第7章 高频谐振放大器

高频谐振功率放大器有三个主要任务： ① 输出足够的功率； ② 具有高效率的功率转换； ③ 减小非线性失真。

7.2 高频谐振功率放大器 7.2.1 谐振功率放大器的基本工作原理 1.工作原理 谐振功率放大器的原理电路如图7.1所示。

图7.1 谐振功率放大器的原理电路

θ=90°，为乙类工作状态 θ＜90°，为丙类工作状态 θ=180°，为甲类工作状态 θ=90°，为乙类工作状态 θ＜90°，为丙类工作状态 图7.2所示工作波形表示了功率放大器工作在丙类状态。在丙类工作状态下，uBE=UBB+Ubmcosωt较小，且uBE＞Uon时才有集电极电流流过，故集电极耗散功率小、效率高。

图7. 1中，输出回路中用ＬＣ谐振电路作选频网络。这时，谐振功率放大器的输出电压接近余弦波电压，如图7 图7.1中，输出回路中用ＬＣ谐振电路作选频网络。这时，谐振功率放大器的输出电压接近余弦波电压，如图7.2(e)所示。由于晶体管工作在丙类状态，晶体管的集电极电流iC是一个周期性的余弦脉冲，用傅氏级数展开iC ，则得 iC =Ic0+Ic1mcosωt+Ic2mcos2ωt+…+Icnmcosnωt (7―1)

图7.2 谐振功率放大器各级电压和电流波形

2. 电路的性能分析 准线性折线分析法的条件如下： (1) 忽略晶体管的高频效应。 (2) 输入和输出回路具有理想滤波特性。 uBE=UBB+Ubmcosωt (7―2) uCE=UCC-Ucmcosωt (7―3) (3) 晶体管的静态伏安特性可近似用折线表示。

图7.3 晶体管折线化后的转移特性曲线及ic电流

图7.3所示是用晶体管折线化后的转移特性曲线绘出的丙类工作状态下的集电极电流脉冲波形，折线的斜率用G表示。 1) 余弦脉冲分解 图7.3所示是用晶体管折线化后的转移特性曲线绘出的丙类工作状态下的集电极电流脉冲波形，折线的斜率用G表示。 设输入信号为ub=Ubmcosωt，发射结电压为uBE=UBB+Ubmcosωt,晶体管折线化后的转移特性为 (7―4)

iC=G(UBB+Ubmcosωt-Uon) (7―5) 由图7.3可得，当ωt=θ时，iC=0,代入式(7―5)，可求得 将uBE=UBB+Ubmcosωt代入上式，可得 iC=G(UBB+Ubmcosωt-Uon) (7―5) 由图7.3可得，当ωt=θ时，iC=0,代入式(7―5)，可求得   0=G(UBB+Ubmcosθ-Uon ) (7―6) (7―7) (7―8)   式(7―5)减式(7―6)，得 iC=GUbm(cosωt-cosθ) (7―9)

当ωt=0时,将iC=iCmax代入式(7―9)，可得  iCmax=GUbm(1-cosθ) (7―10)  式(7―9)与式(7―10)相比，可得   (7―11) 式(7―11)是集电极余弦脉冲电流的解析表达式， 它取决于脉冲高度iCmax和导通角θ。利用傅里叶级数 将iC展开 (7―12)

求得上式中各次谐波分量 (7―13) (7―14) (7―15)

a 1 2 3 20 40 60 80 100 120 140 160 180 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 n , / q (° ) g1(θ) 图7.4 余弦脉冲分解系数

放大器的输出功率Po等于集电极电流基波分量在有载谐振电阻RP上的功率，即 (7―16) 集电极直流电源供给功率PDC等于集电极电流直流 分量与UCC的乘积 (7―17) 放大器集电极效率等于输出功率与直流电源供给 功率之比，即 (7―18)

由式(7―18)可求得不同工作状态下放大器效率分别为： 甲类工作状态，θ=180°，g1(θ)=1，ηc=50%； 乙类工作状态，θ=90°，g1(θ)=1.57，ηc=78.5%； 丙类工作状态，θ=60°，g1(θ)=1.8，ηc=90%

当放大器工作在谐振状态时，由图7.5可得，电路的外部关系 7.2.2 谐振功率放大器的调制特性 1.谐振功率放大器的动态线 当放大器工作在谐振状态时，由图7.5可得，电路的外部关系 uBE=UBB+Ubmcosωt uCE=UCC-Ucmcosωt 由上两式可得   (7―19) 将式(7―19)代入式(7―4)，得动态线方程式 (7―20)

令uCE=UCC时，iC=Gc(UBB-Uon)为图7.6中的Q点；再令iC=0时， 为图7.6中的B点。 图7.5 谐振功率放大器

图7.6 谐振动率放大器的动态线和集电极iC电流波形

谐振功率放大器的动态负载电阻Rc可用动态线斜率的倒数求得： (7―21) 2.谐振功率放大器的三种工作状态 1) 欠压状态 2) 临界状态 3) 过压状态

图7.7 三种工作状态

3. RP、UCC、Ubm、UBB变化对工 作状态的影响 1) RP变化对工作状态的影响 图7.8 RP变化时的iC波形

图7.9 谐振功率放大器的负载特性

由图7.9可以得到以下结论： （1）在欠压工作状态下 （2）在临界工作状态下 (3)在过压工作状态下 (7―22)

2) UCC变化对工作状态的影响 3) Ubm变化对工作状态的影响 4) UBB变化对工作状态的影响

图7.10 UCC变化对工作状态的影响

图7.11 Ubm变化对工作状态的影响

图7.12 UBB变化对工作状态的影响

7.2.3 谐振功率放大器电路 谐振功率放大器的管外电路由两部分组成：直流馈电电路部分和滤波匹配网络部分。 1.直流馈电电路

图7.13 集电极馈电电路

图7.14 基极馈电电路

图7.15 自给偏置电路

2. 滤波匹配网络 功率放大器通过耦合电路与前后级连接。这种耦合电路叫匹配网络，如图7.16所示，对它提出如下要求： (1)匹配：使外接负载阻抗与放大器所需的最佳负载电阻相匹配，以保证放大器输出功率最大。 (2)滤波：滤除不需要的各次谐波分量，选出所需的基波成分。 (3)效率：要求匹配网络本身的损耗尽可能小，即匹配网络的传输效率要高。

图7.16 滤波匹配网络在电路中的位置

由上式可以得到从串联转换为并联阻抗的公式，即 根据等效原理，由于图7.17(a)、(b)的端导纳相等，即   由上式可以得到从串联转换为并联阻抗的公式，即 (7―23) 式中,QT为两个网络的品质因数，其值为 (7―24)

图7.17 串并联阻抗变换

1)Ｌ型匹配网络 图7.18（ａ）是Ｌ型匹配网络，其串臂为感抗Xs，并臂为容抗XP，RL是负载电阻。Xs和RL是串联支路，根据串并联阻抗变换原理，可以将Xs和RL变为并联元件X′P和RP，如图7.18（b）所示。

图7.18 L型网络的阻抗变换

令XP+X ′P=0，即电抗部分抵消，回路两端呈现 (7―25) 由式(7―25)求出QT，再代入式(7―23)，便可求出Ｌ型网络各元件参数的计算公式（图7.18中的RL相当于式(7―23)中的Rs）：

２)Ｔ型匹配网络 图7.19（ａ）是Ｔ型匹配网络，其中两个串臂为同性电抗元件，并臂为异性电抗元件。为了求出Ｔ型匹配网络的元件参数，可以将它分成两个Ｌ型网络，如图7.19（b）所示。然后利用Ｌ型网络的计算公式，经整理便可最终得到计算公式。 RP=RL(1+Q2T2) (7―27) (7―28)

图7.19 T型网络的阻抗变换

图（b）中的第一个Ｌ型网络与图7.18(a)的网络是相反的，因此，可以将Ｒo视为ＲL，即 (7―29) (7―30) ３)Π型匹配网络 Π型匹配网络如图7.20所示，分析过程也是将Π 型网络分成两个基本的Ｌ型网络，如图7.20(b)所示， 然后按Ｌ型网络进行求解。

图7.20 Π型网络的阻抗变换

(7―31) 式中 (7―32)

Ｒs是并联转换成串联的等效电阻。由式(7―23)求得

3. 谐振功率放大器的调谐与调配 谐振功率放大器在设计组装之后，还需要进行调整，以达到预期的输出功率和效率。谐振功率放大器的调整包括调谐与调配，下面分别进行讨论。 1)调谐 2)调配 3)调谐与调配的方法

图7.21 谐振功率放大器在不同负载状态下的电压电流波形

图7.22 调谐放大器调整电路

图7.23 谐振功率放大器的调谐与调配特性

(1)图7.24所示是一个工作频率为160MHz的谐振功率放大电路。 4.谐振功率放大电路 (1)图7.24所示是一个工作频率为160MHz的谐振功率放大电路。 图7.24 工作频率为160MHz的谐振功率放大电路

(2)图7.25所示是一个工作频率为150MHz的谐振功率放大电路。其50Ω外接负载提供３Ｗ功率，功率增益达10dB。