第5章 天線和傳播

簡介 天線可定義成一種可以發射電磁能量至空間中或從空間中接收電磁能量的導電體或導電系統 雙向通訊系統中經常使用共同的天線來傳送和接收信號 天線將無線電頻率電能轉變成電磁能量幅射到週遭的環境 天線接收電磁能量並將之轉變成無線電頻率之電能提供給接收器處理 雙向通訊系統中經常使用共同的天線來傳送和接收信號 天線可定義成一種可以發射電磁能量至空間中或從空間中接收電磁能量的導電體或導電系統。傳送信號時，天線將無線電頻率電能轉變成電磁能量幅射到週遭的環境(例如，大氣、空氣、水)，接收信號時，天線接收電磁能量並將之轉變成無線電頻率之電能提供給接收器處理。 雙向通訊系統中經常使用共同的天線來傳送和接收信號，這可能是因為任何天線將周遭環境的能量轉入接收器的轉換效率和將發射機的能量轉出到周遭環境的轉換效率相同，當然須假設發射與接收使用相同的頻率。換句話說，不管天線用於傳送或接收電磁能量，它的實質特性是相同的。

天線幅射場型 幅射場型 波束寬度 (半功率波束寬度 ) 天線的幅射場型可描述天線性能 幅射場型幾乎都以三維場型的二維橫切面來描述 波束寬度 (半功率波束寬度 ) 度量天線方向性 天線用於接收信號時，幅射場型即是接收場型 典型的天線向四面八方幅射能量，但每一方向的效能並不相同。一般最常用天線的幅射場型來描述天線性能，這是以圖形將天線輻射特性描述成空間函數的一種方式。 波束寬度:波束寬度也稱為半功率波束寬度，在最想要的方向之某一波束夾角內之幅射能量強度至少是該方向能量的一半的以上，這是波束寬度的定義。

天線型式 等向性天線 (理想化 ) 偶極天線 拋物面反射天線 向空間中所有方向的幅射能量都相同 半波長偶極天線(赫茲天線) 等向性天線 (理想化 ) 向空間中所有方向的幅射能量都相同 偶極天線 半波長偶極天線(赫茲天線) 四分之一波長垂直天線(Marconi 天線) 拋物面反射天線 等向性天線(理想化天線)可產生一個最簡單的型式：向空間中所有方向的幅射能量都相同。以等向性天線(isotropic antenna) 為中心其幅射場型是球形，然而，幅射場型幾乎都以三維場型的二維橫切面來描述。 偶極天線:分為半波長偶極天線(赫茲天線)，和四分之一波長垂直天線(Marconi 天線)是兩種最簡單和最基本的天線，半波長偶極天線是由兩個等長共線的導體所組成，兩者之間以一小饋入口分開。對於傳送信號來說，天線長度是信號的二分之一波長是最有效率的，而四分之一波長的垂直天線常用於汽車收音機和手提式收音機。 拋物面反射天線 :是一種重要型式的天線，廣泛的應用於地面微波和衛星通信。

天線型式 (續) 等向性 指向性 半波長偶極天線 四分之一波長天線 等向性 指向性 左上圖 的等向性天線向四面八方產生同等強度的等向性幅射場型，所以向量A和向量B長度相同，表示在A和B兩個方向的幅射能量相同。 右上圖 的赫茲(Hertz)天線而言，向量B比向量A長表示在B方向比在A方向的幅射能量強，而且這兩個向量的相對長度與兩個方向幅射的能量成比例。 左下圖的半波長偶極天線是由兩個等長共線的導體所組成，兩者之間以一小饋入口分開。對於傳送信號來說，天線長度是信號的二分之一波長是最有效率的。 右下方圖的四分之一波長的垂直天線常用於汽車收音機和手提式收音機,。 半波長偶極天線 四分之一波長天線

天線型式 (續) zy平面側視圖 xy平面側視圖 xz平面俯視圖 簡易偶極天線 xz平面俯視圖 xy平面側視圖 zy平面側視圖 指向性天線

天線增益 天線增益 有效面積 可用來度量天線的指向性，以理想的等向性天線任一方向的輸出功率為參考基準，天線在指定方向的輸出功率定義為天線增益 天線的有效面積與天線本身的尺寸與形狀有關 天線增益可用來度量天線的指向性，以理想的等向性天線任一方向的輸出功率為參考基準，天線在指定方向的輸出功率定義為天線增益。例如：假設一個增益為3 dB的天線表示此天線比等向性天線在該方向的功率多3 dB(功率2倍)。增加在一特定方向的幅射能量表示會犧牲其他方向的幅射能量，也就是說，降低其他方向的幅射能量以增加某一方向的能量，特別要注意的是天線增益不表示輸出能量比輸入能量多，而是指向性的一種度量罷了。

天線增益(續) 天線增益跟有效面積的關係是 G = 天線增益 Ae =有效面積 f =載波頻率 c =光速(3108 m/s)  =載波的波長

傳播模式 地波的傳播 天波的傳播 視線傳播 地波的傳播:地波或多或少地沿著地球的輪廓來傳輸，而且在視覺地平線上能夠傳輸相當遠的距離，傳輸信號頻率在2 MHz以下。好幾個因素說明此頻帶的電磁波能跟隨地球輪廓傳播的特性，其中一個因素是電磁波在地表產生感應電流，並造成靠近地表附近的波行進較緩慢，這導致波前(wave front)向下傾斜而跟隨著地球的曲率前進。另一個因素是繞射(diffraction)，這是電磁波碰到障礙物產生的一種現象。 大氣造成此頻帶的電磁波散射，因此無法穿越上面的大氣層，地波通訊最有名的例子就是AM無線電。 天波的傳播 :天波的傳輸用於業餘無線電，廣播無線電以英國廣播公司(BBC)和美國之音之類的國際廣播最為人知。對於天波的傳播而言，從地面上的天線發射一信號會在大氣的電離層產生反射，儘管電離層看似一個堅硬的反射表面將波反射回地面，但事實上仍會有折射的情況發生，稍後說明折射現象。 天波信號能夠在電離層和地表之間反射彈跳前進(見圖5.5b)，以此幅射模式，我們可以接收到數千公里外的傳送器所發射的信號。 視線傳播 :超過30 MHz的信號無法藉由地波或天波的方式傳播，一定要用視線傳播。對衛星通信而言，超過30 MHz的信號在電離層不會發生反射，所以衛星與地面站之間可以直線通信。對地面上的通訊而言，發送和接收的天線一定要在彼此的有效(effective)視線上，使用“有效”視線是因為大氣會使微波彎曲或折射，儘管彎曲的程度或方向取決於所在之環境，但是通常微波依地表的曲率彎曲，所以其有效視線距離將比光學視線距離更遠。

地波的傳播 沿著地球的輪廓來傳輸 可以傳輸相當遠的距離 傳輸信號頻率在2 MHz以下 例如AM無線電 信號傳播 發射天線 接收天線 地球

天波的傳播 從地面上的天線發射一信號至在大氣的電離層，電離層看似一個堅硬的反射表面會將波反射回地面 地波或多或少地沿著地球的輪廓來傳輸，而且在視覺地平線上能夠傳輸相當遠的距離 繞射這是電磁波碰到障礙物產生的一種現象 例子 AM無線電 CB radio 天波信號能夠在電離層和地表之間反射彈跳前進(見圖)，以此幅射模式，我們可以接收到數千公里外的傳送器所發射的信號。

視線傳播 信號無法藉由地波或天波的方式傳播，一定要用視線傳播 衛星通信 – 超過30 MHz的信號在電離層不會發生反射 地面上的通訊 – 發送和接收的天線一定要在彼此的有效(effective)視線上 超過30 MHz的信號無法藉由地波或天波的方式傳播，一定要用視線傳播(見圖 )。

視線傳輸(折射效應) 折射 – 大氣會使微波彎曲或折射 折射的發生是因為電磁波的行進速度與傳輸介質密度有關 當電磁波從某一密度的傳輸媒介到另一密度的傳輸媒介行進時速度會改變 傳輸介質的交接處產生一次電磁波方向的彎曲

視線(直線)傳輸距離 光學和無線電視線(直線)傳輸距離 有效的(或無線電)到地平線的視線傳輸 d =天線到地平線之間的視線距離，單位為公里 h =天線的高度，單位為公尺 K =其中K是折射的調節因子，最佳實用值為K = 4/3

視線(直線)傳輸距離(續) 地面上兩個天線之間的LOS傳輸的最大距離為: h1 =天線1的高度 h2 =天線2的高度

LOS無線傳輸干擾 衰減和衰減失真 自由空間的衰減 大氣的吸收作用 多重路徑 折射 熱雜訊 衰減:在任何的傳輸介質中，信號強度的衰減與距離有關，對於引導式媒介來說，信號強度的衰減通常與距離是成對數關係，因此一般描述成每單位距離衰減一固定分貝數。對於無引導式媒介來說，大氣造成的衰減是一個更複雜之距離的函數，傳輸工程師對衰減有三個考慮因素：1.接收機所接收之信號強度要夠大，那麼接收機內電路系統才能夠檢測和表示該信號。2.信號必須保持比雜訊大，使得接收信號無誤。3.高頻率信號衰減較大，而產生失真。 衰減失真:因為衰減與頻率有關，頻率變化會造成信號失真並降低辨識度。特別嚴重的是，收到信號與發送信號的頻率成分間相對強度不同。在傳輸頻帶內利用頻率等化衰減技術可克服此問題，一個可行的方法是使用對高頻信號放大率比低頻信號放大率大的放大器。 自由空間的衰減:任何無線通訊的信號會因距離而散失，因此固定大小的天線離發射端愈遠所收到信號的能量愈少，對衛星通訊來說，這是信號損失的首要模式。即使沒有其他的衰減或干擾，信號也會因傳送距離增加而衰減，因為信號能量散佈區域越來越大，這種衰減的型式稱為自由空間的衰減(free space loss)，可以表示成天線發射功率與接收功率的比值，或比值取對數的10倍(單位為分貝)。 熱雜訊:是電子的熱攪動所造成，存在於所有的電子裝置和傳輸介質中並且是溫度的函數。熱雜訊在頻帶內均勻分佈故常稱為白色雜訊，熱雜訊一定存在且無法消除，因此熱雜訊定義了通訊系統性能的上限，衛星通訊收到的信號非常微弱，所以熱雜訊對衛星通訊的影響特別顯著。 折射:折射的發生是因為電磁波的行進速度與傳輸介質密度有關，在真空中電磁波(例如，光或無線電波)行進的速度大約是3108m/s，這是一般所稱的光速常數c，實際上這是真空中的光速，在空氣、水、玻璃和其他透明或半透明的傳輸媒介中電磁波行進的速度比c小。當電磁波從某一密度的傳輸媒介到另一密度的傳輸媒介行進時速度會改變，其結果造成在兩個傳輸介質的交接處產生一次電磁波方向的彎曲,如果電磁波從一個低密度的媒介到高密度的媒介行進，電磁波將彎向高密度的傳輸媒介，將一部份的棍子浸入水中就容易觀察到這個折射現象，就像棍子在水中部份看起來變短和偏折。 大氣的吸收效應:大氣吸收是發射和接收天線之間的另一種損失，水蒸汽和氧氣造成最主要的衰減，水蒸汽會使22 GHz頻帶之衰減最大， 15 GHz以下的頻率衰減較少，氧氣在60 GHz 附近的吸收效應最大，但是對30 GHz 以下的頻率影響較小。雨和霧(懸浮的小水滴)引起無線電波的分散導致衰減，它可能是信號損失的一個主要原因，因此雨雪多的地區，傳輸要使用低頻率，其傳輸路徑長度也較短。 多重路徑:傳送與接收間有許多障礙物，障礙物會反射信號並造成接收機可收到不同延遲的多重信號，在極端情況中，也許沒有直接信號。直接信號和不同路徑的反射波合成的信號可能比直接信號大或小。固定好位置的天線之間以及衛星和固定地面站之間多重路徑的效應是可以控制的，但有一個例外，路徑經過水面時，風會造成水的反射表面變動。對於行動電話或其他無法固定天線的通訊，多重路徑的考量可能極為重要。

衰減 信號強度的衰減與距離有關，對於引導式媒介來說，信號強度的衰減通常與距離成對數關係 對於無引導式媒介來說，大氣造成的衰減是一個更複雜之距離的函數，傳輸工程師對衰減有三個考慮因素： 接收機所接收之信號強度要夠大，那麼接收機內電路系統才能夠檢測和表示該信號 信號必須保持比雜訊大，使得接收信號無誤 高頻率信號衰減較大，而產生失真 衰減:在任何的傳輸介質中，信號強度的衰減與距離有關，對於引導式媒介來說，信號強度的衰減通常與距離是成對數關係，因此一般描述成每單位距離衰減一固定分貝數。對於無引導式媒介來說，大氣造成的衰減是一個更複雜之距離的函數，傳輸工程師對衰減有三個考慮因素：1.接收機所接收之信號強度要夠大，那麼接收機內電路系統才能夠檢測和表示該信號。2.信號必須保持比雜訊大，使得接收信號無誤。3.高頻率信號衰減較大，而產生失真。

自由空間的衰減 以理想等向性天線來說，自由空間的衰減表示為 注意到d和的單位要相同(例如：公尺) Pt = 傳送天線端的信號功率 Pr =接收天線端的信號功率  =波長 d =兩個天線間的傳播距離 c =光速 (3108 m/s) 注意到d和的單位要相同(例如：公尺)

自由空間的衰減 (續) 以dB為單位， 自由空間衰減方程式可寫成：

自由空間的衰減(續) 對於其他天線而言，我們必須考慮天線的增益，其自由空間衰減方程式寫成： Gt =傳送端的天線增益 Gr =接收端的天線增益 At =發射天線的有效發射面積 Ar =接收天線的有效接收面積

自由空間的衰減(續) 以dB為單位，由天線增益和有效區域之關係推導得到 因此，當天線尺寸和距離相同時，載波波長越長(載波頻率f越低)，自由空間路徑的損失會越大。

自由空間的衰減(續) 信號強度的衰減通常與距離是成對數關係，因此一般描述成每單位距離衰減一固定分貝數。 圖 5.8 自由空間的衰減

雜訊的種類 熱雜訊(Thermal noise) 互調雜訊(Intermodulation noise) 串音(Crosstalk) 脈衝雜訊(Impulse noise)

熱雜訊 熱雜訊是電子的熱攪動所造成 存在於所有的電子裝置和傳輸介質中並且是溫度的函數。熱雜訊在頻帶內均勻分佈故常稱為白色雜訊 熱雜訊無法消除 ，故熱雜訊定義了通訊系統性能的上限，衛星通訊收到的信號非常微弱，所以熱雜訊對衛星通訊的影響特別顯著。

熱雜訊 (續) 任何的裝置或導體中頻寬為1Hz的熱雜訊定義為 : N0 =熱雜訊在每1Hz頻寬的瓦特數 k =波茲曼常數(Boltzmann’s constant) =1.380310-23 J/K T =溫度(絕對溫度) 範例：通常室溫為T = 17C或290K，在這個溫度下，熱雜訊的功率密度為 N0 = (1.3803 X 10-23) X 290 = 4X10-21 W/Hz dBW/Hz 其中dBW是分貝-瓦，

熱雜訊 (續) 假設雜訊與頻率無關 頻寬B Hz的熱雜訊(單位瓦特): 或寫成(單位dBW) 焦耳(Joule)是電機、機械和熱力的國際系統的能量單位。瓦特(watt)是功率單位，相當於焦耳/秒。絕對溫度0度是攝氏273.15度。 範例：給定有效雜訊溫度為294K和頻寬為10 MHz的接收器，此接收器輸出的熱雜訊準位是 N = -228.6 dBW+10log(294)+10log107 = -228.6+24.7+70 = -133.9 dBW

雜訊術語 不同頻率信號共用同一個傳輸媒介時有可能造成互調雜訊 串音 –不同信號路徑之間產生我們不想要的耦合現象稱為串音 互調雜訊 –互調雜訊是由兩個原始頻率之和頻、差頻以及這些和頻或差頻的倍頻所組合的信號 串音 –不同信號路徑之間產生我們不想要的耦合現象稱為串音 脈衝雜訊是一種短暫不規則、非連續 且高振幅的雜訊 包括外部電磁干擾、閃電以及通信系統的故障和瑕疵 不同頻率信號共用同一個傳輸媒介時有可能造成互調雜訊，互調雜訊是由兩個原始頻率之和頻、差頻以及這些和頻或差頻的倍頻所組合的信號，例如，頻率f1和f2的信號可能產生頻率(f1+f2)的信號，此信號可以干擾其他工作在(f1+f2)頻帶的信號。 非線性的傳送器、接收器或插入傳輸系統會產生互調雜訊。正常情況下，這些原件像是一個線性系統(即輸出等於輸入乘上一個常數)。在非線性系統中，輸出是輸入的一個更複雜的函數，當部分機能故障、信號能量太強或使用非線性放大器都會造成某種程度的非線性效應，於是發生頻率之和頻、差頻之情形。 不同信號路徑之間產生我們不想要的耦合現象稱為串音，有時候使用電話會聽到別人的談話就是串音的一個例子，電耦合會發生於雙絞線，或(但很少)發生於攜帶多種信號的同軸電纜。雖然使用高指向性天線，傳輸時微波能量還是會多或少的散開，因此天線收到不想要的信號也會發生串音現象，一般而言，串音能量大約與熱雜訊相當或小一些。然而，在免執照的ISM頻帶中，串音佔支配性地位。 到目前為止所討論的各類型雜訊強度一般都可合理地預測，因此設計一個傳輸系統時可將這類雜訊效應考慮進去。然而，脈衝雜訊是一種短暫不規則、非連續且高振幅的雜訊。脈衝雜訊產生的原因有多種，包括外部電磁干擾、閃電以及通信系統的故障和瑕疵。 脈衝雜訊通常對類比資料的影響較小，例如，短暫的喀嚓聲無損於聲音的辨識，然而，脈衝雜訊在數位資料傳輸中是造成錯誤的主要來源，例如，持續0.01秒的突然尖峰脈衝雜訊不會破壞任何聲音資料，但是會造成傳輸速率56 kbps的560位元資料流失。

Eb/N0的表示式 此參數是每位元信號能量和每赫芝的雜訊功率密度之比值 Eb/N0是數位通訊系統性能的度量標準 當位元率 R 增加時，必須提高發送信號功率以保持所需的 Eb/N0 第2章介紹過訊雜比(SNR)，有一個與SNR相關的參數比SNR更方便計算數位資料速率和錯誤率，此參數是每位元信號能量和每赫芝的雜訊功率密度之比值Eb/N0，Eb/N0是數位通訊系統性能的度量標準。考慮一個數位或類比的信號以位元速率R傳送二進制數位資料，記得1watt = 1 J/s，每位元能量，其中S是信號功率；是傳送一個位元所需的時間，資料速率，因此可得上式 比值Eb/N0是非常重要的參數，因為數位資料的位元錯誤率是這個比值的(遞減)函數，給定達到某種錯誤率的Eb/N0值，可以用前面公式來選擇參數值。注意到當位元率R增加時，必須提高發送信號功率以保持所需的Eb/N0。 回頭檢視圖2.9可直覺地了解這個結果，這裡的信號是數位的，但是類比信號的推論相同。某一雜訊可能改變位元的數值，假如資料速率加倍，其位元間距縮小，相同的雜訊因此可能破壞兩個位元，所以Eb/N0固定時，增加資料速率也會增加錯誤率。 Eb/N0比S/N較好用是因為S/N與頻寬有關。 範例：假設一個信號編碼技術的位元錯誤率是10-4 (每10,000位元中有一個錯誤)，其所需Eb/N0 = 8.4dB，假設有效雜訊溫度是290°K(室溫)， 並且資料速率是2400bps，為了克服熱雜訊所需要的信號強度是多少？ 依前述公式可得 8.4=S dBW-10log2400+228.6dBW-10log290  S=-161.8 dBW

Eb/N0與訊雜比(SNR)之關係 Eb/N0與訊雜比(SNR)之關係描述如下 參數N0是雜訊能量密度(單位為瓦特/赫茲)。因此，頻寬BT的雜訊能量為並改寫上式成 (5.4)

Eb/N0與頻譜效率之相關性 Shannon最大通道容量方程式為 當通道容量C的單位為位元/每秒；通道頻寬B的單位為Hz，上式可以寫成 利用(5.4)式、B = BT和C = R，我們有 這是一個講述Eb/N0與頻譜效率C/B的關係的有用公式。 範例：求達到頻譜效率6 bps/Hz所需要的最小Eb/N0。 直接利用以上公式可得Eb/N0 = (1/6)(26-1) = 10.5 = 10.21dB

其他衰減 大氣吸收效應 –水蒸汽和氧氣造成最主要的衰減 多重路徑 – 障礙物會反射信號並造成接收機可收到不同延遲的多重信號 折射 – 氣傳播高度影響信號速度或大氣環境變化時會產生折射 大氣吸收是發射和接收天線之間的另一種損失，水蒸汽和氧氣造成最主要的衰減，水蒸汽會使22 GHz頻帶之衰減最大， 15 GHz以下的頻率衰減較少，氧氣在60 GHz 附近的吸收效應最大，但是對30 GHz 以下的頻率影響較小。雨和霧(懸浮的小水滴)引起無線電波的分散導致衰減，它可能是信號損失的一個主要原因，因此雨雪多的地區，傳輸要使用低頻率，其傳輸路徑長度也較短。 如果無線設備(天線)的位置可自由的選擇，那麼可將天線安置於沒有障礙的地方，傳送與接收間為一直線路徑，一般衛星通訊和點對點微波鏈結都是如此。但在其他情況下(例如行動電話)，傳送與接收間有許多障礙物，障礙物會反射信號並造成接收機可收到不同延遲的多重信號，在極端情況中，也許沒有直接信號。直接信號和不同路徑的反射波合成的信號可能比直接信號大或小。固定好位置的天線之間以及衛星和固定地面站之間多重路徑的效應是可以控制的，但有一個例外，路徑經過水面時，風會造成水的反射表面變動。對於行動電話或其他無法固定天線的通訊，多重路徑的考量可能極為重要。 無線電波透過大氣傳播時會發生折射(彎曲)現象，大氣傳播高度影響信號速度或大氣環境變化時會產生折射，通常信號的速度隨著高度增加而增加，因此使無線電波向下彎曲。然而，有時天氣條件使不同高度的速度變化異於常態，可能導致只有部份或沒有直線波抵達接收天線。

多重路徑傳播 反射 - 當電磁信號遇到比信號波長大的物體表面時會發生反射 繞射-比無線電波波長大的建築物邊緣會發會生的繞射現象 散射–散射發生時進入的信號會分散成幾個更弱的向外射出信號

多重路徑傳播(續) 圖 5.10 三個重要傳播機制的示意圖：反射(R)、散射(S)、繞射(D) 圖 5.10說明三種不同的傳播機制。當電磁信號遇到比信號波長大的物體表面時會發生反射。例如，靠近手機的地面反射波，因為地面反射造成相移180度，此反射波和視線(LOS)波可能互相抵抵消3，進而造成大的信號損失，再者行動天線一般都低於建築物，故會發生多重路徑的干擾，這些反射波可能在接收器造成建設性或破壞性的干擾。 比無線電波波長大的建築物邊緣會發會生的繞射(diffraction)現象。繞射電波傳播方向與原信號不同。因此有時無LOS傳輸時接收機也能夠收到信號。 如果障礙物的尺寸與信號的波長差不多時會發生散射。散射發生時進入的信號會分散成幾個更弱的向外射出信號。在行動電話使用頻帶中，有許多物體，像是燈柱和交通號誌都會引起散射，因此散射效應很難預測。 3 換句話說，反射信號路徑較長，相較於直線波之路徑延遲會產生相移，路徑延遲半波長時相當於相移180度(信號反向)。 圖 5.10 三個重要傳播機制的示意圖：反射(R)、散射(S)、繞射(D)

多重路徑干擾的例子 (a) 微波鏈結 (b) 行動通信

多重路徑傳播的影響 多重路徑傳播造成接收機收到不同相位的多重信號 符際干擾 (inter symbol interference, ISI) 如果這些相位破壞性地相加，相對於雜訊，信號準位降低，使得接收機檢測信號更加困難 符際干擾 (inter symbol interference, ISI) 現在假設這個脈衝編碼表示一個或多個資料位元，在首要脈波後面的一個或多個延遲的信號可能與下一個首要脈波同時抵達，此情況下，對首要脈波而言，延遲脈衝是某種形式的雜訊，使得資料位元的辨識更加困難 如前所述，多重路徑傳播造成接收機收到不同相位的多重信號，如果這些相位破壞性地相加，相對於雜訊，信號準位降低，使得接收機檢測信號更加困難。

符際干擾(inter symbol interference, ISI) 現象 發射脈衝 發射脈衝 時間 接收之多重路徑脈衝 接收之 LOS脈衝 接收之多重路徑脈衝 另一種稱為符際干擾(inter symbol interference, ISI)的現象對數位傳輸而言特別重要。考慮基地台固定天線和行動台之間以給定的頻率傳送一窄脈衝信號。圖 5.11顯示在兩個不同時間傳送此脈衝，通道可將脈衝送到接收器，圖的上半部顯示時域上的兩個脈衝傳輸。圖的下半部面顯示接收器收到的脈衝。在這兩個傳送情況下，第一個收到的脈衝是LOS信號，因大氣衰減進或行動台遠離基地台固定天線時脈衝的強度可能變小，但是除主要脈衝以外，尚有由反射、繞射和散射造成的多個次要的脈衝。現在假設這個脈衝編碼表示一個或多個資料位元，在首要脈波後面的一個或多個延遲的信號可能與下一個首要脈波同時抵達，此情況下，對首要脈波而言，延遲脈衝是某種形式的雜訊，使得資料位元的辨識更加困難。 接收之LOS 脈衝 時間 圖 5.11 多重路徑下時間變化的兩個脈衝

衰退類型 快速衰退(fast fading) 慢速衰退(slow fading) 平坦衰退(flat fading) 選擇性衰退(selective fading) rayleigh fading rician fading 快速衰退:當行動手機沿著城市的街道移動，每半波長的距離信號強度發生快速變化，蜂巢式行動電話典型的頻率 900 MHz，其波長是0.33 m，此應用在城市的街道環境接收信號振幅快速變化的一個例子。在一個短距離上振幅的變化可能多達20或者30 dB。這種快速改變的衰退現象稱快速衰退(fast fading)，此快速衰退不僅影響汽車中的行動電話甚至影響城市街道上步行使用者的行動電話。 慢速衰退:由於行動使用者活動距離超過波長許多，當使用者通過不同高度的建築物、空地、十字路口等等，相當於城市環境在改變，在這長距離的移動期間，接收信號平均功率準位會有一平緩的變化,顯示此慢速改變的波形，稱之為慢速衰退(slow fading)。 平坦衰退:所有頻率成份的衰退波動都相同者稱平坦衰退(flat fading)、或非選擇性衰退。 選擇性衰退:對不同頻率的影響不一。選擇性衰退通常只與全部通信通道的頻寬有顯著的關聯性。如果只有信號頻寬上的某一部份發生衰減，此種衰退是選擇性的；非選擇性衰退意味著信號頻寬比衰退影響的頻譜寬度還窄。 Rayleigh衰退:當發射機和接收機之間有多重的間接路徑而沒有主要支配的路徑(例如LOS)時會發生Rayleigh衰退(Rayleigh fading)，此模型這表示最糟的情況。幸運地，Rayleigh衰退能夠加以分析並提供一些複雜環境中的系統特性，例如市區環境。 Rician衰退:Rician衰退最適合描述有一個直接視線路徑和一些多重路徑的環境。Rician模型常應用在室內的環境，而Rayleigh模型適用於戶外環境。Rician模型也適用於小的細胞區域或空曠的戶外環境。

錯誤補償機制 直接錯誤更正 適應性等化器 分集技術

直接錯誤更正 傳送器於每一個區塊資料中添加多餘位元 接收器計算這些輸入資料位元得到一個新的錯誤更正碼 錯誤更正碼由資料位元的某一種函數計算得到 接收器計算這些輸入資料位元得到一個新的錯誤更正碼 如果這個新碼與輸入的錯誤更正碼相同表示沒有錯誤發生 如果輸入的碼與計算的碼不同表示一個或多個位元是錯誤的 直接錯誤更正技術應用於數位傳輸：傳送的信號攜帶數位資料或者數位化的聲音或視訊資料。直接或順向(forward)意指接收器只用輸入的數位資訊來更正資料中的錯誤位元，這和反向誤碼更正是對比的，反向意指接收器只檢知錯誤，然後送回一回覆信號要求傳送器再次傳送發生錯誤的資料。反向誤碼更正在許多無線應用很不實際。例如，在衛星通信中，延遲太久重傳並不實用；在行動通信中，錯誤率太高，重傳區塊也可能發生錯誤，因此在這些方面的應用須要直接錯誤更正技術。本質上，以下程序可完成直接錯誤更正。

適應性等化 適應性等化器可應用於類比資訊或數位資訊 用來對抗符際干擾 適應性等化是一種能夠聚集分散的符號能量回到原時間區間內的方法 技術 類比聲音或視訊 數位資料、數位化的聲音或視訊 用來對抗符際干擾 適應性等化是一種能夠聚集分散的符號能量回到原時間區間內的方法 技術 區塊類比電路 複雜的數位處理演算法 適應性等化器可應用於類比資訊(例如，類比聲音或視訊)或數位資訊(例如，數位資料、數位化的聲音或視訊)之傳輸，並可用來對抗符際干擾。適應性等化是一種能夠聚集分散的符號能量回到原時間區間內的方法。等化是一個廣泛的議題，等化技術包括所謂的區塊類比電路以及複雜的數位處理演算法。在此我們只探討數位信號處理技術。

線性等化器電路 圖 5.14 線性等化器電路 [PROA94] 圖5.14顯示一個常用的線性等化器電路，在此特例中，輸入信號經過均勻延遲後分別乘上係數權值Ci再相加得到一個輸出，此電路具適應性，因為係數可動態調整。一般係數的設定是根據培訓序列(已知的位元序列)。發射端傳送培訓序列(training sequence)，接收器收到此送培訓序列與預期結果比較並據以計算係數的權值。發射端會週期性地傳送新的培訓序列，以適應傳輸環境的改變。 對於Rayleigh通道，或更糟的情況，也許每傳送單一區塊資料都要包括新的培訓序列。這表示資料過載(添加很多的位元，效率降低)，但效率要以無線行動環境中的錯誤率來做判斷基礎。 圖 5.14 線性等化器電路 [PROA94]

分集技術 基於個別通道所經歷的衰退情況各自獨立的事實 空間分集 – 涉及自然界的傳輸路徑的分集技術稱為空間分集 頻率分集 – 頻率分集使信號頻譜分佈更大的頻寬或使用多重載波 時間分集 – 時間分集技術是將資料在時間上展開使雜訊影響的位元數減少 基於個別通道所經歷的衰退情況各自獨立的事實，可建立分集技術。在傳送端和接收端建立多個邏輯通道分別傳送部分信號可補償錯誤效應，這種技術無法除去錯誤但確實可減少錯誤率，因為我們分散傳輸可避開所有資料都碰到最高錯誤率的情況。配合等化、直接錯誤更正等技術可減少的錯誤率。 涉及自然界的傳輸路徑的分集技術稱為空間分集(space diversity)，例如，使用多個天線接收訊息再結合重建可能的發射信號。另一個例子是同一位置使用多個指向天線，每一個天線接收不同角度的信號再組合成完整的發送信號。 更常用的分集技術是頻率分集(frequency diversity)或時間分集(time diversity)。頻率分集使信號頻譜分佈更大的頻寬或使用多重載波。這個方法的最重要的例子是第7章要介紹的展頻技術。

時間分集概念 (a) TDM位元串 (b) 未使用交錯的 TDM系統 圖5.15 時間分集技術是將資料在時間上展開使雜訊影響的位元數減少。此技術在慢速衰退的地區非常有效。如果行動台移動緩慢，因此可能有較長的間隔在衰退嚴重的地區停留，此情況下即使信號平均準位高於干擾，也會造成連續的錯誤，也許功能強大的錯誤更正碼也不能更正此突然的連續錯誤。如果數位資料以分時多工(TDM)架構傳送，多個使用者以分割時段方式(見圖 2.13b)共享同一通道，此種區塊交錯使用的方式建立了時間分集技術。圖5.15顯示[JONE93]的結果並說明時間分集概念。注意到連續雜訊波仍然影響相同的位元數，但錯誤位元分散至不同的邏輯通道上，如果每一個通道配合直接錯誤更正技術，錯誤更正碼也許能處理較少數目的錯誤位元。如果沒使用TDM架構，將資料源分成一序列的區塊並攪亂區塊的方式傳送仍可達到時間分集的功效，圖5.15b顯示四組區塊為一組再加以攪亂傳送，同樣地，錯誤位元數相同，此種區塊交錯的方式也可將錯誤位元分散開來。結合TDM架構與區塊交錯法可達到時間分集更佳的功效。 (b) 未使用交錯的 TDM系統 圖5.15