ1, Ｃ3Ｃ2, 所以ｎ′ｎ。
同理, Ｃbe对振荡频率的影响也极小。 因此, 克拉泼电路的频率稳定度比电容三点式电路要好。 在实际电路中, 根据所需的振荡频率决定Ｌ、Ｃ3的值, 然后取Ｃ1、 Ｃ2远大于Ｃ3即可。但是Ｃ3不能取得太小, 否则将影响振荡器的起振。
55
由图４．３．６（ｂ）可以看到, 晶体管ｃ、ｂ两端与回路Ａ、Ｂ两端之间的接入系数
n1= 所以, Ａ、 Ｂ两端的等效电阻R′L=RL‖Re0, 折算到ｃ、 ｂ两端后为:
56
共基电路的等效负载, Ｒ″L越小, 则共基电路的电压增益越小, 从而环路增益越小, 越不易起振。对于考毕兹电路而言, 共基电路的等效负载就是R′L。所以, 克拉泼电路是用牺牲环路增益的方法来换取回路标准性的提高。 克拉泼电路的缺陷是不适合于作波段振荡器。波段振荡器要求在一段区间内振荡频率可变, 且振荡幅值保持不变。 由于克拉泼电路在改变振荡频率时需调节Ｃ3, 根据式（4．3．7）,当Ｃ3改变以后, R″L将发生变化, 使环路增益发生变化, 从而使振荡幅值也发生变化。所以克拉泼电路只适宜于作固定频率振荡器或波段复盖系数较小的可变频率振荡器。所谓波段复盖系数是指可以在一定波段范围内连续正常工作的振荡器的最高工作频率与最低工作频率之比。一般克拉泼电路的波段复盖系数为１．２～１．３。
57
５． 西勒（Ｓｅｉｌｅｒ）电路 针对克拉泼电路的缺陷, 出现了另一种改进型电容三点式电路——西勒电路。 图4．3．7（ａ）是其实用电路, （ｂ）是其高频等效电路。 西勒电路是在克拉泼电路基础上, 在电感Ｌ两端并联了一个小电容Ｃ4, 且满足Ｃ1 、 Ｃ2远大于Ｃ3 , Ｃ1 、 Ｃ2远大于Ｃ4, 所以其回路等效电容
59
所以, 振荡频率 在西勒电路中, 由于Ｃ4 与Ｌ并联, 所以Ｃ4的大小不影响回路的接入系数, 其共基电路等效负载R″L仍同式（４．３．７）所示。 如果使Ｃ3固定, 通过变化Ｃ4来改变振荡频率, 则R″L在振荡频率变化时基本保持不变, 从而使输出振幅稳定。因此, 西勒电路可用作波段振荡器, 其波段覆盖系数为１．６～１．８左右。
60
６ 小结 以上所介绍的五种ＬＣ振荡器均是采用ＬＣ元件作为选频网络。由于ＬＣ元件的标准性较差, 因而谐振回路的Ｑ值较低, 空载Ｑ值一般不超过３００, 有载Ｑ值就更低, 所以ＬＣ振荡器的频率稳定度不高, 一般为１０-3量级, 即使是克拉泼电路和西勒电路也只能达到１０-4～１０-5量级。如果需要频率稳定度更高的振荡器, 可以采用晶体振荡器。
61
4．4晶 体 振 荡 器 4.4.1石英晶体及其特性 １ 石英晶体谐振器
石英是矿物质硅石的一种, 化学成分是ＳiＯ2, 形状是呈角锥形的六棱结晶体。 石英晶体具有压电效应。当交流电压加在晶体两端, 晶体先随电压变化产生应变, 然后机械振动又使晶体表面产生交变电荷。当晶体几何尺寸和结构一定时, 它本身有一个固有的机械振动频率。当外加交流电压的频率等于晶体的固有频率时, 晶体片的机械振动最大, 晶体表面电荷量最多, 外电路中的交流电流最强, 于是产生了谐振。 因此, 将石英晶体按一定方位切割成片, 两边敷以电极, 焊上引线, 再用金属或玻璃外壳封装即构成石英晶体谐振器（简称石英晶振）。
62
石英晶振的固有频率十分稳定, 它的温度系数（温度变化１℃所引起的固有频率相对变化量）在１０-6以下。另外, 石英晶振的振动具有多谐性, 即除了基频振动外, 还有奇次谐波泛音振动。 对于石英晶振, 既可利用其基频振动, 也可利用其泛音振动。 前者称为基频晶体, 后者称为泛音晶体。晶片厚度与振动频率成反比, 工作频率越高, 要求晶片越薄, 因而机械强度越差, 加工越困难, 使用中也易损坏。 由此可见, 在同样的工作频率上, 泛音晶体的切片可以做得比基频晶体的切片厚一些。所以在工作频率较高时, 常采用泛音晶体。 通常在工作频率小于20MHz时采用基频晶体, 大于20 MHz时采用泛音晶体。
63
２. 石英晶振的阻抗频率特性 图4．４．１是石英晶振的符号和等效电路。其中： 安装电容C0约１pF～１０ｐF 动态电感Lq约10-3H～102 H 动态电容Cq约10-4pF～10-1pF 动态电阻rq约几十欧到几百欧 由以上参数可以看到： １） 石英晶振的Ｑ值和特性阻抗ρ都非常高。 Ｑ值可达几万到几百万, 因为
65
（ 2） 由于石英晶振的接入系数n=Cq／(C0+Cq)很小, 所以外接元器件参数对石英晶振的影响很小。
综合以上两点, 不难理解石英晶振的频率稳定度是非常高的。 由图4．４．１（ｂ）可以看到, 石英晶振可以等效为一个串联谐振回路和一个并联谐振回路。 若忽略ｒq, 则晶振两端呈现纯电抗, 其电抗频率特性曲线如图4．４．２中两条实线所示。 串联谐振频率
66
并联谐振频率 Fp= 由于Cq／C0很小, 所以ｆp与ｆs间隔很小, 因而在ｆs～ｆp感性区间, 石英晶振具有陡峭的电抗频率特性, 曲线斜率大, 利于稳频。若外部因素使谐振频率增大, 则根据晶振电抗特性, 必然使等效电感Ｌ增大, 但由于振荡频率与Ｌ的平方根成反比, 所以又促使谐振频率下降, 趋近于原来的值。
67
石英晶振产品还有一个标称频率ｆN。ｆN的值位于ｆs与ｆp之间, 这是指石英晶振两端并接某一规定负载电容ＣL时石英晶振的振荡频率。 CL的电抗频率曲线如图4.4.2中虚线所示。 负载电容CL的值载于生产厂家的产品说明书中, 通常为30pF(高频晶体), 或100pF(低频晶体), 或标示为∞(指无需外接负载电容, 常用于串联型晶体振荡器)。
69
4.4.2晶体振荡器电路 将石英晶振作为高Ｑ值谐振回路元件接入正反馈电路中, 就组成了晶体振荡器。根据石英晶振在振荡器中的作用原理, 晶体振荡器可分成两类。一类是将其作为等效电感元件用在三点式电路中, 工作在感性区, 称为并联型晶体振荡器； 另一类是将其作为一个短路元件串接于正反馈支路上, 工作在它的串联谐振频率上, 称为串联型晶体振荡器。 １ 皮尔斯（Ｐｉｅｒｃｅ）振荡电路 并联型晶体振荡器的工作原理和三点式振荡器相同, 只是将其中一个电感元件换成石英晶振。石英晶振可接在晶体管ｃ、ｂ极之间或ｂ、ｅ极之间, 所组成的电路分别称为皮尔斯振荡电路和密勒振荡电路。
70
皮尔斯电路是最常用的振荡电路之一。 图4．4．3（ａ）是皮尔斯电路, （ｂ）是其高频等效电路, 其中虚线框内是石英晶振的等效电路。
由图4．４．３（ｂ）可以看出, 皮尔斯电路类似于克拉泼电路, 但由于石英晶振中Ｃq极小, Ｑq极高, 所以皮尔斯电路具有以下一些特点： （１） 振荡回路与晶体管、负载之间的耦合很弱。晶体管ｃ、ｂ端, ｃ、ｅ端和ｅ、ｂ端的接入系数分别是:
72
以上三个接入系数一般均小于１０-3～１０-4, 所以外电路中的不稳定参数对振荡回路影响很小, 提高了回路的标准性。 （２） 振荡频率几乎由石英晶振的参数决定, 而石英晶振本身的参数具有高度的稳定性。 振荡频率
73
其中ＣL是和晶振两端并联的外电路各电容的等效值, 即根据产品要求的负载电容。
在实用时, 一般需加入微调电容, 用以微调回路的谐振频率, 保证电路工作在晶振外壳上所注明的标称频率ｆN上。 （３） 由于振荡频率ｆ0一般调谐在标称频率ｆN上, 位于晶振的感性区内, 电抗曲线陡峭, 稳频性能极好。 （４） 由于晶振的Ｑ值和特性阻抗ρ= 都很高, 所以晶振的谐振电阻也很高, 一般可达１０10Ω以上。这样即使外电路接入系数很小, 此谐振电阻等效到晶体管输出端的阻抗仍很大, 使晶体管的电压增益能满足振幅起振条件的要求。
74
例 4.5图例4．５（ａ）是一个数字频率计晶振电路, 试分析其工作情况。
解: 先画出V1管高频交流等效电路, 如图例4．５（ｂ）所示, ０．０１μF电容较大, 作为高频旁路电路, V2管作射随器。 由高频交流等效电路可以看到, V1管的c、 e极之间有一个ＬＣ回路, 其谐振频率为: f0= 所以在晶振工作频率５MHz处, 此ＬＣ回路等效为一个电容。可见, 这是一个皮尔斯振荡电路, 晶振等效为电感, 容量为３pF～１０pF的可变电容起微调作用, 使振荡器工作在晶振的标称频率５MHz上。
76
２密勒（Ｍｉｌｌｅｒ）振荡电路 图4．4．4是场效应管密勒振荡电路。 石英晶体作为电感元件连接在栅极和源极之间, ＬＣ并联回路在振荡频率点等效为电感, 作为另一电感元件连接在漏极和源极之间, 极间电容Ｃgd作为构成电感三点式电路中的电容元件。由于Ｃgd又称为密勒电容, 故此电路有密勒振荡电路之称。 密勒振荡电路通常不采用晶体管, 原因是正向偏置时高频晶体管发射结电阻太小, 虽然晶振与发射结的耦合很弱, 但也会在一定程度上降低回路的标准性和频率的稳定性, 所以采用输入阻抗高的场效应管。
78
３． 泛音晶振电路 从图4.4.1(c)中可以看到, 在石英晶振的完整等效电路中, 不仅包含了基频串联谐振支路, 还包括了其它奇次谐波的串联谐振支路, 这就是前面所说的石英晶振的多谐性。但泛音晶体所工作的奇次谐波频率越高, 可能获得的机械振荡和相应的电振荡越弱。 在工作频率较高的晶体振荡器中, 多采用泛音晶体振荡电路。泛音晶振电路与基频晶振电路有些不同。在泛音晶振电路中, 为了保证振荡器能准确地振荡在所需要的奇次泛音上, 不但必须有效地抑制掉基频和低次泛音上的寄生振荡, 而且必须正确地调节电路的环路增益, 使其在工作泛音频率上略大于1, 满足起振条件, 而在更高的泛音频率上都小于1, 不满足起振条件。
79
在实际应用时, 可在三点式振荡电路中, 用一选频回路来代替某一支路上的电抗元件, 使这一支路在基频和低次泛音上呈现的电抗性质不满足三点式振荡器的组成法则, 不能起振； 而在所需要的泛音频率上呈现的电抗性质恰好满足组成法则, 达到起振。 图4．4．5（ａ）给出了一种并联型泛音晶体振荡电路。 假设泛音晶振为五次泛音, 标称频率为５MHz, 基频为１MHz, 则ＬＣ1回路必须调谐在三次和五次泛音频率之间。这样, 在５ MHz 频率上, ＬＣ1回路呈容性, 振荡电路满足组成法则。对于基频和三次泛音频率来说, ＬＣ1回路呈感性, 电路不符合组成法则, 不能起振。
81
而在七次及其以上泛音频率, LC1回路虽呈现容性, 但等效容抗减小, 从而使电路的电压放大倍数减小, 环路增益小于1, 不满足振幅起振条件。 LC1回路的电抗性如(b)图所示。
４． 串联型晶体振荡器 串联型晶体振荡器是将石英晶振用于正反馈支路中, 利用其串联谐振时等效为短路元件, 电路反馈作用最强, 满足振幅起振条件, 使振荡器在晶振串联谐振频率ｆs上起振。图4．4．6（ａ）给出了一种串联型单管晶体振荡器电路, （ｂ）是其高频等效电路。 这种振荡器与三点式振荡器基本类似, 只不过在正反馈支路上增加了一个晶振。Ｌ, Ｃ1 , Ｃ2和Ｃ3组成并联谐振回路而且调谐在振荡频率上。
83
4.5压 控 振 荡 器 4.5.1变容二极管 变容二极管是利用ＰＮ结的结电容随反向电压变化这一特性制成的一种压控电抗元件。变容二极管的符号和结电容变化曲线如图4．5．1所示。 变容二极管结电容可表示为: Cj= 其中ｎ为变容指数, 其值随半导体掺杂浓度和ＰＮ结的结构不同而变化, Ｃj（0）为外加电压u＝０时的结电容值, UB为ＰＮ结的内建电位差。
85
变容二极管必须工作在反向偏压状态, 所以工作时需加负的静态直流偏压－UQ。若交流控制电压uΩ为正弦信号, 变容管上的电压为:
u=-(UQ+uΩ)=-(UQ+Uωm cos Ωt) 代入式(4.5.1), 则有: Cj= 其中静态结构电容
86
结电容调制度
87
4.5.2变容二极管压控振荡器 将变容二极管作为压控电容接入ＬＣ振荡器中, 就组成了ＬＣ压控振荡器。一般可采用各种形式的三点式电路。 需要注意的是, 为了使变容二极管能正常工作, 必须正确地给其提供静态负偏压和交流控制电压, 而且要抑制高频振荡信号对直流偏压和低频控制电压的干扰, 所以, 在电路设计时要适当采用高频扼流圈、旁路电容、隔直流电容等。 无论是分析振荡器还是压控振荡器都必须正确画出振荡器的直流通路和高频振荡回路。对于后者, 还须画出变容二极管的直流偏置电路与低频控制回路。 例4.6说明了具体方法与步骤。
88
例 4.6画出图例4.6(a)所示中心频率为360MHz的变容二极管压控振荡器中晶体管的直流通路和高频振荡回路, 变容二极管的直流偏置电路和低频控制回路。
解: 画晶体管直流通路, 只需将所有电容开路、 电感短路即可, 变容二极管也应开路, 因为它工作在反偏状态, 如图(b)所示。 画变容二极管直流偏置电路, 需将与变容二极管有关的电容开路, 电感短路, 晶体管的作用可用一个等效电阻表示。 由于变容二极管的反向电阻很大, 可以将其它和它相连的电阻作近似处理。如本例中变容二极管的负端可直接与15 V电源相接, 见图(c)。
90
画高频振荡回路与低频控制回路前, 应仔细分析每个电容与电感的作用。对于高频振荡回路, 小电容是工作电容, 大电容是耦合电容或旁路电容, 小电感是工作电感, 大电感是高扼圈。 当然, 变容二极管也是工作电容。保留工作电容与工作电感, 将耦合电容与旁路电容短路, 高扼圈开路, 直流电源与地短路, 即可得到高频振荡回路, 如图(d)所示。正常情况下, 不需画出电阻。 判断工作电容和工作电感, 一是根据参数值大小, 二是根据所处的位置。电路中数值最小的电容(电感)和与其处于同一数量级的电容(电感)均被视为工作电容(电感), 耦合电容与旁路电容的值往往要大于工作电容几十倍以上, 高扼圈的值也远远大于工作电感。
91
另外, 工作电容与工作电感是按照振荡器组成法则设置的, 耦合电容起隔直流和交流耦合作用, 旁路电容对电阻起旁路作用, 高扼圈对直流和低频信号提供通路, 对高频信号起阻挡作用, 因此它们在电路中所处位置不同。 据此也可以进行正确判断。 对于低频控制通路, 只需将与变容二极管有关的电感短路(由于其感抗相对较小), 除了低频耦合或旁路电容短路外, 其它电容开路, 直流电源与地短路即可。由于此时变容二极管的等效容抗和反向电阻均很大, 所以对于其它电阻可作近似处理。 本例中1000 pF电容是高频旁路电容, 但对于低频信号却是开路的。 图(e)即为低频控制通路。
92
压控振荡器的主要性能指标是压控灵敏度和线性度。其中压控灵敏度定义为单位控制电压引起的振荡频率的增量, 用Ｓ表示, 即
中心震荡频率 所以
93
图4.5.2时变容二极管压控制震荡器的频率一电压特性。一般情况下，之一特性是非线性的，其非线性程度与变容制数和电路结构有关。在中心频率附近较小区域内线性较好，灵敏度也较高.
96
所以 由
97
可求得压空灵敏度 可见, 正向和负向压控灵敏度略有差别, 说明压控特性是非线性的。
98
4.5.3晶体压控振荡器 为了提高压控振荡器中心频率稳定度, 可采用晶体压控振荡器。在晶体压控振荡器中, 晶振或者等效为一个短路元件, 起选频作用； 或者等效为一个高Ｑ值的电感元件, 作为振荡回路元件之一。 通常仍采用变容二极管作压控元件。 在图4．5．3所示晶体压控振荡器高频等效电路中, 晶振作为一个电感元件。 控制电压调节变容二极管的电容值, 使其与晶振串联后的总等效电感发生变化, 从而改变振荡器的振荡频率。
100
晶体压控振荡器的缺点是频率控制范围很窄。 图4．5．3所示电路的频率控制范围仅在晶振的串联谐振频率ｆs与并联谐振频率ｆp之间。 为了增大频率控制范围, 可在晶振支路中增加一个电感Ｌ。 Ｌ越大, 频率控制范围越大, 但频率稳定度相应下降。 因为增加一个电感Ｌ与晶振串联或并联, 分别相当于使晶振本身的串联谐振频率ｆs左移或使并联谐振频率ｆp右移, 所以可控频率范围ｆs～ｆp增大, 但电抗曲线斜率下降。 从图4．5．4中可以很清楚地说明这一点。
102
在图4.5.4中, (a)图是串联电感扩展法原理。 其中左图为等效电路, 右图中两条虚曲线是晶振的电抗频率曲线, 一条斜直虚线XL=ωL表示加入的电感L的电抗特性。由于晶振与L串联, 所以两者的电抗频率曲线相加, 就是扩展后的总电抗频率曲线, 如两条实线所示。 f′s是扩展后的串联谐振频率。 (b)图是并联电感扩展法原理。 左图为等效电路, 右图中两条虚曲线是晶振的电抗频率曲线, 三条实线是扩展后的电抗频率曲线, f′p是扩展后的并联谐振频率。由于分析并联关系采用电纳特性更加方便和清楚, 故(c)图给出了(b)图对应的电纳频率曲线。图中两条虚线B1和B2是晶振的电纳频率曲线, 另一条虚线BL= 表示加入的电感L的电纳特性。
103
由于晶振与L并联, 所以两者的电纳频率曲线相加, 就是扩展后的总电纳频率曲线, 如两条实线所示。这两条实线变换到(b)图, 即为扩展后的总电抗频率曲线。
图4.5.5是应用串联电感扩展法原理的晶体压控振荡器实用电路。该电路中心频率约20 MHz, 频偏约为10 kHz。
105
4.６集成电路振荡器 4.6.1差分对管振荡电路 在集成电路振荡器里, 广泛采用如图4.6.1（ａ）所示的差分对管振荡电路, 其中V2管集电极外接的ＬＣ回路调谐在振荡频率上。（ｂ）图为其交流等效电路。 (b)图中Ree为恒流源I0的交流等效电阻。可见, 这是一个共集—共基反馈电路。 由于共集电路与共基电路均为同相放大电路, 且电压增益可调至大于１, 根据瞬时极性法判断, 在V1管基极断开, 有ub1↑→ue1(ue2)↑→uc2↑→ub1↑, 所以是正反馈。在振荡频率点, 并联ＬＣ回路阻抗最大, 正反馈电压uf（uo）最强, 且满足相位稳定条件。 综上所述, 此振荡器电路能正常工作。
107
4.6.2单片集成振荡器电路Ｅ１６４８ 现以常用电路Ｅ１６４８为例介绍集成电路振荡器的组成。 单片集成振荡器Ｅ１６４８是ＥＣＬ中规模集成电路, 其内部电路图如图4.6.2所示。 Ｅ１６４８采用典型的差分对管振荡电路。 该电路由三部分组成：差分对管振荡电路、放大电路和偏置电路。V7、V8、 V9管与10脚、12脚之间外接ＬＣ回路组成差分对管振荡电路, 其中V9管为可控恒流源。振荡信号由V7管基极取出, 经两级放大电路和一级射随后, 从③脚输出。
109
第一级放大电路由V5和V4管组成共射—共基级联放大器, 第二级由V3和V2管组成单端输入、单端输出的差分放大器, V1管作射随器。偏置电路由V10～Ｖ14管组成, 其中Ｖ11与Ｖ10管分别为两级放大电路提供偏置电压, V12～Ｖ14管为差分对管振荡电路提供偏置电压。V12与Ｖ13管组成互补稳定电路, 稳定Ｖ8基极电位。若Ｖ8基极电位受到干扰而升高, 则有ub8(ub13)↑→uc13(ub12)↓→ue12(ub8)↓, 这一负反馈作用使Ｖ8基极电位保持恒定。
110
图4.6.3是利用E1648组成的正弦波振荡器。振荡频率fg= , 其中Ci≈6 pF是10、12脚之间的输入电容。 E1648的最高振荡频率可达225MHz。 E1648有①脚与③脚两个输出端。 由于①脚和③脚分别是片内V1管的集电极和发射极, 所以①脚输出电压的幅度可大于③脚的输出。当然, L2C2回路应调谐在振荡频率fg上。 如果10脚与12脚外接包括变容二极管在内的LC元件, 可以构成压控振荡器。显然, 利用E1648也可以构成晶体振荡器。
112
4.6.3运放振荡器 由运算放大器代替晶体管可以组成运放振荡器, 图4.6.4是电感三点式运放振荡器。 其振荡频率f0= 运放三点式电路的组成原则与晶体管三点式电路的组成原则相似, 即同相输入端与反相输入端、 输出端之间是同性质电抗元件, 反相输入端与输出端之间是异性质电抗元件。 图4.6.5是晶体运放振荡器, 图中晶体等效为一个电感元件, 可见这是皮尔斯电路。 运放振荡器电路简单, 调整容易, 但工作频率受运放上限截止频率的限制。
115
4.7 ＲＣ 振 荡 器 当要求产生频率在几十千赫以下的正弦波信号时, 如仍采用ＬＣ回路作选频网络, 则所需回路电感量很大, 使元件体积增大, 且使用不方便。 这时, 可以改用ＲＣ电路作选频网络, 同时采用晶体管或集成电路作为放大器, 组成ＲＣ振荡器。ＲＣ振荡器也是一种反馈型振荡器, 用于产生低频正弦波信号。 图4．7．1是三种常用的ＲＣ选频网络电路及其电压传输系数Ａ（jω）和频率特性。其中, 导前移相电路和滞后移相电路分别具有高通滤波和低通滤波的特性, 其幅频特性分别是单调递增和单调递减曲线, 选频特性很差； 串并联选频电路具有类似ＬＣ回路的带通滤波特性, 但选择性能不如ＬＣ回路。 三种ＲＣ电路均具有负斜率的相频特性, 满足振荡器的相位稳定条件。
116
4.7.1文氏电桥振荡器 由图4．7．1可知, 串并联选频电路在ω=ω0处的相移为零, 所以, 为了形成正反馈, 必须采用同相放大器。通常可以采用两级共射电路组成, 或者采用同相集成运算放大器。后者所组成的振荡电路如图4．7．2（ａ）所示。（ａ）图可以改画成如（ｂ）图所示的文氏电桥电路形式, 因而称为文氏电桥振荡器。 与ＬＣ振荡器相同, ＲＣ振荡器也必须满足起振、 平衡和稳定三个条件。
119
文氏电桥振荡器的反馈系数（即串并联选频电路的传输系数）为：
其中震荡角频率 或 所以
120
所以, 在N(ω)= 处, 有ω1=0.3ω0, ω2=3.3ω0。 可见, 串并联选频电路的幅频特性不对称, 且选择性较差。 由于串并联选频电路组成的反馈网络在振荡频率ｆ0处的增益为１／３, 所以同相运放的起始增益必须大于３, 才能满足环路增益大于１的振幅起振条件。ＬＣ振荡器的振幅平衡和稳定条件是依靠晶体管的非线性特性来满足的, 而文氏电桥振荡器由于串并联选频电路的选频特性差, 不能有效地滤除高次谐波分量, 所以, 放大器必须工作在线性区, 才能保证输出波形非线性失真小。为此,采用了以下两个方法：
121
(１) 引入负反馈以减小和限制放大器的增益, 使在开始时放大器增益略大于３, 这样, 环路增益仅在振荡频率ｆ0及其附近很窄的频率段略大于１, 满足振幅起振条件, 而在其余频段均不满足正反馈振幅起振条件。 (２) 在负反馈支路上采用具有负温度系数的热敏电阻（如图4．７．２(a)中的Ｒt）。 起振后, 振荡电压振幅逐渐增大, 加在Ｒt上的平均功率增加, 温度升高, 使Ｒt阻值减小, 负反馈加深, 放大器增益迅速下降。 这样, 放大器在线性工作区就会具有随振幅增加而增益下降的特性, 满足振幅平衡和稳定条件。
122
可见, 文氏电桥振荡器是依靠外加热敏电阻形成可变负反馈来实现振幅的平衡和稳定, 这种方法称为外稳幅； 而像ＬＣ振荡器那样依靠晶体管本身的非线性特性来稳定振幅的方法称为内稳幅。
串并联选频电路的相频特性具有负斜率, 所以满足相位稳定条件。
123
4.7.2ＲＣ相移振荡器 由图4．７．１可知, 一节导前移相或滞后移相电路实际能产生的相移量小于90°(当相移趋近90°时, 增益已趋于零）, 所以, 至少要三节ＲＣ移相电路才能产生180°相移。由三节移相电路和反相放大器就可以组成正反馈振荡器。 图4．7．3给出了由三节导前移相电路和集成运放组成的ＲＣ相移振荡器。该振荡器的振荡频率ｆ0和振幅起振条件分别为：
125
ＲＣ相移振荡器是采用内稳幅的振荡电路, ＲＣ移相电路的选频性能又很差, 因而输出波形不好, 频率稳定度低, 只能用在性能要求不高的设备中。
126
4．8 集成高频正弦波振荡电路的选用与实例介绍
4． 集成高频正弦波振荡电路的选用与实例介绍 各种集成放大电路都可以用来组成集成正弦波振荡器, 确定该振荡器振荡频率的LC元件需外接。为了满足振幅起振条件, 集成放大电路的单位增益带宽BWG至少应比振荡频率f0大1～2倍。为了保证振荡器有足够高的频率稳定度,一般宜取BW≥f0或BWG＞(3～10)f0。集成放大电路的最大输出电压幅度和负载特性也应满足要求。利用晶振可以提高集成正弦波振荡器的频率稳定度。采用单片集成振荡电路如E1648等组成正弦波振荡器则更加方便, 在4.6节中已有介绍。
127
用集成宽带放大电路F733和LC网络可以组成频率在120 MHz以内的高频正弦波振荡器, 典型接法如图4. 8
图4．８．2是松下ＴＣ—４８３D型彩色电视机甚高频电调谐高频头中本机振荡器电路, 是由分立元件组成。 在高频头中, 本振的作用是产生一个与输入电视图像载频相差一个中频（３８MHz）的高频正弦波信号。
130
甚高频电视频道范围为１～１２频道, 其中１～５频道（Ｌ频段）图像载频范围为４９．７５MHz～８５．２５ MHz, ６～１２频道（Ｈ频段）图像载频范围为１６８．２５ MHz～２１６．２５MHz。 图中开关二极管V1受频段选择的控制。 Ｌ频段时, ＢＳ＝３０Ｖ, ＢＶ＝１２Ｖ, V1反偏截止, 交流等效电路如图4．8．3（ａ）所示。Ｈ频段时, ＢＳ＝0V, ＢＶ＝１２Ｖ, V1导通, Ｌ16被短路(因2200pF电容对高频信号短路), 交流等效电路如图4．8．3（ｂ）所示。
131
V2是变容二极管, 其电容量受调谐电压ＢＴ控制。 改变V2的电容量, 便可改变本振频率。
由图可知, 这是一个压控西勒电路。由于整个甚高频波段覆盖系数为４．２, 数值较大, 分成Ｌ和Ｈ两个频段后, 波段覆盖系数均下降为１.７, 正好在西勒电路的调节范围之内。
133
4.9 章末小结 本章介绍了反馈振荡原理和反馈型正弦波振荡器的几种常用电路类型, 要点如下：
4.9 章末小结 本章介绍了反馈振荡原理和反馈型正弦波振荡器的几种常用电路类型, 要点如下： (１) 反馈振荡器是由放大器和反馈网络组成的具有选频能力的正反馈系统。 反馈振荡器必须满足起振、平衡和稳定三个条件, 每个条件中应分别讨论其振幅和相位两个方面的要求。在振荡频率点, 环路增益的幅值在起振时必须大于1, 且具有负斜率的增益—振幅特性, 这是振幅方面的要求。 在振荡频率点, 环路增益的相位应为2π的整数倍, 且具有负斜率的相频特性, 这是相位方面的要求。
134
(２) 三点式振荡电路是ＬＣ正弦波振荡器的主要形式, 可分成电容三点式和电感三点式两种基本类型。 频率稳定度是振荡器的主要性能指标之一。 为了提高频率稳定度, 必须采取一系列措施, 包括减小外界因素变化的影响和提高电路抗外界因数变化影响的能力两个方面。克拉泼电路和西勒电路是两种较实用的电容三点式改进型电路, 前者适合于作固定频率振荡器, 后者可作波段振荡器。 (3) 晶体振荡器的频率稳定度很高, 但振荡频率的可调范围很小。泛音晶振可用于产生较高频率振荡, 但需采取措施抑制低次谐波振荡, 保证其只谐振在所需要的工作频率上。
135
采用变容二极管组成的压控振荡器可使振荡频率随外加电压而变化, 这在调频和锁相环路里有很大的用途。 采用串联电感或并联电感的方法可以扩展晶体压控振荡器的振荡频率范围, 但频率稳定度有些下降。
(４) 集成电路正弦波振荡器电路简单, 调试方便, 但需外加ＬＣ元件组成选频网络。 (５) ＲＣ振荡器是应用在低频段的正弦波振荡器, 经常使用的是运算放大器组成的文氏电桥振荡器。 学习本章内容之后, 要能够识别常用正弦波振荡器的类型并判断其能否正常工作。 在明确各种类型振荡器优缺点和适用场合的基础上, 既要掌握实用振荡电路的分析和参数计算,也要学会常用振荡电路的设计和调试。
Similar presentations
