Outline 4-1 積體電路的簡介 4-2 IC的基本工作特性與參數 4-3 數位積體電路─反相器（NOT）電路 4-1 積體電路的簡介 4-2 IC的基本工作特性與參數 4-3 數位積體電路─反相器（NOT）電路 4-4 各種邏輯族數位電路 4-5 不同邏輯族之界面問題 4-6 習題

積體電路族的分類 飽和型 双極型 RTL族 DCTL（直接耦合電晶體邏輯） RTL（電阻-電晶體邏輯） RCTL（電阻-電容-電晶體邏輯） DTL族 DTL（二極體-電晶體邏輯） HTL（高臨限邏輯） TTL-TTL（電晶體-電晶體邏輯） 非飽和型 ECL（射極耦合邏輯） CTL（互補電晶體邏輯） 單極型 MOS（金屬氧化物半導體邏輯） CMOS（互補式MOS）

4-1 積體電路的簡介 積體電路（Integrated Circuit, IC）是將整個電路整合在一塊晶片上；其包含所有的電晶體、二極體、電阻、電容等基本元件。具有體積小、可靠度高、成本低與功率消耗小等優點。 積體電路的包裝依其在印刷電路板（PC Board）上的安裝方式可分為穿孔型安裝與表面型安裝兩大類。 (a)DIP型包裝 (b)SMT型包裝

SMT包裝中又可區分為SOIC（小型包裝IC）、PLCC（塑封晶片載體包裝）、LCCC（無接腳陶瓷晶片載體）和平面式包裝等幾種，包裝的大小隨接腳數目而不同，IC的包裝都有標準的接腳編號方式，如圖4-2(a)所示為DIP型包裝及SOIC包裝的接腳編號方法。 (a)14 Pin的DIP或SOIC (b)20 Pin的PLCC或LCCC

一、依數位IC的包裝密度來分，可分成 1. 小型積體電路（Small-Scale Integrated Circuit，SSI）： 每一晶片或包裝中含有10個以下的電子元件（或邏輯閘數）。這類的晶片一般為AND、OR、NOT、NAND、NOR與XNOR等基本邏輯閘電路，係由CMOS、ECL或TTL等製造而成的。 2. 中型積體電路（Medium-Scale Integrated Circuit，MSI）： 每一晶片中或包裝含有10～100個電子元件（或邏輯閘數），典型的MSI晶片有加法器、多工器與計數器等，製造技術同為CMOS、ECL或TTL。 3. 大型積體電路（Large-Scale Integrated Circuit，LSI）： 每一晶片中包含有數百個～仟個邏輯閘數或電子元件。典型的LSI晶片如記憶體（Memory）、微處理器與週邊設備等，其製造技術為NMOS與TTL。 4. 超大型積體電路（Very Large-Scale Integrated Circuit，VLSI）： 每個晶片中含有數仟個以上的邏輯閘或電子元件。典型的VLSI晶片如微算機、大的計算機組件等，其製造技術有CMOS、NMOS、ISL與STL等。

二、若以IC晶片的規格定義，則可分為下列兩種： 1. 標準規格的IC（Standard Specific IC）：例如74系統中的SSI或MSI等。 2. 應用規格的IC（Applicatltion Specific IC，ASIC）： ASIC是LSI或VLSI元件，其產生的方式如下圖所示： 圖4-3　應用規格IC（ASIC）的產生方式

4-2 IC的基本工作特性與參數 一、直流電源電壓 TTL和CMOS元件的直流電源電壓額定值為+5V，此電壓接IC包裝的或接腳，地線接Gnd接腳。包裝內的所有元件都是使用此電壓與地線。 二、邏輯準位 圖4-4為TTL輸入與輸出的邏輯準位，就TTL電路而言，輸入電壓為0V～0.8V表示低準位（邏輯0），2V～（通常為5V）表示高準位（邏輯1）。當輸入電壓在0.8V～2V時，電路的性能為不定狀態。TTL的輸出電壓範圍由圖4-4(b)可知最小高準位輸出電壓VOH(min)比最小高準位輸入電壓VIH(min)大，而最大低準位輸出電壓VOL(max)比最大低準位輸入電壓VIL(max) 小。

(a)輸入 (b)輸出 圖4-4　TTL輸入與輸出的邏輯準位

(a)輸入 (b)輸出 圖4-5　CMOS輸入與輸出的邏輯準位

在圖4-4與圖4-5中，其邏輯準位的術語定義如下： 1. 1.VIH(min)（最小高準位輸入電壓）：輸入必須為邏輯1的電壓電位，任何低於此電位的電壓將不被視為高電位。 2.VIL(max)（最大低準位輸入電壓）：輸入必須為邏輯0的電壓電位，任何高於此電位的電壓將不被視為低電位。 3.VOH(min)（最小高準位輸出電壓）：邏輯電路在邏輯1狀態時的輸出電壓電位。 4.VOL(max)（最大低準位輸出電壓）：邏輯電路在邏輯0狀態時的輸出電壓電位。 5.IIH（高電位輸入電流）：在指定的高電位電壓加至輸入端時，流進輸入端的電流。 6.IIL（低電位輸入電流）：在指定的低電位電壓加至輸入端時，流進輸入端的電流。 7.IOH（高電位輸出電流）：在指定負載的情形下，輸出在邏輯狀態1時流出的電流。 8.IOL（低電位輸出電流）：在指定負載的情形下，輸出在邏輯狀態0時的流出電流。

在邏輯電路的設計上，每一邏輯電路對於這些參數都有限制，如此才能使電路正常工作，圖4-6所示即為輸出與輸入在兩邏輯狀態下的電流和電壓。 (a)邏輯1狀態 (b)邏輯0狀態

三、雜訊容忍度 在邏輯電路的實作上，常會因靜電或磁場的干擾，在邏輯電路的接線上感應出電壓，此種不屬於原電路的假訊號即為雜訊（noise）。其對電路的正常工作會有所損害；例如使輸入電壓下降至VIH(min)之下或上升至VIL(max)之上，進而造成電路不正常的動作。 為了消除雜訊對電路的不利影響，邏輯電路必須具備一定程度的雜訊隔絕能力，亦即抵抗輸入端一定數量的雜訊電壓干擾，保持輸出狀態不改變。

(a)輸入 (b)OR閘 (c)輸出 圖4-7　雜訊對高準位輸入電壓的影響

(a)輸入 (b)OR閘 (c)輸出 圖4-8　雜訊對低準位輸入電壓的影響

雜訊隔絕力的程度即為雜訊容許值，亦稱為雜訊邊限（Noise Margin），其單位為伏特。任何給定的邏輯電路均有兩個雜訊邊限；即高準位雜訊邊限 與低準位雜訊邊限 ，其定義如下： 其量測值的範圍如圖4-9所示。當一個高準位邏輯輸出驅動一個邏輯輸入時，任何在訊號線上大於VNH的負雜訊電壓，將使結果降至不定狀態中。同理，當一個低準位邏輯輸出驅動一個邏輯輸入時，任何在訊號線大於VNL的正雜訊將使結果上升至不定狀態中，這兩種情況都會產生無法預期的操作。

圖4-9　雜訊邊限的電壓關係

如圖4-10所示，除非有雜訊或不正確的操作，否則訊號在線上的電壓在高準位時應大於2.4V，低準位時應低於0.4V。 圖4-10　雜訊邊限的邏輯因子

四、功率需求 每顆IC都需要連接額定的電源才能正常的操作，而電源的供應通常是接至IC上的電源接腳，所以IC所需的功率通常是由直流電壓源所吸收的電流來決定，實際的功率為ICC與VCC的乘積值。 如圖4-11所示為高低準位輸出狀態時，邏輯閘從直流電源吸收的電流。高準位輸出時取得定電流ICCH，低準位輸出時取得定量電流ICCL，就TTL而言，ICCL>ICCH。例如若VCC=5V，且ICCH=1.2mA，則當邏輯閘處於高準位輸出狀態時，此閘的功率消耗PD為：

圖4-11　直流電源輸出電源 當邏輯閘的輸出在高低準位間轉換時，電源電流也會在ICCH與ICCL之間變動，所以平均功率消耗取決於準位脈波的週期，通常是設定為50%，即輸出一半時間為高準位，一半時間為低準位，所以平均電源電流為：

平均消耗功率PD為： 就TTL與CMOS的消耗功率比較，TTL電路的功率消耗在工作頻率內大致保持恆定；而CMOS的功率消耗則取決於頻率的高低，在直流的情況下，其功率消耗極低（比TTL佳），但頻率升高時，其功率消耗也隨之升高。

五、傳遞延遲 訊號從輸入端通過邏輯電路會產生時間延遲；如圖4-12所示輸出準位必須經過一段時間才會變化，此即邏輯閘的傳遞延遲時間。一般邏輯閘的傳遞延遲時間有兩種；如圖4-12(b)。 1. tPHL：輸出由高準位變為低準位時；輸入脈波上某點與輸出脈波上對應點間的時間差。 2. tPLH：輸出由低準位變為高準位時，輸入脈波上某點與輸出脈波上對應點的時間差。 邏輯閘的傳遞延遲會限制其工作頻率，傳遞延遲愈大，最大工作頻率愈低，所以在高速邏輯電路中，傳遞延遲必須非常小。

(a)邏輯閘的延遲 (b)傳遞延遲時間 圖4-12　傳遞延遲

六、速度功率積 量測與比較各積體電路族性能最普遍的方法是計算其速度功率積（Speed-Power Product），即邏輯閘傳遞延遲時間與消耗功率的乘積，其單位為皮克焦耳。較小的傳遞延遲與較低的功率消耗是我們選擇邏輯種類的主要考量因素，所以速度功率積愈小愈好。 就兩種常用的邏輯族－CMOS與TTL來比較，CMOS的速度功率積遠小於TTL，以100KHZ的操作頻率為例，HCMOS的速度功率積為1.4PJ，而LSTTL則為20PJ。

七、負載與扇出 邏輯電路的輸出是用來推動其它數個邏輯的輸入，輸出閘實際可推動的最大標準邏輯輸入數是有限制的，此即邏輯閘的扇出數（Fan-out），若超過出此限制，便不能保証可輸出合乎邏輯電位之電壓。圖4-13即為一個邏輯閘輸出推動多個邏輯閘輸入的示意電路。 圖4-13　一個邏輯閘輸出推動多個邏輯閘輸入

TTL推動閘在高準位時流入負載閘的輸入電流為IIH，在低準位時從負載閘吸收的電流為IIL，此電流供應與匯集的情形如圖4-14所示，邏輯閘內部的電阻為輸入電阻與輸出電阻。 (a)電流供應 (b)電流匯集 圖4-14　邏輯閘之電流供應與匯集

若有多個負載閘與高準位的推動閘相連接；如圖4-15(a)，則推動閘上的負載增加，電流總額也增加，使得推動閘內部的壓降隨之增大，進而使輸出電壓VOH降低。若VOH降至VOH(min)以下，則將使高準位雜訊邊限降低，將會影響原電路的正常工作。同時，由於電流總額增加，使得推動閘的功率消耗也會隨著增加。 在低準位下，若同樣有多個負載閘與推動閘相連，如圖4-15(b)載入的閘輸入越多，電流匯集總額也會增加，使得低準位推動閘內部的壓降增加，VOL也隨之增加。若VOL超過VOL(max)，將造成低準位雜訊邊限的降低。

圖4-15 (a)高準位下的TTL負載 圖4-15 (b)低準位下的TTL負載

在TTL中，電流匯集（低準位）與電流供應（高準位）的能力是決定扇出數的重要因素，以低功率蕭特基（LS）TTS為例，其扇出數為20。 由於CMOS邏輯族使用場效應電晶體（FET）作為驅動閘的電容性負載當推動閘輸出為高準位時，負載閘的輸入電容將透過推動閘的輸出電阻充電；如圖4-16(a)所示。而當輸出為低準位時，電容放電；如圖4-16(b)所示。若在推動閘的輸出端接上更多的負載閘時，總電容會因輸入電容並聯而增加，如此將使充放電時間加長，降低邏輯閘的最大工作頻率。 所以，CMOS的扇出數決定於工作頻率，而負載閘輸入端越少，最大工作頻率越高。

(a)充電 (b)放電 圖4-16　CMOS閘的電容性負載特性

例1：有一SN5400（四個二輸入的NAND閘IC）參數如下： 求： (1) 平均傳遞延遲？ (2) 每單個邏輯閘最大平均消耗功率？ (3) 速度功率積？ 解:(1) ∴ (2) 每個邏輯閘最大平均消耗功率

例2：如下圖所示，假設每個NAND閘的延遲參數如下： (3) 速度功率積 例2：如下圖所示，假設每個NAND閘的延遲參數如下： 則下列由輸入到輸出的延遲參數何者正確？ (A)由X0到Z0, (B)由X0到Z0, ， (C)由X0到Z0, (A)由X0到Z0,

解:(C) 例3：74ALS20NAND閘的電氣參數 ，求驅動相同閘時的個數？ 解: (1)高態扇出數 (2)低態扇出數

例4：某74系列的TTL之 ，則雜訊邊限為：(A)0.4V (B)0.5V (C)0.6V (4)0.7V (A) 雜訊邊限取0.4V

4-3 數位積體電路─反相器（NOT）電路 1. Bipolar IC (1)54/74 LS與54/74 ALS系列：適於一般性用途。 (2)74S與74AS系列：適於高速需求的用途。 (3)ECL 10K與100K系列：適於高速需求的用途。 2. MOS IC：以CMOS 4000B系列與74HC系列。 IC 其中ALS代表低功率蕭特基箝位電路（lower-power Schottky-clamped circuit），而ECL為射極耦合邏輯（Emitter-coupled logic）的縮寫。

反相器是邏輯族系中最基本的邏輯閘，其電路及輸入輸出波形如下圖所示： (a)電路 (b)輸入與輸出電壓波形

圖4-18 基本反相器 (c)符號 (d)電壓轉換特性 圖4-18　基本反相器 一、原理：當輸入VI為高電位（邏輯1）時，電晶體Q導通，使得輸出Vo為低電位（邏輯0）。反之，當輸入VI為低電位時，電晶體Q不導通，故輸出Vo為高電位。由此可知：輸出為輸入之反相。

由於電晶體的有限頻寬與電路中的雜散電容影響，輸入信號與輸出信號之間有一段時間延遲（如圖(b)所示）；tPHL為高電位變為低電位的延遲時間，tPLH則為低電位變高電位的延遲時間。所以該邏輯閘的傳播延遲時間tpd（propagation delay time）即為tPHL與tPLH的算術平均值，即： 二、圖(d)為輸入輸出電壓轉移特性曲線，當輸入電壓VI<VIL時，其輸出的高電位時必須大於VOH；當輸入電壓VI>VIH時，在電壓轉移曲線的禁止區內。

雜訊邊界有兩個參數值，分別為NML（低準位狀態雜訊邊界）與NMH（高準位狀態雜訊邊界） 三、雜訊邊界（Noise Margin） 雜訊的干擾來源可能是電路內部產生的，也可能是外部電路（如高頻電路或電源部份）產生的，一個振幅夠大的雜音脈波可能會促使邏輯閘電路發生轉態，因而造成不正常的邏輯值輸出。其完整的定義為：描述一個邏輯閘在低電位與高電位狀態時，所能承受的雜訊量。 雜訊邊界有兩個參數值，分別為NML（低準位狀態雜訊邊界）與NMH（高準位狀態雜訊邊界）

圖4-19　雜訊邊界之定義（TTL族系） (1) ：最大的正雜訊脈波量 (2) ：最大的負雜訊脈波量 為能獲得有用的雜訊邊界。NML與NMH均須大於0，即 ,

例1：在CMOS（CD4000系列）中， ， ， ， ，當兩個相同的反相器串接時，雜音邊界值NML與NMH之值為多少？ 解: 通常CMOS族系的雜訊邊界較TTL族系為佳。

四、扇出（Fan-Out） 所謂的扇出是指一個邏輯閘輸出所能推動的外接邏輯閘輸入的個數。扇出數的多寡一般由VIL、VIH、VOL、VOH、IIL、IIH、IOL與IOH有關。假設NL為低準位輸出的扇出數；NH為高準位輸出的扇出數，則： 若 ，則以較小者為電路實際的扇出數。

(a)輸出為高準位 (b)輸出為低準位 圖4-20　扇出

例2：試求出TTL族系中，一個74LS系列的邏輯閘可推動幾個74F系列的邏輯閘。74LS與74F系列的電流特性如下： ； ； ； 74F系列： ； ； ； 解: ∴扇出數

4-4 各種邏輯族數位電路 4-4-1 TTL邏輯族 一、標準TTL、NOT閘 如圖4-21所示為標準的TTL NOT閘及其電壓轉移 曲線。 4-4 各種邏輯族數位電路 4-4-1　TTL邏輯族 一、標準TTL、NOT閘 如圖4-21所示為標準的TTL NOT閘及其電壓轉移 曲線。 (a)電路

(b)電壓轉換特性 圖4-21　標準TTL NOT閘（54/74系列）

其原理及電路分析如下： Q1為輸入級，輸入訊號由Q1的射極輸入，箝位二極體用來防止負雜訊脈波過大將Q1燒壞，在正常工作時，對電路無影響。Q2為分相器（phase splitter），使輸入信號經Q2的集極得到反相輸出，經Q2的射極得到正相輸出，再經Q3與Q4所組成的圖騰輸出對，提供低阻抗的輸出推動器。 一、原理：當VIN為低準位時，Q1導通，VC1為Lo，Q2不導通， VC2為Hi，Q4與D1導通，Q3截止，所以Vout為Hi。 二、電路分析： 1.當 時，Q1工作於飽和區，此時之IB1為：

而IC1約為1nA（漏電電流），所以 ,Q1 在飽和區。此時 ∴Q1與Q2均截止，輸出Vout為Hi。 2. 第一個轉折點BP1發生在Q2導通時，即當 ，而 VE2=0時，因Q1工作於飽和區，∴ 。 ，即第一個轉折座標為（0.6,3.6）。 3. 第二個轉折點BP2發生在Q3導通時，此時

故Q2、Q3導通，Q1飽和，輸入電壓VIN為： ∵ ∴ ∵ 故Q2、Q3導通，Q1飽和，輸入電壓VIN為： 故第二轉折點的應標（1.3,2.5）。 4. 第三個轉折點BP3發生在Q3飽和時。此時Vout=0.1V 。 ∵Q2也進入飽和區，所以

而Q1仍然處於飽和狀態 ∴ ∴第三個轉折點BP3的座標為（1.5,0.1）

二、TTL邏輯閘 (一) NAND閘： (b)真值表 (a) NAND閘 圖4-22　NAND閘

原理：當輸入端ｘ與y皆為高電位（大於VIH）時，Q1工作在反向飽和模式，而Q2與Q3皆進入飽和狀態，此時Vout=VCE3(sat)=VOL，即為低電位。當x或y輸入端為低電位（即小於）時，Q1工作在（順向）飽和狀態，VC1=VCE(sat)+VIN < 2VBE(on)，所以Q2與Q3截止，Q4與D1導通，因此Vout=VCC-2VBE(on)=3.6V，即為高電位(VOH)。因此，該電路為NAND閘。

(二) NOR閘： (b) 真值表 (a) NOR閘 圖4-23　TTL NOR閘

原理： 當輸入端x與y皆為Lo時，Q1和Q5皆工作於飽和區，此時VC1=VCE1(sat)+VIN < 2VBE(on)，而VC5=VCE5(sat)+VIN < 2VBE(on) ，∴Q2、Q6與Q3均截止。而Q4與D1均導通，故 2. 當輸入端x（或y）為Hi時，Q1（或Q5）工作在反向飽和區，因而Q2（或Q6）與Q3皆在飽和區，故 。 3. 所以此電路為NOR閘。

三、TTL族系的輸出級電路 一般而言，TTL族系的輸出級有三種基本型式： 1. 圖騰對輸出（totem-pole output）； 2. 開路集極輸出（open-collector output，簡稱OC）； 3. 三態輸出（tri-state output）。 (一) 圖騰對輸出級 圖騰方式的輸出級其好處在於其動態提升電路（active pull-up circuit）能在輸出由Lo變為Hi時，提供一個較的電流對CL充電，以縮短tPLH時間，如圖4-24所示。

圖4-24　圖騰對輸出級 電路分析： 1. 輸出級中的D1之功用：當Q2與Q3進入飽和時，Q4應該截止，但此時 若沒有D1時，

Q4將導通並進入飽和區，在此情況下，流經Q4的電流為： 造成過大電流的浪費。 接上D1後，VC1-VCE3(sat)的0.8V不足以讓Q4與Q1導通，故Q4與Q1截止。因此，D1二極體的功用為：防止Q4在Q2與Q3進入飽和時，也進入飽和區，而產生一個相當大的穩定電流。 2. 動態提升晶體Q4之功用：當Vout由Lo變Hi時，由於電容性負載CL的關係，Vout仍會暫時維持在Lo。但由於Q2與Q3均截止，所以Q4進入飽和，而D1導通，此時：

而Q4的 ∴只要βF超過 ，Q4就會進入飽和區。由於Q4供應一個相當大的充電電流給CL，所以它為一個電流源。 3.Q4集極端的130Ω電阻為限流電阻，防止在轉態期間由於Q3和Q4同時導通時，使電源短路。

(二) 開集極輸出級（Open-Collector Output） 圖4-25　開集極輸出級 這種電路可用來推動外部負載如繼電器（Relay）、燈泡等。其與圖騰對輸出級比較，傳遞延遲時間(tPLH)較長，並且和RL值有關。

開集極電路最大的優點是具有線接－AND（Wired-AND）的功能，可以將多個輸出端接在一起，形成AND的特性，如圖4-26所示。 例1：如下圖的電路中，有兩個相同的OC型NAND閘線接在一起，同時推動5個7400負載，則RL應為多少？

解:(1) 當Vout為Hi時，必須提供足夠的負載電流(nIIH)與OC閘的截止電流(mIoff)。

(2) 當Vout為Lo時，流入輸出電晶體的電流為所有負載電流IIL與流經RL的電流和，所以

當一邏輯閘的輸出為低準位，而另一邏輯閘的輸出為高準位時，適當的選擇使經由低準位輸出的匯集電流不超過IOL限制。加上Rp可能會影響電路的交換速率，且比圖騰式TTL 電路慢，此因圖騰式TTL用Q4作為低阻抗射極隨耦器以供負載電容充電路之故。故若應用電路考量交換速度，則不適合使用開集極輸出之邏輯用。 在一般的電路設計中，緩衝器（buffer）或驅動器（driver）的邏輯電路都比一般邏輯電路具有更大的輸出電流與（或）電壓，使用最普遍的開集極緩衝器／驅動器IC是7406 。

圖4-29為7406用於白熾燈泡（24V，25mA）驅動電路，7406控制燈泡的ON／OFF狀態以顯示正反器輸出Q的狀態，而燈泡由24V供電，其作用像開集極輸出的提升電阻。 圖4-29　開集極緩衝器/驅動器驅動高電流負載 當Q=1，7406輸出為Low，輸出由24V電源供給25mA燈泡負載，使得燈泡ON。當Q=0時，7406輸出為Hi，因燈泡無電流路徑而OFF，此時VOH=24V。

例2：如下圖所示，用三個集極開路及閘連成一個接線式AND閘。 (1) 寫出Y的邏輯運算式。 (2)若每個閘 ，試確定 假設接線 “及” 電路正驅動四個標準的TTL輸入（每個－1.6mA）。

解: (1) (2) 例3：7405IC是具有六個開集極輸出的反相器，此六個反相器接成如下圖所示的線－及結構。 (1) 試求，輸出x之邏輯表示式？ (2) 若輸出x用來驅動其它的電路，且其總負載因數為4UL，則Rp值為何？

(2) 由7405資料表得知低準位狀態具有的扇出數為10， 解: (1) ，為NOR運算 (2) 由7405資料表得知低準位狀態具有的扇出數為10， ，

三、三態輸出級（tri-state） 1. 三態輸出級 2. 三態NOT閘及緩衝器 (a)三態閘及緩衝器

圖4-31三態閘及緩衝器 (b)三態NOT閘及緩衝器 (a)高電位致能緩衝器 (b)低電位致能緩衝器 (c)高電位致能NOT閘 (d)低電位致能NOT閘 (b)三態NOT閘及緩衝器 圖4-31三態閘及緩衝器 三態輸出較同時具有圖騰對輸出的動態提升與開集極輸出的Wired-AND功能，另外多了一個高阻抗狀態。

原理如下： 1. 在正常工作下，致能信號（E）為Hi(>VIH)，電路為一NOT閘。 當致能信號為Lo(<VIL)時，二極體D3與Q1皆導通，Q2、Q3與Q4皆截止，所以輸出f為高阻抗狀態。 三態通常有兩種類型：NOT與緩衝閘（Buffer），如圖4-31(b)所示。控制端也有兩種型式：高準位致能與低準位致能。在應用上一般使用於匯流排系統，如下圖4-32所示。

(a)雙向匯流排 (b)匯流排系統 圖4-32　三態閘的應用

三、蕭特基箝位電路（Schottky-Clamped Circutt） 使用蕭特基技術所製成的TTL邏輯閘系列可分成下列四種： 1. 54/74XX （蕭特基系列） 2. 54/74LSXX （低功率蕭特基系列，low-power Schottky Series） 3. 54/74ASXX （改良型蕭特基系列，advanced Schottky Series） 4. 54/74ALSXX （改良型低功率蕭特基系列，advanced low-power Schottky series）

(一) 蕭特基系列（54/74S） 圖4-33為蕭特基箝位的NAND閘電路，與標準TTL電路（圖4-30）比較可知：除了使用蕭特基電晶體外，原來的D1二極體已由Q5電晶體取代，如此可維持Q2的集極與輸出端的電壓為2VBE(on)，Q4與Q5形成串接成射隨耦器，當Vo由Lo變成Hi，tPLH之延遲時間顯著降低。當Q4與Q5均導通時，VCE4=VBE4+VCE5，Q4並不會進入飽和狀態，所以並不需用蕭特基晶體。 Q6為平方電路（squaring circuit），用來清除轉移曲線中的BP1與BP2轉折點。因為當Q2有電流流動時，Q3與Q6會導通，所以電壓轉移曲線的轉態區會變窄，因而改善了雜訊邊界。

圖4-33　簫特基箝位TTL　NAND閘（54/74S）

(二) 低功率蕭特基系列（54/74LS） 圖4-34為低功率蕭特基箝位的NAND電路，與標準電路比較可知： R1與R3值增大五倍，因此消耗功率可降低1/5，約為2mw左右。然而會使得電路之傳播延遲時間增加，是為其缺點。電路中還使用兩個簫特基二極體D1與D2取代輸入電晶體Q1。 其好處有二： 1. Q2電晶體不會進入飽和區，所以不需使用Q1來移去Q2基極中過多的電荷。 二極體所佔面積較小，所以寄生電容較小。 另外，D3與D4兩個蕭特基二極體可加速移去當Vo由Hi變Lo時，Q4基極中的電荷，加速Q4的截止，也加速Q3的導通，故大大縮短了tPHL的延遲時間。

圖4-34　低功率蕭特基箝位TTL NAND閘（54/74LS）

(三) 改良型蕭特基系列（54/74AS與54/74ALS） 由於IC製造技術進步，使得電晶體面積縮小，雜散電容減少，傳播延遲時間也大幅地縮短。圖4-35為高等低功率簫特基箝位TTL NAND閘（54/74ALS）之電路。 圖4-35　高等低功率簫特基箝位TTL　NAND閘（54/74ALS）

4-4-2　沒有使用的TTL輸入 TTL閘未使用的輸入接腳可視為高準位，此因輸入開路會使輸入電晶體的射極接面逆偏，其作用與高準位一樣，如圖4-36所示，這種情形稱為浮接（Floating）。由於雜訊的關係，沒有使用的TTL輸入接腳最好不要浮接。 圖4-36　開路的TTL輸入與高態輸入之比較

對於未使用的閘輸入，最常使用的處理方法是將其與同一閘已使用的輸入連接在一起。在AND和NAND中，所有連在一起的輸入將被視為低準位下的一個單位負載。 對OR和NOR而言，與另一輸入連接的每個輸入將被視為低準位下的一個獨立單位負載。在高準位下，對於各種TTL閘將連接在一起的每個輸入視為一獨立的負載。 (a) 與其它已使用的輸入連接在一起

(b) 接VCC或接地的輸入 (c) 與沒有使用的閘相連接 圖4-37　TTL沒有使用的輸入腳處理的方法

不管有多少輸入連接在一起，AND及NAND都只代表一個單位負載，而OR與NOR每個輸入都代表一個單位負載，因對NAND而言，必須所有輸入均為Hi，輸出才為Low；對NOR而言，只要有一個輸入為Hi，輸出即為Low。且NAND使用的是多射極輸入電晶體，不管有多少輸入為Low，低態電流總額都被R1限制住，而NOR則因每個輸入都使用獨立的電晶體，所以低態電流是所有連接在一起的輸入電流的總和。

4-4-3　ECL邏輯族 ECL邏輯族是目前速度最快的IC系列，其典型的傳輸延遲時間為1ns，而時脈頻率則高達1G HZ（1/1ns），所以一般應用於高速的數位線路上。 ECL依其設計的不同，可分成兩種系列：10K系列與100K系列，10K系列使用較普遍，而100K系列則具有較佳的電壓轉換特性。

一、10K系列的邏輯閘 如下圖所示，為基本的NOR閘電路。下圖中，Q1、Q2、Q3組成一電流開關（Current switch），Q2為參考電壓電晶體，其基極的VR取自Q4（射極隨耦器）的低阻抗電壓源，而Q1及Q3為輸入電晶體，分別接至兩個輸入端X與Y。其射極電流IEE由R3及VEE而定。 電流開關輸出經兩個射極隨耦器Q5與Q6送至外部電路，Q5與Q6的功用有二：輸出電壓推動及電壓位移電路。它們的輸出電阻（Rout）是由R4與R5充擔，所以ECL電路的輸出級為動態提升（active pull up）的方式。

圖4-38　ECL 10K系列OR/NOR閘

圖中有兩組VCC接地其目的在隔離由於快速的狀態改變與負載上的寄生電容。 當x與y為Hi時，Q3或Q1導通，Q2截止，輸出f2為Hi，f1為Lo；當x與y皆為Lo時，Q3與Q1截止，Q2導通，輸出f2為Lo，f1為Hi，故： 　（NOR輸出） 　（OR輸出） 表4-2　ECL 10K系列之特性

二、100K系列邏輯閘 ECL 10K系列主要缺點是電壓轉換特性會受溫度與電源電壓的影響，這些缺點在ECL 100K系列已得到改善。 圖4-39　ECL 100K系列OR/NOR閘

與ECL 10K系列比較，有下列幾點不同： 1. 使用電晶體電流源取代射極電阻。 2. 在電流開關的互補輸出端加上那個反相並接的二極體（D1與D2）和R4串接，做溫度補償用。 提供一個不受溫度與電源電壓影響的偏壓網路。 原理分析如下： 1. 在偏壓網路中，VRS與VCS分別為：

Q13為並聯調節器，當IC12因VEE變小而增加時，VR10增加，而使Q13更導通吸收更多電流，結果IC12、IC11與IC9保持恆定。這使得VBE12、VR6、VR7及VBE7為定值，故VRS與VCS和電源電壓變化無關。 在偏網路中，VR8=VBE9-VBE11，在VR8上產生正溫度係數。VR8電壓由R6/R8放大後產生VR6，而VR6的正溫度係數恰補償VBE7的負溫度係數。同理，VR8經R7/R8放大後，產生VR7，用來補償VBE12的負溫度係數。故VRS與VCS與溫度變化無關。另外Rx用來補償βF與VBE的變化。

VOL與VOH也和VEE變化無關。因：T（溫度）增加時，VBE4下降，VR3增加，使得IR3增加。在Q2off而Q1ON下，D1on，R1上的壓降補償VBE5；同理在 Q1off而Q2ON下，D2on，R2上的壓降補償VBE6，所以VOL與VOH與溫度變化無關。 典型的ECL電路所具有的雜訊邊限約0.2V～0.25V，比TTL小，使得ECL在雜訊高的環境中不能可靠的工作，另外高功率消耗是其另一項缺點。 另一項問題是ECL負電源供給與邏輯電位無法與其它邏輯族相容，所以難將ECL與TTL、MOS電路結合起來。

ECL邏輯族的重要特性： 1. 電晶體永遠不飽和，所以交換速度快，典型的傳遞延遲時間為1ns。 2. 邏輯準位1與0的電位分別是-0.9V與-1.75V。 3. ECL在最差的情況下雜訊邊限只有0.25V，使其不適用於工業環境下。 4. ECL邏輯族具有互補輸出，減少了反相器的需求。 5. 典型的扇出數為25，此由低阻抗射極隨耦器輸出。 6. 基本的ECL閘之消耗功率為40mW，比74AS系列高。 7. ECL電路中的總電流不論邏輯狀態為何都維持定值，即使在交換變化也能於電路的電源供給處維持不變的電流源，所以沒有TTL圖騰式電路內部中產生的雜訊尖波問題。

4-4-4　NMOS邏輯族 1. NMOS NOT閘 如下圖所示為基本的NMOS NOT閘，它由兩個N通道的MOSFET組成，Q1為增強型MOS，Q2為空乏型MOS，Q2為Q1的動態負載（Active Load），其電壓與電流之特性曲線如圖4-40所示。

(a)電路 (b)電壓－電流特性曲線 (c)電壓－電流特性曲線

(d)電壓轉換特性 圖4-40　NMOS的NOT閘 原理： (1) 當VIN≤2V時，Q1off，Vout=5V。 (2) 當2V<VIN<3.5V，Q1逐漸導通，Vout由5V逐漸下降。 (3) 當VIN≥3.5V時，Vout=0.2V。

2. NMOS之NAND閘與NOR閘 如圖4-41(a)所示，當輸入端均為Hi時，Q1與Q2均ON，所以輸出為Lo。當輸入端有一個或均為Lo時，Q1與Q2只有一個導通或兩個均off，所以輸出為Hi，故為NAND閘。 (b)NOR閘 (a)NAND閘

真值表 輸 入 輸出 x y f (a)NAND閘 (b)NOR閘 圖4-41　NMOS邏輯閘

例1：試求圖中所示電路的輸出數位邏輯Y=？ 在圖4-41(b)中，當兩個輸入端均為Lo時，Q1與Q2均不導通，輸出端為Hi。當有一個以上的輸入為Hi時，Q1與Q2有一個或兩個均導通，輸出為Lo，所以為NOR閘。 例1：試求圖中所示電路的輸出數位邏輯Y=？ (A) (B) (C) (D)

解:(C) 例2：如圖所示的MOS電路，其交換函數Y為？ (A) (B) (C) (D) 解:(A)

例3：下圖MOS電路中，若A輸高電位，B輸入低電位，求輸出為何？ (A) 0 (B) 1 (C) 未知 (D) 高阻抗 此電路相當於下列的邏輯電路： A B 1 未知 時， 。

例4：寫出下圖之布林函數Y。 解: 例5：求下圖之Y的布林表示為何？ (A) (B) (C) (D) 解:(D)

與雙極性邏輯族相比，MOS邏輯族有較慢的操作速度，較少的功率消耗，更佳的雜訊邊限、較大的電源範圍、更高的扇出數，以及更少的晶片面積。 MOSFET有極高的輸入電阻，所以MOS邏輯族的扇出能力相當大，其功率消耗很小。

4-4-5　CMOS邏輯族 1. CMOS之NAND閘與NOR閘 如圖4-42(a)所示為CMOS NAND閘，當輸入均為Hi時，Q1與Q2的導通，輸出為Lo。當輸入端有一個以上為Lo，Q1與Q2其中一個或兩個均不導通，所以輸出為Hi，故為一NAND閘。 在圖4-42(b)中，當輸入均為Lo時，Q1與Q2均不導通，所以輸出為Hi。當輸入端有一個或一個以上為Hi時，Q1與Q2有一個或兩個均導通，輸出為Lo，所以為一個NOR閘。

真值表 輸 入 輸出 x y f (a)NAND閘 (b)NOR閘 圖4-42　CMOS邏輯閘

2. CMOS傳輸閘（Transmission Gate） 下圖為一CMOS的傳輸閘電路，它是由PMOS與NMOS並接而成的，以閘極為控制接腳，其原理如下： (a)電路 (b)邏輯符號 圖4-43　CMOS傳輸閘

當C=1時，VG1=V(1)，而VG2=V(0)，此時若A輸入端為V(1)，則VGS1=0，Q1截止。VGS2=V(1)>VT，Q2導通。 由於沒有VD2電壓，所以Q2工作於歐姆區，VDS2=0，因此B=A=V(1)。同理可證：當A=V(0)時，Q2off，Q1ON，B=A=V(0)。 當C=0，VG1=V(0)，VG2=V(1)，若此時A輸入值為V(1)，則VGS1=V(0)-V(1)=-V(1)<VT，Q1截止；而VGS2=0<VT。Q2也截止，所以沒有信號傳輸存在。若A輸入為V(0)，其原理也一樣，Q1與Q2均off。 CMOS傳輸閘相當於一個低電阻的開關電路，常用來當做類比或數位開關使用。

3. CMOS之NOT閘 (a)電路 (b)電壓轉換特性 圖4-44 CMOS NOT閘 CMOS的NOT閘是由兩個增加型MOSFET所組成的，Q2為P通道MOS，Q1為N通道MOS，Q2相當於Q1的動態負載。

原理如下： 1. 當輸入為Hi時，VGS1=5V>VT，Q1ON，而VGS2=0，Q2off，∴輸出為Lo。 當輸入端為Lo時，VGS1=0，Q1off，而VGS2=-VDD，Q2ON，故輸出為Hi，因此為一NOT閘。 其電壓轉移曲線如圖4-44(b)所示，在VIN≤2V時，Q1off，Q2ON，Vo=5V；在VIN≥3V時，Q2off，Q1ON，Vo=0V；在2V<VIN≤3V時，Q1與Q2均ON，此時Vo由5V降至0V。

所有CMOS元件都很容易被靜電放電所損壞，因此必須小心使用，並注意下列事項： 5. 未使用的輸入腳都必須接地或接電源。 6. 裝在電路板後，在儲存或運送時應將連接器放入導電泡沫中，CMOS輸入與輸出接腳則應使用高阻值電阻接地。

CMOS的其它特性方法如下： 1. 電源電壓4000系列與74C系列的操作電壓範圍為3V～15V，74HC與74HCT系列的操作電壓範圍為2V～6V，若CMOS與在同一電路中使用，則VDD電源經常調整為5V。 電壓準位若CMOS輸出僅驅動CMOS輸入時，低準位的輸出電壓約為0V，而高準位輸出電壓為+VDD。兩種邏輯狀態所要求的輸入電壓是以的百分比表示，最高的低電位狀態輸入電壓VIL(max)為VDD的30%。最低的高電位狀態輸入電壓VIH(min)為VDD的70%。 雜訊邊限

4. 功率消耗 CMOS邏輯電路在靜態或直流情況下功率消耗非常低，以VDD=5V為例，典型的CMOS功率消耗為2.5mW。但電路的功率消耗會隨交換狀態的頻率成比例增加，例如在100kHz的頻率下，Po為0.1mW，在1MHz下的Po為1mW。 5. 扇出 CMOS的扇出數是依允許的最大傳遞延遲時間而定，通常輸出在低頻操作下(≤1MHz)的扇出數限制為50，在較高頻操作時的扇出數會降低。

例1：下圖為4000系列CMOS反相器電路，當A輸入高電位(VDD)，B輸入低電位（0），則輸出Y=？ (A) VDD (B) 0 (C) VDD/2 (D) )以上皆有可能。 4000系列CMOS閘 解:(C)

例2：求下圖電路的真值表 解: (a)真值表 (b)等效邏輯符號 B A Y 1 高阻抗

4-5 不同邏輯族之界面問題 一、一個基本的界面電路，為確保電路正常工作，推動閘與負載閘之間的電流與電壓的特性值必須滿足下列的條件： 4-5 不同邏輯族之界面問題 一、一個基本的界面電路，為確保電路正常工作，推動閘與負載閘之間的電流與電壓的特性值必須滿足下列的條件： 推動閘 負載閘 電壓/電流條件 電流條件 電壓條件 圖4-45　推動閘與負載之電壓／電流值

圖4-46 不同邏輯族之界面問題 當電流條件無法滿足時，通常在推動閘與負載閘間加上緩衝器（Buffer），用來做電流放大。 圖4-46　不同邏輯族之界面問題 當電流條件無法滿足時，通常在推動閘與負載閘間加上緩衝器（Buffer），用來做電流放大。 當電壓條件無法滿足時，則可在推動閘輸出端加上提升電阻或在推動閘與負載閘加上電壓準位移位器來解決。

二、TTL與NMOS界面 1. TTL推動NMOS 由下圖TTL（74LS）之IOH、IOL、VOH與VOL之數據與NMOS之VIL相當小，故TTL（74LS）對NMOS之扇出數相當大。 圖4-47　TTL（74LS～）推動NMOS

2. NMOS推動TTL 再由上圖的TTL與NMOS數據可知，NMOS對TTL的扇出數為：

三、TTL與CMOS界面 常用的CMOS邏輯族有兩種系列：4000B與74HC，其與TTL之間的界接方式分別說明如下： 74HC系列與TTL界接。 (1)如下圖所示，74LS系列推動74HC系列邏輯閘時，除小於74HC的外，其餘條件均可滿足，解決小於的方法是在TTL邏輯閘輸出端加上一個2K～10K的提升電阻（如圖4-51）或使用開集極輸出即可。

圖4-49　TTL（74LS～）推動CMOS（74HC系列）

(2) 若是74HC系列來推74LS邏輯閘，依下圖之數據可知電壓條件均可滿足，但電流條件則由扇出數之多寡決定，N的大小為： 圖4-50 CMOS（74HC～）推動TTL（74LS～）

(1) 4000B系列工作電壓5V時： 2. 4000B與TTL的界接 4000B系列之工作電壓為3～18V，所以它與TTL界接方式可分成工作電壓5V與工作電壓不是5V兩種情況對論。 (1) 4000B系列工作電壓5V時：  在TTL推動CMOS邏輯閘的情況，所有電條件均滿足，電壓條件VOL≤VIL也滿足，唯一不能滿足的是TTL的VOH小於CMOS的VIH。解決的方法是在TTL輸出端加上一個2K～10KΩ的提升電阻，如下圖所示，提升電阻的大小會影響電路的與功率消耗。

圖4-51 TTL邏輯閘推動CMOS邏輯閘

 在CMOS推動TTL邏輯閘的情況，所有電壓條件均能滿足，但電流條件則依扇出數N之多寡而定，N的大小為： 即一個CMOS（4000B～）只能推動一個TTL（74LS～）邏輯閘。若欲推動較多的TTL邏輯閘，必須在CMOS輸出加上緩衝器，如下圖所示。 圖4-52　CMOS緩衝器

(2) 4000B系列之工作電壓不是5V時： CMOS系列之工作電壓愈高，其雜訊免疫力愈好，且傳播延遲時間愈小，所以其工作電壓一般為10V以上，在這種情況下，CMOS與TTL之間的界面必須涉及電壓準位的轉換。  TTL邏輯閘推動CMOS邏輯閘 三種常用的TTL推動CMOS的方法如下圖所示： (a)使用OC級TTL

(b)使用外部電晶體 (c)使用CMOS位準移位器 圖4-53　TTL與較高工作電壓之CMOS界

 CMOS邏輯閘推動TTL邏輯閘 常用的三種界接方式如下圖所示： (A)使用CMOS緩衝閘 (B)使用CMOS開路汲極緩衝閘

(D)使用外部電晶體 圖4-54　CMOS（較高工作電壓）與TTL邏輯閘之界接 例1： 已知CMOS推動TTL時的電壓相容性不會有問題，但扇出可能會有問題，則下列參數所示何者正確？

(A) 4000B只能推動一個74LS系列，無法推動74系列。 (B) 74HC/HCT可推動10個74LS系列。 CMOS TTL 4000B 74CH/HCT 74AC/ACT 74 74LS 74AS 74ALS 0.4mA 4mA 24mA 0.04mA 0.02mA 0.2mA 1.6mA 2mA 0.1mA (A) 4000B只能推動一個74LS系列，無法推動74系列。 (B) 74HC/HCT可推動10個74LS系列。 (C) 74AC/ACT可推動所有TTL系列，不會有扇出問題。 (D) 以上皆正確。 解:(D) (1) (4000B之IOL(max)=0.4mA)≥N×(74LS之IIL(max)=0.4mA) 故N=1，即4000B只能推動一個74LS系列。

(2)(4000B之IOL(max)=0.4mA)≤(74LS之IIL(max)=1.6mA) 故4000B系列無法推動74系列。 (3) (74HC/HCT之IOL(max)=4mA)≥N×(74LS之IIL(max)=0.4mA) 故N=10，即可推動10個74LS系列。 (4) (74AC/ACT之IOL(max)= IOL(max)= 2.4mA)皆大於TTL之 IIH(max)和IIL(max)，所有可推動所有TTL系列。 (5) 74AC/ACT系列的性能特性大致與4000B系列相同，所以扇出特性問題也類似。

例2：試舉二種高電壓CMOS推動TTL的改善方法。 解: (1) 使用CMOS緩衝器 (2) 使用CMOS汲極開路緩衝閘