微電子電路分析與設計 第四章 基本的FET放大器

預覽  MOSFET 放大器  放大器的基本配置  三種基本放大器配置:  單極積體電路 MOSFET  多極放大器 共源極放大器 源極隨耦器 共閘極放大器  三種基本放大器配置: 綜合敘述與比較  單極積體電路 MOSFET 放大器  多極放大器  基本 JEFT 放大器

預覽 線性放大電路 三種單晶體FET放大器的基本配置 雖然MOSFET主要應用在在數位電路上,但在線性放大電路也被廣泛的使用 共源極 (C-S), 共閘極(C-G), 共汲極 (C-D). MOSFET 積體電路放大器通常用 MOSFET 作為取代電阻的負載元件 . 在積體電路系統中，放大器通常被用來串接或是疊接 . 串接或是疊接組態: 要增加整體的電壓增益或提供一個特別電壓增益和輸出電阻的組合 . JFET 電路在摘要討論

MOSFET 放大器 預覽 小訊號: 能夠線性化 ac 等效電路. 疊加: dc 和 ac 的電路分析能夠分開被執行. 發展各種不同小信號參數的電路和對應的等效電路. 在四種可能的等效電路之中最普遍的是轉導放大器 輸入訊號是電壓且輸出訊號是電流.

圖解法、負載線和小信號參數 共源極電路和時間變化的關係. 負載有Q點和vGS、VDD、RD和電晶體特性. 對於輸出電壓成為線性函數 輸入電壓,電 晶體必須偏壓在飽和區. 輸入正弦波使 vGS、iD 和 vDS變化. 當 vi↑ (↓) vGS↑ (↓)，Q點降負載移動 ↑ (↓) iD 和 ↓(↑) vDS 一但 Q 點成立, vgs、id 和 vds 我們可以為 正弦建立一個數學模型 對於 FET 操作當做一個線性放大器，那 電晶體一定要也在飽和區域、 iD 和 vDS 一定要工作在飽和區.

電晶體參數 第一個條件是DC或是靜態汲極電流IDQ 第二個條件是隨著時間改變的汲極電流組件與 vgs成線性關係 第三個條件是與訊號電壓的波形成比例 為了最小化 harmonics,我們需要, 第三個條件比第二個條件小很多,代表小信號條件是必須滿足的線性放大器

小訊號意味著線性所以全部的電流可以分離成 dc元件和 ac 元件. 小訊號 id 藉著轉導 gm 與小訊號 vgs （輸入）有關。

藉由重疊的訊號 來比較 id 和 vgs 的特性 轉導 gm 是曲線的斜率 當 vgs 夠小 gm 為常數 Q 點操作在飽和區, vgs 將線性的控制電晶體的電流源 Q 點操作在非飽和區時, 電晶體無法線性的控制電流源. 轉導gm  kn  W/L 因此, ↑電晶體的寬度  ↑轉導 gm, 或電晶體的增益.

例題6. 1 考慮 n 通道 MOSFET 參數 VTN=1V, (1/2)μnCox = 20μA/V2, and W/L = 40 例題6.1 考慮 n 通道 MOSFET 參數 VTN=1V, (1/2)μnCox = 20μA/V2, and W/L = 40. 汲極的電流 ID=1mA 解答:假設傳導的參數是 假設電晶體是操作在飽和區, 轉導由方程式確定 Eq.(4.8(b)) 轉導(增益)小於 BJT,但是 MOSFET 的優點包括高輸入阻抗，小尺寸，低功耗。

AC 等效電路 輸出電壓 與小訊號關係 Ac 等效電路 DC電流設定為零

小訊號等效電路 假設訊號的頻率非常低 在閘極終端的電容被忽略.  輸入到閘極因此看起來像開迴路或是無限大的電阻

MOSFET 在飽和區域中考慮有限輸出電阻 iD 和 vDS 波形在非零曲線的結果 是通道長度調變參數，是一個正的數值。 小訊號輸出電壓 ro Q點參數也是一個函數 .

擴大N通道MOSFET的小訊號等效電路 這個等效電路是一個轉導放大器 輸入是一個電壓信號和輸出是電流信號. 這個等效電路現在可以插入放大器的AC等效電路.

例題 4. 2：確定 MOSFET 的小訊號電壓增益. 電路如圖 4. 1 假設參數是: VGSQ = 2 例題 4.2：確定 MOSFET 的小訊號電壓增益.電路如圖 4.1 假設參數是: VGSQ = 2.12V ， VDD = 5V ， RD = 2.5kΩ. 假設電晶體參數是: VTN=1V ， Kn=0.80mA/V2， λ=0.02V-1. 假設電晶體是偏壓在飽和區 解答： 靜態數值是 和 因此，

這意味著電晶體是偏壓在飽和區，在初使的假設中必需要是線性的放大器，轉導為 輸出電阻是 從圖 4.7，輸出的電壓是 由於 Vgs=Vi， 小訊號電壓增益是 MOSFET有較低的小訊號電壓增益, 且增益較小且為負值

解決問題的技術：MOSFET AC 分析 P通道電晶體：作為 n通道 分析 dc: ac 源設定為零, 一個線性放大器操作在飽和區. 用訊號模組畫一個小訊號等效電路分析. 分析 ac: 移除 dc 為零. P通道電晶體：作為 n通道 DC 分析: VDD 連結到源極且電源供應電壓 是 VDD 改變 NMOS 電晶體的電流方向和 電壓極性比較

AC 分析: AC等效電路顯示出了電流方向和電壓極性的反轉. 增益也是負的.

vgs 的電壓極性是相反的, 然而 id 也是相反的. 小訊號的等效電路 PMOS 元件和 NMOS 元件是相同的 這一本書偏愛使用了小訊號等效電路與 PMOS 的電壓極性和目前方向一致 傳統型 極性反轉 ＝＞如同NMOS

基體效應 MOSFET的基體效應是發生在基底或是 body 端而沒有連接到源極 對於 NMOS 來說基底是連接到電路最負的電位或是訊號接地. 簡易臨限電壓的I-V關係 vSB  0，如果等於零那就沒有基體效應

包括基體效應的小訊號等效電路 如果源極到基底存在有AC電壓, vSB ,將會有因為AC成分的導通電壓因而造成AC分量的漏電流. Back-gate 轉導可以定義為 包括基體效應的小訊號等效電路 源極到基底的小訊號電壓的極性 vbs > 0 vSB↓VTN↓ iD↑ 電流的方向和電壓的極性因此一致 一般來說這本書是無視基體效應

基本電晶體放大器組態 基本電晶體放大器組態 共源極, 共汲極 (源極隨耦器),與共閘極 相對應為共射極, 共集極 (射極隨耦器), 與 共基極 放大器的輸入與輸出電阻特性對決定負載效應來說是很重要的 這三個基本MOSFET的基本電路組態如電壓增益將取決於參數 這三種放大器特性可以讓我們瞭解在什麼情況下用哪一種是最有用的 起初, MOSFET 放大電路在偏壓電阻的情況下使用分離式的設計. 其目的是要熟悉基本的MOSFET放大器設計及其特點.

基本共源極放大器電路 源極端接地, 共源極組態 藉由 R1 和 R2 來達到分壓 電晶體偏壓在飽和區 AC 訊號藉由通過耦合電容 CC 耦合到 G CC 提供給 dc 直流隔離放大源和訊號源. 電容阻抗 Ex. Cc=10 F，f = 2 kHz  |Zc|  8  ︱ZC｜<< 終端電容上的電阻, 假設 CC 在頻率大於 2 kHz 時短路

小訊號等效電路 訊號電壓源 vi 在此系列是等效源極電阻 RSi RSi <<Ri = R1∥R2 為了最大限度地減少負載效應.

Q 點必須要接近飽和區的中間區域 為了提供最大的對稱的輸出電壓擺幅. 輸入信號必須足夠小，為保持放大器的線性關係。

輸入與輸出電阻 低頻輸入電阻: 從閘極看進去 MOSFET的輸入電阻基本上是無限大 所以輸入電阻僅為偏壓電阻的一個函數. 輸出電阻:  看回輸出端,發現通過獨立輸入源Vi (Vgs) = 0

例題 4. 3：判斷共源極放大器的小訊號電壓增益和輸入與輸出電阻. 電路展示在圖 4. 14，參數是: VDD = 10V, R1 = 70 例題 4.3：判斷共源極放大器的小訊號電壓增益和輸入與輸出電阻. 電路展示在圖 4.14，參數是: VDD = 10V, R1 = 70.9kΩ, R2=29.1 kΩ, and RD = 5kΩ. 電晶體參數是: VTN = 1.5V, Kn = 0.5 mA/V2, and λ= 0.01V-1. 假設 Rsi = 4 kΩ. 解答： DC 計算： Dc 或靜態閘極致源極電壓是 靜態汲極電流為

小訊號電壓增益： 靜態汲極到源極的電壓是 由於 VDSQ > VGSQ – VTN, 電晶體偏壓在飽和區. 小訊號轉導 gm 是 和小訊號輸出電阻 r0 是 放大器輸入電阻是

輸入與輸出電阻： 從圖 4.15 和 方程式 (4.29)，小訊號電壓增益是 或 放大器輸入電阻 放大器輸出電阻是 評論：由此產生的Q點是負載線的中心 ，而不是在飽和區的中心.因此，在 這種情況下這條賽道沒有達到最高 對稱的輸出電壓擺幅.

討論：小訊號輸入閘極到源極電壓是 由於 RSi 並不是0, 放大器輸入訊號 Vgs 約為 84% 的訊號電壓。這就是所謂的負載效應。 即使輸入電阻對 G(地) 基本上是無限大，偏壓電阻影響了放大器的輸入電阻和負載影響 。

例題4.4：設計 MOSFET 偏壓電路使 Q 點是操作在飽和區的中央，確認小訊號電壓增益的結果. 產品規格： 電路設計如圖 4.17。讓 R1∥R2 = 100 kΩ，設計電路使得 Q 點是 IDQ = 2mA 而且 Q 點是操作在飽和區的中央。 選擇：最後設計是使用標準數值的電阻，電晶體參數是 VTN =1V， W/L=25， λ=0.015V-1 是允許的.

解答 (dc 設計)：負載線和所需的 Q 點如圖4.18.。如果 Q 點是操作在飽和區的中間，電流傳輸點必須是 4 mA，傳導參數是 現在我們可以計算在傳輸點的VDS (飽和區) 。 確認我們所使用的 VGSt,

得到 因此 如果 Q 點操作在飽和區的中間，VDSQ=7V，將會產生這 10 V 峰至峰對稱輸出電壓 ，從圖4.17 可以看出

或 我們可以從電流方程式決定閘極到源極的電壓, 依下列各項： 得到

解答(ac 分析)：小訊號電晶體參數是 和 小訊號等效電路如圖 4.17.。小訊號電壓增益 或 截止：最接近的標準電阻值為 R1 = 510 kΩ，R2 = 130 kΩ ， RD = 2.4 kΩ . 從以下算式分析在Q點上的電阻值

在此轉移點 或 得到 VGSt = 3.04V. 電流在此轉移點是 Q 點到轉移點的電流比率是

因此，Q 點是在飽和區中心百分之零點二的範圍，這是非常接近設計值。 由此產生的小信號電壓增益如下： 可得到 由於電壓增益直接關係到 RD ，增益值已略有改變。

共源極放大器 共源極放大器源極電阻 RS  穩定 Q 點 針對電晶體參數 但是也降低訊號增益. 基體效應需要考慮. 基極和基板通常會接到 5V 電源

例題 4. 5：決定共源極電路包含源極電阻的小訊號電壓增益。考慮圖 4. 19的電路，電晶體參數 VTN = 0 例題 4.5：決定共源極電路包含源極電阻的小訊號電壓增益。考慮圖 4.19的電路，電晶體參數 VTN = 0.8V, Kn = 1mA/V2, λ=0. 解答： 從電路的 dc 分析，可以發現 VGSQ = 1.5V，IDQ =0.50mA， VDSQ = 6.26V。小訊號的轉導是 和小訊號的電阻是

圖 4.20 展示出小訊號等效電路的結果。描繪出小訊號等效電路， 首先描繪出電晶體三端的等效電路，然後描繪連結在電晶體上其他的電路元件。輸出電壓是 從輸入的閘極-源極迴路中寫一個 KVL 方程式 我們發現

小訊號電壓增益 我們注意到如 gm 很大的話，那小訊號電壓增益約為 適當把參數代入到實際的電壓增益方程式， 我們發現

討論: 包含一個源極電阻能穩定電路特性且減少對電晶體任何的參數變化 舉例, Kn 變化 ±20％，影響下面結果: Kn (mA/V) gm (mA/V) AV 0.8 1.17 -5.17 1.0 1.40 -5.76 1.2 1.62 -6.27 改變 Kn 對 gm 產生相當大的變化。此結果改變電壓的增益約 ± 9.5%,

例題 4.6：決定 PMOS 電路的小訊號電壓增益。考慮圖4.21(a)的電路。 電晶體參數是KP = 0.25 mA/V2,，VTP = -0.5V， λ= 0。 在靜態汲極電流得知 IDQ = 0.20mA. 小訊號等效電路如圖 4.21(b). 解答：小訊號輸出電壓

在輸入的閘極-源極迴路寫一個KVL方程式，可以得到 或 這個方程式代入輸出的電壓Vsg ，我們得到了小信號 電壓增益為 小訊號轉導是 可得

源極的旁路電容(CS) 和RS 加入 C-S 電路將會減少小訊號電壓增益的損失，同時保持Q點的穩定. 固定的電流源比電阻更好穩定 Q 點 如果頻率足夠大會使旁路電容像是AC短路的效果 源極訊號必須要接地.

例題 4. 7：決定偏壓在一個固定電流源和納入一個 源極旁路電容的小訊號電壓增益。電路如圖 4. 23，電晶體參數是：VTN = 0 例題 4.7：決定偏壓在一個固定電流源和納入一個 源極旁路電容的小訊號電壓增益。電路如圖 4.23，電晶體參數是：VTN = 0.8V，Kn =1mA/V2，λ = 0。 解答： 由於 dc 閘極電流是0， dc 電壓在源極端是 Vs= -VGSQ ，決定閘極到源極電壓是從 或 得到 靜態 VDSQ 是

電晶體偏壓在飽和區. 小訊號等校電路如圖 4.24. 輸出電壓是 由於 Vgs=Vi， 小訊號電壓增益是

源極隨耦放大器 共汲極 (CD) ---源極隨耦 輸出電壓 S 接地 D 極直接連接到VDD VDD 在 ac 等效電路中直接接地.

小訊號等效電路 CC 作為短路 D 極直接接地 ro 在電晶體中是並聯一個電流源 gmVgs. 忽略基體效應

Vin 和 Vgs 關係 計算一個分壓 Vgs： G-S 作為電阻 1/gm

Vin 和 Vi 關係 輸入電阻是 Ri = R1||R2 與 Vo= gm(RS||ro)Vgs 小訊號電壓增益

例題 4. 8：計算源極隨耦電路的小訊號電壓增益。如圖4 例題 4.8：計算源極隨耦電路的小訊號電壓增益。如圖4.30 的。假設電路參數 VDD = 12 V，R1 = 162 kΩ，R2 = 463 kΩ， RS = 0.75 kΩ，電晶體參數VTN =1.5V，Kn = 4 mA/V2，λ = 0.01 V-1。假設 Rsi = 4 kΩ 解答： dc 分析結果 IDQ = 7.97 mA 和 VGSQ = 2.91 V。小訊號的轉導是 小訊號的電晶體電阻是

放大器的輸入電阻是 小訊號電壓增益是 小訊號電壓增益是正的而且小於1，所以叫做源極隨耦 源極隨耦非常好用因為輸出電阻小於 CS 電路 當電路是作為一個理想的電壓源和驅動負載電路受到任何負載效應.

設計例題 4.9：用 P 通道的增強型 MOSFET 設計一個源極隨耦器以達到規範. 產品規格： 電路設計組態如圖4.32。和電路參數 VDD = 20V ，RSi = 4 kΩ。 Q 點數值必須在負載線的中間， IDQ = 2.5mA。輸入電阻是 Ri = 200 kΩ。電晶體 W/L 設計比率必須要小，訊號電壓增益Av = 0.90V。 選擇： 電晶體參數是 VTP = -2V, , 和 λ=0. 誤差在 VTP 和 參數是 ±5 %.

解答 (dc 分析)： 在S-to-D 迴路代入KVL方程式,得到 或 需要源極電阻是 RS = 4 kΩ. 解答 (ac 設計)：小訊號電壓增益等同於NMOS組件. 從方程式 (4.33(a)), 得到 我們發現轉導必須要是 gm = 2.80mA/V. 轉導可以被寫成

我們得到 所以 傳導參數 與長度的比率是 也就表示寬長比是 解答(dc 設計)： 完成DC分析與設計 得到 或 靜態範圍 VSGQ = 3.79V. VSGQ 也可被寫成

由於 得到 偏壓電阻 R1 會是 由於 R1∥R2=200kΩ, 得到 截止： 我們需要知道電晶體參數變異的影響。電壓在G終端是 VSGQ 可以求出 或 也可寫成

KP 和VTP最大和最小的數值 介於 ±5%是： 各種 Q點值列於下表. KP VTP -2.1V VSG = 3.83 V VSG = 3.91 V ID = 2.46 mA ID = 2.44 mA -1.9V VSG = 3.65 V VSG = 3.73 V ID = 2.52 mA ID = 2.49 mA

轉導數值 gm 和電壓增益 Av 如下表 KP VTP -2.1 V gm = 2.85 mA/V gm = 2.70 mA/V Av = 0.901 Av = 0.897 -1.9V gm = 2.88 mA/V gm = 2.72 mA/V Av = 0.902 Av = 0.898

評論 : 1. 較大的轉導是必需要的，這也意謂需要較大的電晶體。 2. 輸入電阻 Ri 較大的數值可以減少訊號源在輸出的負載 RSi 1. 較大的轉導是必需要的，這也意謂需要較大的電晶體。 2. 輸入電阻 Ri 較大的數值可以減少訊號源在輸出的負載 RSi 3. 這些變化在電壓增益值都相當小。這種效果是一個負反回授結果 4. 源極隨耦相對於電晶體參數改變較不敏感

輸入與輸出阻抗 共源極電路的輸入電阻. 輸出電阻 Vi = 0, 而且測試電壓 Vx KCL 在電路的輸入部分沒有電流  　　　　　　　　　　　 Vgs直接穿過電流源gmVgs. 元件的有效電阻 1/gm 結果顯示了源極端看進的阻抗是 (忽略 ro) 1/gm

共閘極架構 小訊號 電壓 和 電流增益 輸入訊號在S，G是接地 偏壓包含穩定電流源 IQ RG 可避免閘極端靜電荷的發生 CG 可確保閘極訊號接地 CC1 將訊號連接到 S CC2 將 VO 連接到 RL

小訊號的等效電路和小訊號的電壓 如果ro→∞, Vi 和 Vgs 之間的關係: 小訊號電壓增益: 電壓增益為正，所以輸出 和輸入訊號同相位。

小訊號等效電路的電流增益: 諾頓等效電路的電流源 Ii 和 Vgs 的關係:由 KCL If RD >> RL及gmRSi >> 1，電流增益幾乎為 1

輸入和輸出的電阻 C-S 和 C-D的比較 (源極隨耦器), C-G 有一個低電阻的輸入 輸入電阻的定義 由 Ii = -gmVgs, Ri = 1/gm 輸入 Vi =0 得到 Ro Vgs = 0, gmVgs = 0; Ro= RD

例 4. 11：對於共閘極電路, 確定輸出電壓給一個定輸入電流。 如電路圖4. 36和4 例 4.11：對於共閘極電路, 確定輸出電壓給一個定輸入電流。 如電路圖4.36和4.38所示，電路參數為:：IQ = 1m A ， V+ = 5V，V- = -5V ， RG = 100kΩ ， RD = 100kΩ ，RL = 10kΩ。電晶體參數為: VTN = 1V ， Kn = 1m A/V2 ， λ=0。 假設圖4.38中的輸入電流為 100sinωt μA 且假設 Rsi = 50kΩ. 解: 靜態閘極源極電壓如下: 或 可得

小訊號的轉導為 如公式 (4.45)，我們能寫輸出電流為 輸出電壓為 V0 = I0RL, 所以我們可得 或

三種基本放大器架構 : 總結 與 比較 輸入 C-S 和源極隨耦放大器是G極 沒有電流增益 放大器的Ri 是戴維寧等效電阻RTH 與此相反，輸入電阻在 C-G 電路中只有幾百歐姆 。 在 Ro 源極隨耦器是一個幾百歐姆 C-S 和 C-G (輸出是漏極)的Ro主要是由 RD.得到 請記住 (電流源打開, 在下面 Vgs≠0) 當電阻和電流分量的計算，將會有 1/gm 作一個等效電阻 從S 到地。 當分壓器運用在 G-S之間，將會有一個虛擬性1/gm 作為一個等效電阻。 The 1/gm is small from S to G (ground),

單級積體 MOSFET 放大器 主動負載 主動負載是以鏡像和累加在電晶體特性曲線上 A： ID = 0，VR = 0 A`： VDS = VDD B： IMAX ，VR = VDD B`： IMAX ， VDS=0

主動負載---( 增強型的 n 通道/ 空乏型, 和 p 通道增強型的 元件) NMOS 增強型負載電晶體 G-D 極連接 非線性 i-V 特性 臨限電壓是 VTNL

增強型負載的NMOS放大器 NMOS 增強型的負載電晶體 ML NMOS 增強型的驅動電晶體 MD 負載曲線是非線性的也是鏡像的在 i-v 特性中的 ML 負載曲線相交在VDD-VTNL, 在當前的負載中是趨近於 0

電壓的轉換特性 增強型驅動器被導通時，它被偏壓在飽和區。 對放大器而言，Q點必需在這區。

小信號等效電路 負載電晶體 DL 連接 GL; SL 連接 DD 電阻1/gm 作為一個等效電阻，取代電流源 gmVgsL 電阻 rO 視為從 S 到 D 的等效電阻 MD 的輸出電阻為 RO = (1/gm)|| rO

電壓增益 如果 1/gmL << roL 和 1/gmD << roD, 電壓增益, 為一個良好的電壓公式 電壓增益的大小與兩個電晶體

設計例4.12：設計一個 NMOS 放大器， 具有一個增強的負載來滿足規範。 規格： 如圖4.43(a)，一個 NMOS 放大器使其滿足小訊號電壓增益為∣Av∣= 10，Q點在飽和區中間，偏壓為VDD=5V。 選擇： NMOS 參數的電晶體　VTN = 1V， 　，和 λ=0 可選擇。 最小寬度與長度比為 (W/L)min = 1。我們必須考慮　　和 VTN相差為 ±5 百分點的容忍度.

解 (ac 設計)： 由 (4.50)式, 我們可得 可寫成 如果我們令 (W/L)L=1, 則 (W/L)D=100. 解(dc 設計)：令兩個電晶體的電流都相同 (兩的都偏壓在飽和區), 我們有

由圖 4.43(a), 我們得 vGSL = VDD - v0。代換後, 我們得 解出 vo，我們得 轉換點處,我們得 其中 vGSDt 為驅動器在轉換點處的閘極-源極電壓，則

將 vGSDt 解出，我們得 由於 我們有 和

考慮圖4.45的轉換特性，我們發現飽和區的中心截止點 (VGSD = VTND= 1V) 和轉換點 ( vGSt = 1.36V) ，即 取捨： 考慮參數容忍度, 我們發現小訊號電壓增益 範圍為 和 和VTN參數的容忍度也會影響Q值，此分析將留至本章末的問題中。

具空乏型負載的NMOS 放大器 NMOS 空乏型負載電晶體 G-S 端連接 i-v 非線性特性 vDS 轉折點的是正的 臨限電壓 VTNL 是負的 一個有限的 ro 在這個地區 斜率曲線在飽和區時不為零 vDS = vDS(sat) 　　= vGS – VTNL 　　= 0 -VTNL

空乏型 NMOS 電晶體 ML 增強型 NMOS 電晶體 MD 負載曲線是非線性 的鏡像 i-v 特性 ML 負載曲線相交在VDD的電壓軸上面

Q點，應該是在A和B點之間的中間點 A 為 MD 的轉換點, 而 B為ML的轉換點 Md 和 Ml 在第三區的飽和區 直流VGSDQ 在電晶體 MD的 Q點偏壓在飽和區內，訊號電壓vi 累加一個交流 vgs 在直流上。 偏壓負載曲線在 Q點移動

小信號等效電路 負載電晶體 GL 連接到 SL; VgsL = 0 獨立電流源 gmLVgsL = 0 到從 S 端看入的等效電路是 RO = rO 小信號電壓增益 直接正比於兩個電晶體的 輸出電阻

例 4. 13：由空乏型負載的 NMOS 放大器求出小訊號電壓增益。如圖 4. 47(a)的電路所示，假設電晶體參數為 VTND = +0 例 4.13：由空乏型負載的 NMOS 放大器求出小訊號電壓增益。如圖 4.47(a)的電路所示，假設電晶體參數為 VTND = +0.8V，VTNL = -1.5V，KnD = 1 mA/V2 ，KnL = 0.2mA/V2， λD =λL = 0.01V-1 。假設電晶體偏壓在 IDQ=0.2mA。 解： 驅動器的轉導為 因為λD = λL, 輸出電阻為 小訊號電壓增益為

評論: 在空乏型中沒有分流電阻1/gmL  增益隨著增強負載也越來越大 2. 陡坡的轉換特性  正確的電壓不易實現 　(兩個電晶體都必須偏壓在各自的飽和區) 在下一節中，我們將使用電流源偏壓作直流偏壓

主動負載的NMOS放大器 CMOS 共源極放大器 增強型 NMOS 的驅動電晶體 M1 增強型 PMOS 的主動負載電晶體, M2. M2 由M 3 偏壓， IBias為MOSFET的電流源 圖3.53。 CMOS 架構跟 NMOS增強型負載或 空乏型負載比起來幾乎具有獨占性。 M2的 i-v 的負載曲線為非線性的。 D 沒連接到 G ，不一定飽和 負載電荷曲線相交在電壓軸的VDD vSG2=VSG A 為 M1 的轉接點，B 為 M2 的 轉接點 Q點在A和B的中間使偏 壓在飽和區。

沒有基體效應: 基體 M1在接地 (最低電壓)為S1 ，基體M2 在 VDD (最高電壓)為S2 電壓轉換特性是A 和 B 所需的Q點

小信號電壓增益 iD3 = IBias為M3  vSG2 = vSG1 維持不變 等效電阻找到 D 對 M2 正好是 RO = rop 小訊號電壓增益是直接正比於兩個電晶的體輸出電阻 負載MOS電晶體的等效 RO 為 ro, 除了 G 連接到 D

例如 4. 14：求出CMOS放大器的小訊號電壓增益 如圖 4. 49(a)的電路所示 。假設電晶體參數為 VTN =+0 例如 4.14：求出CMOS放大器的小訊號電壓增益 如圖 4.49(a)的電路所示 。假設電晶體參數為 VTN =+0.8V, VTP = -0.8V, KnD = 1 mA/V2, KnL=0.2 mA/V2, 和 λn = λP = 0.01V-1. 假設 IBias = 0.2 mA. 解： NMOS驅動器的輔導為

因為 λn=λP,輸出電阻為 小訊號電壓增益為 同樣的例子4.13 空乏型負載的NMOS放大器的數量級相同. CMOS沒有基體效應的問題 Q 點的M1 適用於一個 dc 電壓 到 M1 的G極去實現 “適當的” Q點

CMOS 源極隨耦 主動負載 M2, 是一個 NMOS 而不是一個 PMOS. 驅動電晶體 M1 是 NMOS G 在 M1 是輸入訊號

小信號等效電路（b）與兩個信號接地， 重新繪製為（c） 小信號電壓增益公式: 下面的例子將分析小信號等效電路（b） 決定的輸出阻抗

Example 4. 15：決定如圖4. 51（a）所示源極隨偶放大器的小信號電壓增益和輸出電阻 。假設參考偏置電流 Ibias = 0 Example 4.15：決定如圖4.51（a）所示源極隨偶放大器的小信號電壓增益和輸出電阻 。假設參考偏置電流 Ibias = 0.2 mA 和偏置電壓 VDD =5V 的。假設所有的電晶體有匹配（相同）的參數  VTN = 0.8V, Kn = 0.20mA/V2，λ= 0.01V-1。我們可以注意到，由於 M3和M2為匹配電晶體和有相同的閘源極電壓，汲極電流在 M1的是ID1 = IBias = 0.2 mA。 解答 (電壓增益)：從圖4.51（c）中，我們發現 小信號輸出電壓 KVL定律方程式的外循環周圍產生 或

代入這個方程的Vgs輸出電壓的方程式，我們得到小信號電壓增益為 小信號等效電路參數的確定為 還有 小信號電壓增益是 或

解答 (輸出阻抗)：輸出電阻可以由等效電路如圖4 解答 (輸出阻抗)：輸出電阻可以由等效電路如圖4.51(d)。獨立電壓源  Vi等於零，測試電壓 VX是應用於輸出。在總結電流輸出節點，我們發現 從電路中，我們看到 Vgs= -Vx. 然後我們得到 輸出阻抗是 我們發現 或是

CMOS 共閘級放大器 主動負載 M2 是一個PMOS 驅動電晶體 M1 為NMOS 在M1上的 S 極是輸入信號 在M1上的 D 極是輸出端. 基體效應 在這兩種電路，電容末端放大 電晶體 M1將連接最負電壓源 ，這是不一樣的源極 小信號等效電路（b）與兩個信號接地 小信號電壓增益： 下面的例子將證明結果

下面的例子將分析小信號等效電路（b）確定輸出阻抗

Example 4. 16：如圖4. 52(a)，決定共閘極電路小信號電壓增益和輸出電阻。假設參考偏置電流 IBias= 0 Example 4.16：如圖4.52(a)，決定共閘極電路小信號電壓增益和輸出電阻。假設參考偏置電流 IBias= 0.20 mA和偏置電壓為 VDD=5V。假設電晶體參數 VTN=+0.80V，VTP的= -0.80V，Kn=0.20 mA/V2， Kp=0.20 mA/V2，λn=λp=0.01V- 1。我們可以注意到，由於 M2和M3匹配電晶體具有相同的源到柵極電壓，在 M1偏壓電流ID1= IBias=0.20mA。 Solution (voltage gain)：從圖4.52（b），我們可以 在總結電流輸出節點，並獲得 或是

從電路中我們看到， Vgs = -Vi。然後，我們找到了小信號電壓增益為 我們發現小信號等效電路參數 和 我們可以發現 or Av=101

解答 (輸出阻抗)：從圖4.52(c)中可以找到輸出阻抗。在總結電流輸出節點，我們發現 不過 Vgs=0 使 gm1Vgs=0. 我們可以得到 或

Multistage Amplifiers 一個單級信號電晶體放大器將無法滿足大多數應用。 合併後的規範某一特定放大倍數，輸入阻抗和輸出阻抗不能被一個信號電晶體放大器展開。 例如：電壓增益的要求可能多餘的可以得到一個信號電晶體電路。 串級組態：共源放大器之後串接緣極隨偶放大器 在C- S的放大器 M1 提供Av 源極隨偶 M2具有低 RO 並提供所需的IO 外接耦合電容 充當短路的中頻小信號電壓 增益多級放大器

Example 4. 17：考慮如圖4. 53的多級串聯電路決定小信號電壓增益。所示電路。該晶體管參數為Kn1 = 0 Example 4.17：考慮如圖4.53的多級串聯電路決定小信號電壓增益。所示電路。該晶體管參數為Kn1 = 0.5 mA/V2, Kn2 = 0.2mA/V2, VTN1 = VTN2 = 1.2V, and λ1 = λ2 = 0.靜態漏極電流的ID1 = 0.2 mA 和 ID2 = 0.5 mA. Solution：小信號等效電路如圖4.54所示。小信號轉導參數為 和

輸出電壓為 還有, 其中 則

因此 小信號電壓增益，然後 或是 結論: 1. 源極隨耦 AV 略小於 1。 2. 總增益基本上是由於 C-S 輸入階段。 3. 源極隨耦器輸出阻抗小，這在許多應用中是可取的

疊接組態 一個共源放大器之後跟隨著源極隨耦放大器 C- S的放大器 M1 提供Av C-G放大器 M2 這種類型的優點是電路較高的頻率響應

Example 4. 18：考慮如圖4. 55所示疊接電路，決定疊接電路的小信號電壓增益。電晶體參數為 Kn1 = Kn2 = 0 Example 4.18：考慮如圖4.55所示疊接電路，決定疊接電路的小信號電壓增益。電晶體參數為 Kn1 = Kn2 = 0.8mA/V2, VTN1 = VTN2 = 1.2V， λ1 = λ2 = 0。在每個晶體管靜態極極電流 ID = 0.4mA 。假設電路的輸入信號被為一個理想的電壓源。 解答：由於 M1=M2 然後因為目前在這兩個電晶體是 一樣的，小信號轉導參數為 小信號等效電路如圖4.56 所示。M1供應 M2 的電源 電流與信號電流(gm1Vi)。電晶體為當前的 M2 電流 源極隨耦器且通過這個極極端點。

因此，輸出電壓為 由於Vgs1=Vi，小信號電壓增益為 或 結論: AV 是基本相同的一階 C-S放大器。 在另外一個C-G電晶體將增加頻帶寬 度，我們會在後面的章節看到。

Basic JFET Amplifiers 小信號等效電路 vGS為一個瞬態 飽和偏壓 第一項是直流或靜態 IDQ 第二項是線性關係的長期信號。 第三項將在輸出電流產生的非線性失真 。 為了減少這種失真, 必須滿足 JFET放大器是線性 dc IDQ ac id

電導為 忽略 n通道和P通道 N通道Vp ≦0, gm ≧0; P通道Vp ≧0, gm ≦0 (如果一個模型為id = gmvsg, gm 為基極). gm  IDSS  W/L

在有限的輸出偏置電阻的 JFET 在飽和區。 Ig = 0 反向偏置 pn接面 小信號輸入阻抗為無限大 N(P)通道的JFET的小信號等效電路 一樣的MOSFET在n（P）的溝道 然而，極性控制VGS和依賴的方向是相反的電流源

在JFET, 如果 ID-VDS 和 gm代表一樣的MOSFET

Example 4.19：考慮圖4.59所示小信號電壓增益的 JFET 放大器。電路的電晶體參數為 IDSS =12mA，VP = -4V，和 λ =0.008V-1。確定小信號電壓增益 Av= vo/vt. 解答：靜態的直流柵極至源極電壓值從 到 結合這兩個方程產生

它減少到 合適的解決方法是 在靜態漏電流 小信號參數

和 小信號等效電路如圖4.60。 自Vgs = Vi時，小信號電壓增益 或是

Design Example 4. 20：設計一個 JFET的源跟隨電路與指定小信號電壓增益。對於源跟隨電路如圖4 Design Example 4.20：設計一個 JFET的源跟隨電路與指定小信號電壓增益。對於源跟隨電路如圖4.61，晶體管參數為: IDSS = 12 mA，VP = -4V， λ = 0.01V-1。確定 RS 和 IDQ這樣的小信號電壓增益至少Av =v0/vi = 0.90。

解答：小信號等效電路如圖4.62所示。該輸出電壓為 則 或是 因此，輸出電壓為 小信號電壓增益變為 作為第一個近似值，假設  ro是足夠大的影響被忽視。電導為

如果我們選擇一個虛設值的 gm = 2mA/V,則VGS = -2.67V 則靜態電流為 該值確定RS然後從 此外 ro的值為 小信號電壓增益，包括影響 ro, 為

Specifications: 如圖4.64所示，假設電阻 R2的電壓分壓器電路作為溫度，壓力或其他變量函數的線性變化。當 δ=0 時放大器的輸出 0 V。 設計方法: 該放大器組態設計如圖4.64所示。將 一個電阻 R1選擇這樣的電壓分壓器 R1和R2之 間會產生一個直流電壓 Vi為負。負柵極電壓 為 M1則意味著不抵抗RS1的不需要這麼大。 選擇:假設 NMOS和PMOS的電晶體參數為

解答 (分壓器分析): 電壓vI可寫為 or 假設δ＜＜4, 則我們會得到 解答 (DC設計): 我們將選擇 ID1 = 0.5 mA 和ID2 = 1mA. 閘極至源極電壓被確定為: 和 我們得到 VS1 = VI - VGS1 = -2.5 - 1.5 = -4V. 此電阻 RS1為

讓 VD1=1.5V，我們發現電阻 RD1 為 我們得到 VS2 = VD1 + VSG2 = 1.5 + 1.707 = 3.207V. 則 因為 V0 = 0, 我們得到

解法 (交流電分析):小信號等效電路如圖4.65所示 。我們找到 V2 = -gm1Vgs1RD1 和 Vgs1 = Vi /(1+gm1RS1)。我們也找到 V0 = gm2Vsg2RD2 和 Vsg2 = - V2 /(1+gm2RS2)。結合條件我們得到 交流電輸入信號是 Vi=1.25δ, 因此 我們得到 和 然後我們得到 或是