第5章 振幅调制、解调及混频 5.1 概述 5.2 振幅调制原理及特性 5.3 振幅调制电路 5.4 调幅信号的解调 5.5 混频器原理及电路

5．1概述 振幅调制 属于 解调（检波) 频谱线性搬移电路 混频（变频） 定义： 调制信号：需要传输的信号（原始信号） 信号 语言 定义： 图像 调制信号：需要传输的信号（原始信号） 密码 正弦波 信号 方波 载波信号：（等幅）高频振荡信号 三角波 锯齿波 已调信号（已调波）：经过调制后的高频信号（射频信号）  (1) 调制：用调制信号去控制载波信号的某一个参量的过程。 (2)解调：调制的逆过程，即从已调波中恢复原调制信号的过程。 休息1 休息2

（3）振幅调制：由调制信号去控制载波振幅，使已调信号的振 幅 随调制信号线性变化。 （4）频率调制：调制信号控制载波频率，使已调波的频率随调制 信号线性变化。 （5）相位调制：调制信号控制载波相位，使已调波的相位随调 制信号线变化。 （ 6）解调方式： (7)振幅调制分三种方式： 休息1 休息2

5.2 振幅调制原理及特性 一、振幅调制信号分析 二、双边带信号 三 、单边带信号 返回 休息1 休息2

5.2.1 标准振幅调制（AM）信号分析 若将 分解为： 1. AM调幅波的数学表达式 （1） 设：载波信号： 则有 调制信号： 返回 5.2.1 标准振幅调制（AM）信号分析 若将 分解为： 1. AM调幅波的数学表达式 （1） 设：载波信号： 则有 调制信号： 其中： 那么调 幅信号（已调波）可表达为： 由于调 幅信号的振幅与调制信号成线性关系，即有： ，式中 为比例常数 即： 式中ma为调制 度， 常用百分比数表示。 一般，实际中传送的调制信号并非单一频率的信号，常为一个连续频谱的限带信号 。 则 休息1 休息2

2、调幅信号波形 波形特点： （1）调幅波的振幅（包络）变化规律 与调制信号波形一致 (2) 调幅度ma反映了调幅的强弱程度， 可以看出： 返回 波形特点： （1）调幅波的振幅（包络）变化规律 与调制信号波形一致 (2) 调幅度ma反映了调幅的强弱程度， 可以看出： 仿真 一般m值越大调幅越深： 休息1 休息2

3、调幅波的频谱 （1）由单一频率信号调 幅 可见,调幅波并不是一个简单的正弦波，包含有三个频率分量： 返回 调制信号 Ω 载波 ωc  3、调幅波的频谱 返回 （1）由单一频率信号调 幅 可见,调幅波并不是一个简单的正弦波，包含有三个频率分量： Ω 调制信号 ωc 载波 调幅波 ωc - Ω 下边频 ωc +Ω 上边频

(2) 限带信号的调幅波 同样含有三部分频率成份 返回 ω c ω ω ωc-Ωmax ωc ωc+Ωmax 限带信号 载波 Ωmax (2) 限带信号的调幅波 返回 同样含有三部分频率成份 ω 限带信号 ω c 载波 Ωmax Ωmax Ωmax Ωmax ω 调幅波 ωc-Ωmax 下边频带 ωc+Ωmax 上边频带 ωc

4、AM信号的产生原理框图 由于： 可见要完成AM调制，其核心部分是实现调制信号与载波相乘。 相加器 乘法器 直流 乘法器 相加器 返回 仿真 乘法器 相加器 可见要完成AM调制，其核心部分是实现调制信号与载波相乘。

(3) 在调制信号一周期内，调幅信号输出的平均总功率 5、调制波的功率 休息1 休息2 那么调幅波各分量的功率为： 设调幅波传输信号至负载电阻RL上， RL上消耗的载波功率： (1) (2) 上、下边带的平均功率： (3) 在调制信号一周期内，调幅信号输出的平均总功率 (4)边带功率，载波功率与平均功率之间的关系： 由于在普通调幅波信号中，有用信息只携带在边频带内，而载波本身并不携带信息，但它的功率却占了整个调幅波功率的绝大部分，因而调幅波的功率浪费大，效率低。但AM波调制方便，解调方便，便于接收。如当100%调制时(ma=1) ，双边带功率为载波功率的 ，只占用了调幅波功率的 ，而当 , 2 1 3 = ma P c 9 8 PAM

5.2.2双边带( double sideband DSB)调幅信号 休息1 休息2 返回 5.2.2双边带( double sideband DSB)调幅信号 １、      数学表达式 在AM调制过程中，如果将载波分量抑制就形成抑制载波的双边带信号，简称双边带信号，它可以用载波和调制信号直接相乘得到，即： 调制信号为单一频率信号： 调制信号为限带信号的调制：

5.2.2双边带( double sideband DSB)调幅信号 休息1 休息2 返回 2. 波形与频谱 调制信号 载波 下边频 上边频 仿真 (1) DSB信号的包络正比于调制信号 (2)   DSB信号载波的相位反映了调制信号的极性，即在调制信号负半周时，已调波高频与原载波反相。因此严格地说，DSB信号已非单纯的振幅调制信号，而是既调幅又调相的信号。 (3)   DSB波的频谱成份中抑制了载波分量，全部功率为边带占有，功率利用率高于AM波。 (4) 占用频带

5.2.3 单边带( single sideband SSB)信号 休息1 休息2 返回 1. SSB信号的性质 在现代电子通信系统的设计中，为节约频带，提高系统的功率和带宽效率，常采用单边带（SSB）调制系统 单边带(SSB)信号是由双边带调幅信号中取出其中的任一个边带部分，即可成为单边带调幅信号。其单频调制时的表示式为： 上边带信号 ω 限带信号 ωc 载波 Ωmax ωc-Ωmax ωc+Ωmax 上边频带信号 ω 下边带信号 ωc+Ωmax 下边频带信号 ω ωc-Ωmax

有三种基本的电路实现方法：滤波法、相移法和移相滤波法 ： (1) 滤波法 由DSB信号经过边带滤波器滤除了一个边带而形成，如： 休息1 休息2 返回 2. 单边带调幅信号的实现 有三种基本的电路实现方法：滤波法、相移法和移相滤波法 ： (1) 滤波法 由DSB信号经过边带滤波器滤除了一个边带而形成，如： 乘法 器 上边带滤波器 下边带滤波器 上边带信号 ω DSB信号 ωc-Ωmax ωc+Ωmax 上边频带信号 ω 下边带信号 ωc+Ωmax 下边频带信号 ω ωc-Ωmax

休息1 休息2 返回 (2) 相移法 另外由三角公式： 利用上三角公式的实现电路如下图所示： 乘法 器 ９00相移 加法 减法 • 仿真

移相滤波法是将移相和滤波两种方法相结合，并且只需对某一固定的单频率信号移相900，从而回避了难以在宽带内准确移相900的缺点。 休息1 休息2 返回 (3) 移相滤波法 移相滤波法是将移相和滤波两种方法相结合，并且只需对某一固定的单频率信号移相900，从而回避了难以在宽带内准确移相900的缺点。 移相滤波法实现单边带调幅的电路框图 u1 = sinΩt sin ω1t u3 = cos(ω1-Ω)t u5 = cos(ω1-Ω)t sin ωct + 乘法器 900移相 低通滤波 相加器 相减器 - u =sinω1t 单频信号 uc =sinωct 载波 u5 + u 6 uΩ=sinΩt u5 - u 6 u 6 = sin (ω1-Ω)t cos ωct u2 = sinΩt cos ω1t u4 = sin (ω1-Ω)t 相加器输出电压： u SSBL = u 5+ u 6= sin [(ωc+ ω1)-Ω]t = sin [ωc1-Ω]t 相减器输出电压： u SSBU = u 5- u 6= sin [(ωc- ω1)+Ω]t= sin [ωc2+Ω]t

5.3 振幅调制电路 5.3 .1 低电平调幅电路 1 . 二极管调幅电路 2. 集成模拟乘法器调幅电路 5.3 .2 高电平调幅电路 1. 集电极调幅电路 2. 基极调幅电路 返回

5.3 振幅调制电路 三种信号都有一个调制信号和载波的乘积项，所以振幅调制 电路的实现是以乘法器为核心的频谱线性搬移电路。 具体的说调制可分为 低电平调制：先调制后功放，主要用于DSB、SSB以及FM信号。 高电平调制：功放和调制同时进行，主要用于AM信号。 5.3 .1 低电平调幅电路 低电平调幅电路常采用第4章介绍的频率变换电路来实现 通常分为： 二极管调幅电路 集成模拟乘法器调幅电路

1 . 二极管调幅电路 如果选频回路工作在 处，且带宽为 为： (1)单二极管电路 如下图所示的电路设: 则回路电流: 为一个AM信号 而 返回 如果选频回路工作在 处，且带宽为 而谐振时的负载电阻为RL，则输出电压 为： (1)单二极管电路 如下图所示的电路设: 且 VD us uc + - RL L C 则回路电流: ZL 为一个AM信号 + - ud + - uL id 而 B=2Ω 的频谱成份： 仿真 Ω ω c 2 ωc 3 ωc 休息1 休息2

上半部分与下半部分电路对称其等效电路如右图所示。 (2)二极管平衡电路 1 电路结构： 上半部分与下半部分电路对称其等效电路如右图所示。 的频Z谱成份： 2 工作原理分析： 设： Ω ωc-Ω ωc+Ω 3ωc+Ω 3ωc-Ω 如果上半部分与下半部分谐振回路谐振在频率ωc处，且带宽B=2Ω ，谐振时的负载阻抗ZL=2RL，则实际输出电压u'L为： 式中 而 T2的初、次级匝比为2:1，T2的次级输出电压为： 能实现DSB调幅信号的调幅。 继续 反回 仿真 休息1 休息2

（3）二极管环形电路实现DSB信号 1. 电路结构 仿真 休息1 休息2 返回 VD1 VD3 2C 2L RL T2 VD4 VD2 T3 T1 VD1 VD3 2C 2L RL T2 VD4 VD2 T3 T1 1.     电路结构 + uL - 在平衡电路的基础上，再增加两个二极管D3,D4使电路中四个二极管首尾相接。 T1的初、次级匝数比为1:2，T2的2:1，T3的1:1。 uΩ + - uΩ + - uΩ + - 构成环形， + - uc 设： + - uc 则有

时，平衡电路I在负载回路中产生的电压为： （3）二极管环形电路实现DSB信号 仿真 休息1 休息2 返回 2.     工作原理分析 当 时，平衡电路I在负载回路中产生的电压为： 时，平衡电路II在负载回路中产生的电压为： 当 而其中： 那么在一个周期内平衡电路I，II在负载RL上产生的电压为：

式中 称为双向开关函数 的付里叶级数展开式为： 而 有 的频率成份：只有组合频率 性能更接近理想乘法器。 经滤波后的输出电压： 休息1 休息2 返回 uc (t) t 式中 t S (t) 1 -1 称为双向开关函数 的付里叶级数展开式为： 而 仿真 有 的频率成份：只有组合频率 性能更接近理想乘法器。 经滤波后的输出电压： ω0-Ω ω+Ω 3ω0-Ω 3ω+Ω T2的次级输出电压为：

2. 集成模拟乘法器调幅电路 1）MC1596构成的调幅电路 R1 51Ω R6 RW 50kΩ 2 1kΩ 3.9kΩ C2 uo -EE= -8V 6 9 4 1 7 8 Ry 3 MC1596 5 10 EC=12V R4 R5 ux uy R2 R3 R7 R8 R9 6.8kΩ 750Ω 用集成模拟相乘器来实现各种调幅电路，电路简单，性能优越且稳定，调整方便，利于设备的小型化。 1）MC1596构成的调幅电路 仿真 X通道两输入端8脚和7脚直流电位相同，Y通道两输入端1脚和4脚之间接有调零电路 返回 休息2 休息1 Rc Ec VT1 VT2 VT3 VT4 VT5 VT6 VT7 VT8 VD Ry -EE 可通过调节电位器RW，使1脚电位比4脚高Uo，相当于在1、4脚之间加了一个直流电压Uo，以产生普通调幅波 。 实际应用中，高频载波电压uc加到X输入端口，调制信号电压uΩ及直流电压Uo加到Y输入端口，从6脚单端输出AM信号。

2. 集成模拟乘法器调幅电路 2) BG314构成的调幅电路 8脚附加补偿调零电压UXIS，12脚除附加补偿零电压UYIS。 13kΩ Iox 10kΩ 2 8.2kΩ R1 1 14 12 9 4 Rw 8 13 3 R13 R3 7 -EE=-15V +15V 5 6 10 11 Ioy EC=15V -15V Rwx Rwy 2kΩ Rx Ry BG314 （MC1595） 6.8kΩ 3.3kΩ C L N1 N2 2) BG314构成的调幅电路 ux 8脚附加补偿调零电压UXIS，12脚除附加补偿零电压UYIS。 uo uy RL ux=uc=Ucmcosωct uy=uΩ-(-Uo)=Uo+UΩmcosΩt 若2、14脚两端外接LC谐振回路的等效谐振电阻为RL ，则2(或14)脚与地之间的负载为 RL 由式(4-50)可推出变压器次级回路输出的调幅波电压为： 如果uy=uΩ= UΩmcosΩt 仿真 休息1 休息2 返回

5.3 振幅调制电路 5.3 .2 高电平调幅电路 AM信号大都用于无线电广播，因此多用于高电平调制。 这种调制是在高频功率放大器中进行的，通常分为： 集电极调幅电路(Collector AM) 基极调幅(Base AM) 发射极调幅(Emitter AM)

1. 集电极调幅电路 ic t ic uCE Rb Cb VT C Cc T1 T2 T3 L ibo ic uBEmax + uo - Ec + uc - UC(t) iC1 t + uΩ - Uc(t) t uΩ(t) +EC 电路中Cb为高频旁路电容；Cc对高频旁路，而对低频调制信号呈高阻抗；Rb为基极自给偏压电阻。放大器工作在丙类状态 ，集电极电路中除直流电压EC外，还串有调制信号 临界 UC(t) iC1m(t) 过压 欠压 EC uΩ(t) 集电极有效动态电源为：

2. 基极调幅电路 ic t ic uCE VT T1 T2 LC LB C1 Ce1 Ce2 CC C2 C3 C4 C Re R1 R2 ic + uo - uΩ(t) + uc - uBEmax UB(t) + uΩ - ic1 t UBO + - uCE t EC 在基极调幅电路中：LC高频扼流圈，LB低频扼流圈，Ce1、Ce2、C2、C3、C4、CC 高频旁路电容，Re射极偏置电阻。低频调制信号uΩ(t)通过耦合电容C1加在电感线圈LB上。电源EC经R1、R2分压为基极提供直流偏置电压UBO ，即基极有效动态偏压为： 临界 UB(t) ic1m(t) 欠压 过压 UBo uΩ(t) 基极调幅电路的调幅效率较低，输出波形较差，但所要求基极输入调制信号的功率较小。

5.4 调幅信号的解调 解调是调制的逆过程，是从高频已调波中恢复出原低频调制信号的过程。从频谱上看，解调也是一种信号频谱的线性搬移过程，是将高频端的信号频谱搬移到低频端，解调过程是和调制过程相对应的，不同的调制方式对应于不同的解调。 峰值包络检波 AM调制 包络检波： 振幅调制过程： DSB调制 平均包络检波 解调过程 叠加型同步检波 SSB调制 同步检波： 乘积型同步检波 5.4.1调幅解调的方法 1 包络检波 包络检波输出 t 包络检波输出 t 包络检波输出 t 包络检波输出 t t 调幅波 t 调幅波 t 调幅波 t 调幅波 非线形电路 低通滤波器 输出信号频谱 Ω ω 调幅波频谱 ωc+Ω ωc-Ω ωc ω 休息1 休息1

2 同步检波 由于DSB和SSB信号的包络不同于调制信号，不能用包络检 波器，只能用同步检波器，但需注意同步检波过程中，为了正常解调，必须恢复载波信号，而所恢复的载波必须与原调制载波同步（即同频同相）。 乘法器 低通滤波器 uDSB u'o u'Ω 解调载波 uAM 包络检波器 加法器 uDSB u'o u'Ω 休息1 休息1 仿真

是指检波电路的输出电压和输入高频电压振幅之比。 非线性失真的大小，一般用非线性失真系数Kf表示。当输入信号为单频调制的调幅波时，Kf定义为 3. 检波电路的主要技术指标 (1) 电压传输系数Kd (3) 非线性失真系数Kf 是指检波电路的输出电压和输入高频电压振幅之比。 非线性失真的大小，一般用非线性失真系数Kf表示。当输入信号为单频调制的调幅波时，Kf定义为 当检波电路的输入信号为高频等幅波，即ui(t)=Uimcosωct时，Kd定义为输出直流电压Uo与输入高频电压振幅Uim的比值，即 式中，UΩ、U2Ω、U3Ω…分别为输出电压中调制信号的基波和各次谐波分量的有效值。 当输入高频调幅波ui(t)=Uim(1+macosΩt)cosωct时，Kd定义为输出低频信号Ω分量的振幅UΩm与输入高频调幅波包络变化的振幅maUim的比值，即 (4) 高频滤波系数F 检波器输出电压中的高频分量应该尽可能的被滤除，以免产生高频寄生反馈，导致接收机工作不稳定。 高频滤波系数的定义为，输入高频电压的振幅Uim与输出高频电压的振幅Uoωm的比值，即 (2) 等效输入电阻Rid 因为检波器是非线性电路，Rid的定义与线性放大器是不相同的。Rid定义为输入高频等幅电压的振幅Uim，与输入端高频脉冲电流基波分量的振幅之比，即 在输入高频电压一定的情况下，滤波系数F越大，则检波器输出端的高频电压越小，滤波效果越好。通常要求F≥(50～100)。 休息1 休息1

5.4.2 二极管大信号包络检波器 1. 大信号包络检波的工作原理 (1) 电路组成 它是由输入回路、二极管VD和RC低通滤波器组成。 ZL 1. 大信号包络检波的工作原理 VD R C + - ui + - ui (1) 电路组成 它是由输入回路、二极管VD和RC低通滤波器组成。 RC低通滤波电路有两个作用： ①对低频调制信号uΩ来说，电容C的容抗 ，电容C相当于开路，电阻R就作为检波器的负载，其两端产生输出低频解调电压 R ui + - C rd ②对高频载波信号uc来说，电容C的容抗 ，电容C相当于短路，起到对高频电流的旁路作用，即滤除高频信号。 理想情况下，RC低通滤波网络所呈现的阻抗为: 休息1 休息1

1. 大信号包络检波的工作原理 (2) 工作原理分析 + uD - (2) 工作原理分析 + - ui VD R C rd + - uo 当输入信号ui(t)为调幅波时，那么载波正半周时二极管正向导通，输入高频电压通过二极管对电容C充电，充电时间常数为rdC。因为rdC较小，充电很快，电容上电压建立的很快,输出电压uo(t) 很快增长 。 id id id + - uD= ui- uo 作用在二极管VD两端上的电压为ui(t)与uo(t)之差，即uD= ui- uo。所以二极管的导通与否取决于uD + - uo + - i放 i放 i放 i充 i充 i充 R 当uD= ui- uo>0，二极管导通； 当uD= ui- uo<0 ，二极管截止。 u i(t)与uo(t) t ui(t) uo(t) ui(t)达到峰值开始下降以后，随着ui(t)的下降，当ui(t)= uo(t)，即uD= ui-uo=0时，二极管VD截止。C把导通期间储存的电荷通过R放电。因放电时常数RC较大，放电较缓慢。 t uo(t) uΩ(t) Δuc UDC 检波器的有用输出电压：uo(t)=uΩ(t)+UDC 休息1 休息1 仿真

峰值包络检波器的应用型输出电路 检波器的实际输出电压为：uo(t)+Δuc= uΩ(t)+UDC+Δuc uo(t)=uΩ(t)+UDC 包含了直流及低频调制分量。 ui(t)与uo(t) t ui(t) uo(t) t uo(t) uΩ(t) Δuc UDC 峰值包络检波器的应用型输出电路 休息1 ui + - C VD RL uΩ R Cd +UDC - uo （a） + - UDC （b） ui C VD Rφ R Cφ uo 休息1 仿真 图(a)：电容Cd的隔直作用，直流分量UDC被隔离，输出信号为解调恢复后的原调制信号uΩ，一般常作为接收机的检波电路。 图(b)：电容Cφ的旁路作用，交流分量uΩ(t)被电容Cφ旁路，输出信号为直流分量UDC，一般可作为自动增益控制信号（AGC信号）的检测电路。

2. 电路主要性能指标 (1) 电压传输系数Kd （检波效率） 定义： 若设输入信号 输出信号为 ,则加在二极管两端的电压 有 2. 电路主要性能指标 + uD- ui + - C VD R uo (1) 电压传输系数Kd （检波效率） 定义： 若设输入信号 uD i D 输出信号为 ,则加在二极管两端的电压 有 uo Uim 如果以右图所示的折线表示二极管的伏安特征曲线（注意在大信号输入情况下是允许的），则有： 为电流导通角。 其中 另外，还可以证明导通角的表达式： θ 休息1 休息2 休息3 而当 很大时，(如 >50) 当 时 有： 代入上式可得： 直流分量 ： 可见 有两部分： 低频调制分量： 其中：

忽略二极管导通电阻rd上的损耗功率，由能量守恒的原则，检波器输入端口的高频功率 ui(t) t KdUim 讨论：① 当VD和R确定后，θ即为恒定值，与输入信号大小无关，亦即检波效率恒定，与输入信号的值无关。表明输入已调波的包络与输出信号之间为线性关系，故称为线性检波 全部转换为输出端负载电阻R上消耗的功率 一般计算方法为： 当输入信号为： 则输出信号为： 所以 即有 又因Kd=cosθ ≈ 1 ②   当 但 理想值 一般当 ， （2）检波的等效输入电阻 休息1 休息2 峰值检波器常作为超外差接收机中放末级的负载，故其输入阻抗对前级的有载Q值及回路阻抗有直接影响，这也是峰值检波器的主要缺点。 休息3 中放末级 Rs VD R Cs C Ls is 检波器的输入电阻Rid是为研究检波器对其输入谐振回路影响的大小而定义的，因而，Rid是对载波频率信号呈现的参量。若设输入信号为等幅载波信号 + - ui + - uo Rid

3. 检波器的失真 在二极管峰值型检波器中，存在着两种特有失真： (1) 惰性失真 (2) 产生惰性失真的原因： 3. 检波器的失真 惰性失真 在二极管峰值型检波器中，存在着两种特有失真： 底部切割失真 (1)    惰性失真 一般为了提高检波效率和滤波效果，（C越大，高频波纹越小），总希望选取较大的R，C值，但如果R，C 取值过大，使R，C的放电时间常数 所对应的放电速度小于输入信号(AM)包络下降速度时， 会造成输出波形不随输入信号包络而变化，从而产生失真，这种失真是由于电容放电惰性引起的，故称为惰性失真。 (2) 产生惰性失真的原因： t ui(t)与uc(t) uc(t) 输入AM信号包络的变化率>RC放电的速率 (3)避免产生惰性失真的条件： 在任何时刻，电容C上电压的变化率应大于或等于包络信号的变化率，即 ui(t) 休息1 休息2 休息3 仿真

(4)分析： 若设输入信号AM信号： 包络信号为： 可解得： 在t1时刻包络的变化率: 有 即： 若设输入信号AM信号： 包络信号为： 可解得： 在t1时刻包络的变化率: 有 另外，在二极管截止瞬间，电容两端所保持的电压近似等于输入信号的峰值。即 可见，ma，Ω越大，信号包络变化越快，要求RC的值就应该越小。 那么电容C通过R放电的电压关系为： 实际应用中，由于调制信号总占有一定的频带(Ωmin～Ωmax)，并且各频率分量所对应的调制系数ma也不相同，设计检波器时，应该用最大调制度mmax和最高调制频率Ωmax来检验有无惰性失真，其检验公式为 休息1 休息2 休息3 时刻不产生惰性失真的条件为： 所以要求在 则有： 实际上不同的 ， 和 下降速度不同。 为在任何时刻都避免产生惰性失真，必须保证A值取最大时仍有 故令: 仿真

显然，RL越小，UR分压值越大，底部切割失真越容易产生；另外，ma值越大，调幅波包络的振幅maUim越大，调幅波包络的负峰值Uim(1-ma)越小，底部切割失真也越易产生。 (2)底部切割失真 1) 原因：一般为了取出低频调制信号，检波器与后级低频放大器的连接如图所示，为能有效地传输检波后的低频调制信号，要求： 或 C RL R VD Cd 后级放大器 要防止这种失真，必须要求调幅波包络的负峰值Uim(1-ma) 大于直流电压UR。即 + - UR +UDC - + uΩ(t) - 通常Cd取值较大(一般为5～10μF)，在Cd两端的直流电压UDC，大小近似等于载波电压振幅UDC=KdUim ui + - UDC经R和RL分压后在R上产生的直流电压为： Ui m 避免底部切割失真的条件为： UR Uim(1-ma) UR 式中，RΩ=RL//R为检波器输出端的交流负载电阻，而R为直流负载电阻。 由于UR对检波二极管VD来说相当于一个反向偏置电压，会影响二极管的工作状态。 休息1 休息2 休息3 仿真 在输入调幅波包络的负半周峰值处可能会低于UR , 当 UR> Uim(1-ma) 二极管截止，检波输出信号不跟随输入调幅波包络的变化而产生失真。

4. 检波器设计及元件参数的选择 (1) 回路有载 要大：这应该从选择性及通频带的要求来考虑。 一般： (2) 为发保证输出的高频纹波小 (1)  回路有载 要大：这应该从选择性及通频带的要求来考虑。 一般： 中放末级 RL C VD R Cs Ls Rs is Cd (2) 为发保证输出的高频纹波小 要求： + - uΩ Rid 即 为高频载波周期 (3)  为了减少输出信号的频率失真（输出信号为一个低频限带信号） 要求： Ωmin Ωmax (4)  为了避免惰性失真：要求： (5)  为了避免底部切割失真： 或

三﹑同步检波(Synchronous Detection) 休息1 休息2 本地载波 乘积型 同步检波器可分为： 叠加型 DSB信号 注意：两种检波器都需要接收端恢复载波 1.  乘积型 乘法器 低通滤 波器 uDSB u'c 本地载波 uΩ(t) 设输入已调波：  而恢复的本地载波为： 则相乘器输出为： 则经低通滤波器后的输出信号为： 令

讨论： (1)当恢复的本地载波与发射端的调制载波同步（同频，同相） 则有： 仿真 讨论： (1)当恢复的本地载波与发射端的调制载波同步（同频，同相） 则有： 无失真将调制信号恢复出来 (2)若本地载波与调制载波有频差，即： 乘法器 低通滤 波器 uDSB u'c 本地载波 uΩ(t) 即引起振幅失真。 (3) 若本地载波与调制载波有相位差，即： 则 引入一个振幅的衰减因子 ，如果 随时间变化，也会引起振幅失真。

乘积型同步检波器的实用电路 ux u 'Ω uAM uΩ uy uAM u'c u 'Ω uΩ uAM 休息1 休息2 乘法器 谐振限幅放大器 CD Ioy Rw -15V 15kΩ Rφ +15V R13 -EE VT3 5.1kΩ Rwx 121kΩ 100kΩ R1 1 Rc 14 12 9 4 8 13 3 R3 2 7 5 6 10 11 Iox RwZ EC=15V - + 11kΩ 1MΩ 25kΩ 10kΩ Rwy 2kΩ Rx Ry BG314 （MC1595） A VT1 VT2 L C 510Ω fo Cφ 低通滤波器 ux u 'Ω uAM uΩ uy uAM 谐振限幅 放大器 乘法器 低通滤波器 CD 4 9 u'c u 'Ω uΩ uAM

(1)同步解调的关键是乘积项，即以前介绍的具有乘积项 的线性频谱搬移电路，只要后接低通滤波器都可实现乘 积型同步检波。 休息1 休息2 注意点： (1)同步解调的关键是乘积项，即以前介绍的具有乘积项 的线性频谱搬移电路，只要后接低通滤波器都可实现乘 积型同步检波。 (2)同步检波无失真的关键是同步。 2.   叠加型同步检波器 相加 器 包络滤 波器 uDSB u'c 本地载波 uΩ uAM

(2) 叠加型同步检波器工作原理 如果设包络检波器的电压传输系数为Kd，那么ud经包络检波器后，输出电压为 式中，m=USSB /Uo。当，m<<1，即Uo>> USSB时，利用到公式 + uc - + - uΩ VD R C uSSB + uc - T1 T2 uc 本地载波 相加器 包络滤波器 uSSB uΩ ud 如果设包络检波器的电压传输系数为Kd，那么ud经包络检波器后，输出电压为 ud 设输入单频调制的单边带信号(上边带)为： 本地载波信号为 式中 休息2 休息1 继续 由于包络检波器对相位不敏感，只讨论包络的变化： 返回

5.5 混频器原理及电路 一 混频概述 二 混频电路 三 混频器的干扰 返回

5.5 混频器原理及电路 5.5.1 混频器原理 1. 混频器的变频作用 混频器是频谱的线性搬移电路，是一个三端口（六端）网络 5.5 混频器原理及电路 返回 休息1 休息2 5.5.1 混频器原理 1. 混频器的变频作用 混频器是频谱的线性搬移电路，是一个三端口（六端）网络 t uc (t) t uc (t) t uc (t) t uI (t) t uI (t) t uI (t) uc (fc) uI (fI) 混频器 uL (fL) t uL (t) t uL (t) t uL (t) fc fc+F f uc的频谱 fI fI+F f uI的频谱 fc fL f uL的频谱 有两个输入信号： 高频调制波 本地振荡信号 一个中频输出信号： 两个输入信号与输出信号之间的关系： 的包络形状相同，频谱结构相同，只是填充频谱不同，即，其中心频率： 其中

2. 混频器的基本工作原理： 可见输出中频信号 的包络形状没有变化，只是填充频率 休息1 休息2 可见输出中频信号 的包络形状没有变化，只是填充频率 由 变化成 混频器是频谱的线性搬移电路，完成频谱线性搬移功能的关键是获得两个输入信号的乘积项，具有这个乘积项，就可以实现所需的频谱线性搬移功能。 uL uc 非线形 元件 带通滤 波器 混频器的一般结构框图 设输入已调波信号： 2Ωmax ωI= ωL- ωc 本振信号: 那么两信号的乘积项为： uc 乘法器 带通滤 波器 uI uL 如果带通滤波器的中心频率为 ,带宽 返回 uc ωc 仿真 则经带通滤波器的输出为： ωL uL ωL- ωc ωL+ ωc uI

3. 振幅调制、检波与混频器的相互关系 (1) 调幅(DSB为例) （2）检波 （3）混频 uΩ 乘法器 带通滤波器 uDSB uo 休息1 休息2 (1) 调幅(DSB为例) uΩ 乘法器 带通滤波器 uDSB uo 2Ωmax ωo 仿真1 （2）检波 uDSB 乘法器 低通滤波器 uo uΩ Ωmax 仿真2 （3）混频 uDSB = uc 乘法器 uL 带通滤波器 uI 仿真3 ωc ωI=ωL-ωc ωI=ωL-ωC 2 Ωmax ωL 返回

因为混频器常作为超外差接收系统的前级，对接收机整机的噪声系数影响大。 所以希望混频级的 越小越好。 5.5.2 混频器主要性能指标 (1)变频增益： 变频电压增益: 变频功率增益 : (2)噪声系数: 因为混频器常作为超外差接收系统的前级，对接收机整机的噪声系数影响大。 所以希望混频级的 越小越好。 (3) 失真与干扰 频率失真 变频器的失真主要有 : 非线性失真 (4)选择性 在混频器中，由于各种原因总会混入很多与中频频率接近的干扰信号, 为了抑制不需要的干扰，要求中频输出回路具有良好的选择性，矩形系数趋近于1。

5.5.3 实用混频电路 1. 二极管混频器 高质量通信设备中以及工作频率较高时，常使用 优点：噪声低，电路简单，组合分量少。 5.5.3 实用混频电路 休息 1 休息 2 1. 二极管混频器 平衡型混频器 环形混频器 高质量通信设备中以及工作频率较高时，常使用 优点：噪声低，电路简单，组合分量少。 + uI _ + uL - uc - VD1 VD2 2C RL 2L T1 T2 T3 例1.二极管平衡混频器 设输入信号 本振信号 : 若 则输出电压 : 仿真 如果输出中频滤波器的中心频率为: 谐振阻抗为 ，则输出电压 而环形混频器的输出是平衡混频器输出的2倍。且减少了输出信号频谱中组合频率分量,即减少了混频器所特有的组合频率干扰。

2. 晶体三极管混频器 其中变频跨导： 利用第4章所述的时变跨导电路，可构成晶体管混频器。 中频输出电压uI为 ： 由于时变偏置电压 如果 uc + - uL EB EC VT C L ic 利用第4章所述的时变跨导电路，可构成晶体管混频器。 中频输出电压uI为 ： 由于时变偏置电压 UB(t) 如果 则集电极电流为 变频(混频)增益Au为 ： 其中 为时变跨导，受 的控制,而输入信为: 利用付里叶级数可将展开成 : 如果输出回路的谐振频率为 ，而 选出的中频电流 为：

双极型晶体三极管混频器基本电路的交流通道 : 共射极混频电路 ：本振信号由基极串联方式注入 本振信号由射极注入 共基极混频电路： (a) uc + - uL L C VT (b) L C uL + - uc VT (c) uc + - uL L C VT (d) uL + - uc L C VT

3 FET混频电路 恒流区内的漏极电流为: FET混频器的转移特性是平方律，输出电流中的组合频率分量比BJT混频器少得多，故其互调失真低。FET混频器容许的输入信号动态范围也较大。因此，尽管FET混频器的变频增益比BJT混频器低，却在短波、超短波接收机中获得了广泛应用。 式中，k1、k2、k3、k4为常数。可见，iD(t)中含有差频(ωc-ωL)电流分量，其幅值正比于Uc(t)为: 右图为FET混频器原理电路 C L ED Rg Rs 设输入已调制信号：uc= Uc(t)cosωct uI 其中，Uc(t)= Ucm(1+macosΩt) 通过漏极LC负载回路选频后，输出的中频电压为: iD 本振电压uL=ULcos ωLt uc uGS LC回路调谐在中频ωI= ωL-ωc或ωI= ωc-ωL，通频带B=2Ω，回路的谐振阻抗为RL 。 uL 栅—源间的电压uGS为： uGS=UGSQ+uc-uL= UGSQ+Uc(t)cos ωct -ULcos ωLt 转移特性为平方律关系，即 ： 式中，UGS（off）为FET管的夹断电压，IDSS为漏极饱和电流 。

4. 模拟乘法器混频电路 BG314构成的混频电路 ，如果本振电压uL、高频信号电压uc分别从4、9脚输入，BG314的输出端2、14脚间接LC谐振回路。 设输入已调高频信号: 6.8 kΩ C EC=15V 14 1 3.3 kΩ 12 9 4 8 13 3 13kΩ 10kΩ 2 7 -EE=-15V +15V 5 6 10 11 -15V Rwx Rwy 2kΩ 8.2 kΩ BG314 (MC1595) L N1 N2 uc= Uc(t)cos ωct uL 本振电压:uL=ULcos ωLt uI LC回路的谐振频率ωI= ωL-ωc，其带宽B≥2Ω，回路谐振阻抗为RP,，变压比为n=N2／N1，输出中频信号电压uI为: uc 仿真 混频增益Au为 : 休息 1 休息 2

三 混频器的干扰 由于混频器是依靠非线性元件来实现变频，而通过非线性元件的信号将含有许多频率成份 一般混频器存在下列干扰： , (p , q=0,1, 2,3,….) uo( ) uI(f I) uc(f c) 非线形元件 中频滤波器 un(f n) fI B uL(f L) 如果设输入信号为 ,本振频率信号为 (3)交叉调制干扰：有用信号 与干扰信号 混频产生的干扰。 则通过 非线性元件的信号 ，其中 而这 些组合频率的信号中只要和中频频率 相同或接近， 都会和有用信号一起被选出，并送到后级中放，经放大后解调输出而引起串音，啸叫和各种干扰，从而影响有用信号的正常工作。 (4)互调干扰：指两个或多个信号同时作用在混频器 输入端，经混频产生的组合分量而形成的干扰。 一般混频器存在下列干扰： (5)阻塞干扰 (6)倒易混频 (1)干扰哨声：接收的射频信号 与本振信号 的自身组合干扰，即 (2)副波道干扰：外来干扰信号 与本振信号 的组合频率产生的干扰

1.信号与本振信号的自身组合干扰（干扰哨声） 由于组合频率与中频差 1KHz，经检波后可产生1KHz的哨声. （三阶干扰）. 设输入高频信号的载频为 ，本振信号 ，则 经过混频器后产生的频率为 ，其中 p,q=0,1,2,… 另外，当 p=3, q=5时，可得： ,也可以通过中频 通道而形成干扰。（8阶干扰）。 如果中频 ，则除 的中频被选出外，还 有可能选出其它的组合频率：即 注意点: (1)自身组合干扰与外来干扰无关，不能靠提高前级电路的选择性来抑制。 (2)减少这种干扰的方法： 正确选择中频，尽量减少阶数较低的干扰 正确选择混频器的工作点，减少组合频率分量 采用合理的电路形式，从电路上抵消一些组合频率， 如平衡电路，环形电路，乘法器。 所以有 其中 称为变频比。 显然当变频比一定时，并能找到对应的整数p, q时，就会形成自身组合干扰。 例：调幅广播接收机的中频 ，某电台发射频率 当接收该电台广播时，接收机的本振频率 由于变频比 可推算出： 当 ， ，可得

2.外干扰信号与本振的组合频率干扰（副波道干扰） 设串台干扰信号为 ，它与本振信号的组合频率为： 其中 p, q=0,1,2,3…. 。如果选频器所选择的正常中频信号为: 则可能形成的副波道干扰为： 可见，凡是能满足上式的串台信号都可能形成干扰，在这类干扰中主要有：中频干扰，镜频干扰，及其它副波道干扰。 (1)中频干扰 当 p=0 , q=1时， 即表明当一种接近中频的干扰信号一旦进入混频器，可以直接通过混频器进入中放电路，并被放大、解调后在输出端形成干扰 抑制中频干扰的方法： 提高混频器前级的选择性 在混频器前级增加中频吸收电路 合理选择中频数值，中频选在工作波段之外

(2)镜像频率干扰 当 p=1 , q=1时，则有： f c f L f n f I 虽然这种干扰信号频率 与输入信号频率 以本振频率 为对称轴形成镜像对称的关系。 f I 例：中央台第一套节目的载波为 , 那么收音机在接收此 节目时的本振频率 ,如果有一外来 电台的频率 ,在混频级之前没有被 抑制，则这个电台进入混频器后，混频可得 的中频将被选出进入后级输出而形成镜像干扰，产生串台及啸叫。 抑制镜像干扰的方法： 提高混频前级的选择性 提高中频频率，使镜像干扰频率 远离

(3)组合频率干扰 当 , 时形，成组合频率干扰，其中最主要的一类干扰为： 的情况，则有： f I 可见 与 对称分布在本振频率 f c f n1 f L f n2 可见 与 对称分布在本振频率 的两边，其中 离 最近,经混频器前的滤波后进入混频器的可能性最大。 继续 抑制这类干扰的方法： 提高混频器前级的选择性 提高中频 选择合适的混频电路，合理选择混频器的工作点

3.交叉调制干扰（交调干扰） 交叉调制干扰的形成与本振无关。它是有用信号与干扰信号一起作用于混频器时，由混频器的非线性作用，将干扰的调制信号调制到了中频载波上，即将干扰的调制信号转移到有用信号的载波上而形成的一种干扰。 uc(f c) uL(f L) uI(f I) un(f n) 非线形元件 中频滤波器 uo( ) 例：由非线性元件： 其中四阶项为 ，若设 而 则 展开后其中可分解出 项 将信号代入此项，并经中频滤波后可得： 其中 ，可以看出干扰信号中的调制信号转移到中频载波上，与有用信号一同输出而形成干扰。

交调干扰的特点： (1)交调干扰与有用信号并荐，通过有用信号而作用，一旦有用信号 ，交调干扰也消失。 (2)与干扰的载频无关，任何频率的强干扰都可能形成交调干扰，所以交调干扰是危害较大的一种干扰。 只有当 与 相差很大，受前级电路的抑制很彻底时, 形成的干扰较小。 (3)混频器中，除了非线性特性的4次方项以外，更 高的偶次方项也可以产生交调干扰，但一般由于幅值较小，可以不考虑。 抑制交调干扰的措施： ①提高前级电路的选择性 ②选择合适的器件，合适的工作点，使不需要的非线性项（4次方项）尽可能小，以减少组合分量。

4.互调干扰 如果当 形成互调干扰. 互调干扰是指两个或多个干扰信号同时作用于混频器的输入端，由混频器的非线性作用，两个干扰信号之间产生混频，当混频后，产生的信号接近于有用信号的频率 时，将与有用信号一起进入后级电路输出而产生干扰。 （注意： ） 讨论：(1)当 时， 或 必有一个远离 容易被滤除，可能产生的干扰不严重。 继续 互调干扰的特点：设混频器输入的两个干扰为： 返回 而本振信号 (2)当 时， 或 均可能离 较近, 滤除比较困难，可能会产生比较严重的干扰。即由于 则三个信号同时作用于非线元件上，则混频输出的电流为: 由4次方项 中展开可得 项， 可见，两个干扰频率都小于（或大于）工作信号频率，且三者等距时，就可形成互调干扰。 即： （3）互调干扰的大小主要决定于： ωn2 ω n1 ω S 其中有： 非线形 元件 中频滤 波器 un1（fn1） uL（fo） i o uI（fI） un2（fn2） 减少互调干扰的方法 ： 其组合频率为： 提高前级电路的选择性 选择合适的电路和工作状态