《电力电子技术》 电子教案 第2章 整流电路

目录 2.3 变压器漏感对整流电路的影响 2.4 电容滤波的不可控整流电路 2.4.1 电容滤波的单相不可控整流电路 2.3 变压器漏感对整流电路的影响 2.4 电容滤波的不可控整流电路 2.4.1 电容滤波的单相不可控整流电路 2.4.2 电容滤波的三相不可控整流电路 2.5 整流电路的谐波和功率因数 2.5.1 谐波和无功功率分析基础 2.5.2 带阻感负载时可控整流电路交流侧谐波和功率因数 分析 2.5.3 电容滤波的不可控整流电路交流侧谐波和功率因数 分析 2.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析 2.6 大功率可控整流电路 2.6.1 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路 2.6.2 多重化整流电路

目录 本章小结 2.7 整流电路的有源逆变工作状态 2.7.1 逆变的概念 2.7.2 三相桥整流电路的有源逆变工作状态 2.7 整流电路的有源逆变工作状态 2.7.1 逆变的概念 2.7.2 三相桥整流电路的有源逆变工作状态 2.7.3 逆变失败与最小逆变角的限制 2.8 晶闸管直流电动机系统 2.8.1 工作于整流状态时 2.8.2 工作于有源逆变状态时 2.8.3 直流可逆电力拖动系统 2.9 相控电路的驱动控制 2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路 2.9.2 集成触发器 2.9.3 触发电路的定相 本章小结

2.3 变压器漏感对整流电路的影响 考虑包括变压器漏感在内的交流侧电感的影响，该漏感可用一个集中的电感LB表示 2.3 变压器漏感对整流电路的影响 考虑包括变压器漏感在内的交流侧电感的影响，该漏感可用一个集中的电感LB表示 以三相半波为例，然后将结论推广 VT1换相至VT2的过程： 因a、b两相均有漏感，故ia、ib均不能突变，于是VT1和VT2同时导通，相当于将a、b两相短路，在两相组成的回路中产生环流ik。ik=ib是逐渐增大的，而ia=Id-ik是逐渐减小的。当ik增大到等于Id时，ia=0，VT1关断,换流过程结束。 图2-25 考虑变压器漏感时的 三相半波可控整流电路及波形 ■

2.3 变压器漏感对整流电路的影响 换相重叠角——换相过程持续的时间，用电角度g表示 2.3 变压器漏感对整流电路的影响 换相重叠角——换相过程持续的时间，用电角度g表示 换相过程中，整流电压ud为同时导通的两个晶闸管所对应的两个相电压的平均值 （2-30） 换相压降——与不考虑变压器漏感时相比，ud平均值降低的多少 （2-31） ■

2.3 变压器漏感对整流电路的影响 换相重叠角g的计算 （2-32） 由上式得： （2-33） 进而得出： （2-34） ■

2.3 变压器漏感对整流电路的影响 当 时， ，于是 （2-35） （2-36） g 随其它参数变化的规律： （1） Id越大则g 越大； 2.3 变压器漏感对整流电路的影响 当 时， ，于是 （2-35） （2-36）       g 随其它参数变化的规律： （1）        Id越大则g 越大； （2）        XB越大g 越大； （3）       当a≤90时， 越小g 越大。 ■

表2-2 各种整流电路换相压降和换相重叠角的计算 2.3 变压器漏感对整流电路的影响 变压器漏抗对各种整流电路的影响 表2-2 各种整流电路换相压降和换相重叠角的计算 注：①单相全控桥电路中，环流ik是从-Id变为Id。本表所列通用公式不适用； ②三相桥等效为相电压等于 的6脉波整流电路，故其m=6，相电压按 代入。 电路形式 单相 全波 单相全控桥 三相 半波 三相全控桥 m脉波 整流电路 ① ② ■

2.3 变压器漏感对整流电路的影响 变压器漏感对整流电路影响的一些结论 （1） 出现换相重叠角g ，整流输出电压平均值Ud降低。 2.3 变压器漏感对整流电路的影响 变压器漏感对整流电路影响的一些结论 （1） 出现换相重叠角g ，整流输出电压平均值Ud降低。 （2）  整流电路的工作状态增多 （3）  晶闸管的di/dt 减小，有利于晶闸管的安全开通。 有时人为串入进线电抗器以抑制晶闸管的di/dt。 （4）  换相时晶闸管电压出现缺口，产生正的du/dt，可 能使晶闸管误导通，为此必须加吸收电路。 （5） 换相使电网电压出现缺口，成为干扰源。 ■

图2-26 电容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形 2.4 电容滤波的不可控整流电路 在交—直—交变频器、不间断电源、开关电源等应用场合中，大量应用 2.4.1 电容滤波的单相不可控整流电路 常用于小功率单相交流输入的场合，如目前大量普及的微机、电视机等家电产品中 1. 工作原理及波形分析 图2-26 电容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形 a) 电路 b) 波形 ■

2.4.1 电容滤波的单相不可控整流电路 详细分析（简要讲解得出的结论，关键在于求出d 和q ） （2-37） 基本工作过程： 2.4.1 电容滤波的单相不可控整流电路 基本工作过程： 在u2正半周过零点至wt=0期间，因u2<ud，故二极管均不导通，电容C向R放电，提供负载所需电流 至wt=0之后，u2将要超过ud，使得VD1和VD4开通，ud=u2，交流电源向电容充电，同时向负载R供电  详细分析（简要讲解得出的结论，关键在于求出d 和q ） （2-37） （2-38） 式中，ud(0)为VD1、VD4开始导通时刻直流侧电压值。 ■

2.4.1 电容滤波的单相不可控整流电路 将u2代入并求解得： （2-39） 而负载电流为： （2-40） 于是 （2-41） 2.4.1 电容滤波的单相不可控整流电路 将u2代入并求解得： （2-39） 而负载电流为： （2-40） 于是 （2-41） 设VD1和VD4的导通角为q，则当wt= q 时，VD1和VD4关断。将id (q ) = 0代入式（2-41），得： （2-42） 二极管导通后u2开始向C充电时的ud与二极管关断后C放电结束时的ud相等 （2-43） ■

2.4.1 电容滤波的单相不可控整流电路 注意到d +q 为第2象限的角，由式（2-42）和（2-43）得： （2-44） （2-45） 2.4.1 电容滤波的单相不可控整流电路 注意到d +q 为第2象限的角，由式（2-42）和（2-43）得： （2-44） （2-45） 在wRC已知时，即可由式（2-45）求出d ，进而由式（2-44）求出q 。显然d 和q 仅由乘积wRC决定。图2-27给出了根据以上两式求得的d 和q 角随wRC变化的曲线。   图2-27 d、q 与wRC的关系曲线 ■

2.4.1 电容滤波的单相不可控整流电路 二极管VD1和VD4关断的时刻，即wt达到q 的时刻，还可用另一种方法确定：VD1和VD4的关断时刻，从物理意义上讲，就是两个电压下降速度相等的时刻，一个是电源电压的下降速度|du2 /d(w t)|，另一个是假设二极管VD1和VD4关断而电容开始单独向电阻放电时电压的下降速度|dud /d(w t)| p（下标表示假设）。 ■

2.4.1 电容滤波的单相不可控整流电路 2. 主要的数量关系（图2-28） 1）输出电压平均值 2.4.1 电容滤波的单相不可控整流电路 2. 主要的数量关系（图2-28） 1）输出电压平均值 整流电压平均值Ud可根据前述波形及有关计算公式推导得出，但推导繁琐。空载时， 。重载时，Ud逐渐趋近于0.9U2，即趋近于接近电阻负载时的特性。 通常在设计时根据负载的情况选择电容C值，使 ， T为交流电源的周期，此时输出电压为： 3）二极管承受的电压 Ud≈1.2 U2 （2-46） 2）电流平均值 输出电流平均值IR为：IR = Ud /R （2-47） Id =IR （2-48） 二极管电流iD平均值为ID = Id / 2=IR/ 2 （2-49） ■

图2-29 感容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形 2.4.1 电容滤波的单相不可控整流电路    感容滤波的二极管整流电路 实际应为此情况，但分析复杂 ud波形更平直，电流i2的上升段平缓了许多，这对于电路的工作是有利的 图2-29 感容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形 a） 电路图 b）波形 ■

2.4.2 电容滤波的三相不可控整流电路 1. 基本原理（图2-30） 2.4.2 电容滤波的三相不可控整流电路 1. 基本原理（图2-30） 某一对二极管导通时，输出电压等于交流侧线电压中最大的一个，该线电压既向电容供电，也向负载供电 当没有二极管导通时，由电容向负载放电，ud按指数规律下降。 由 “电压下降速度相等”的原则，可以确定临界条件。假设在wt+d =2p/3的时刻“速度相等”恰好发生，则有 （2-50） ■

图2-31 电容滤波的三相桥式整流电路当wRC等于和小于 时的电流波形 2.4.2 电容滤波的三相不可控整流电路   电流id 断续和连续的临界条件wRC= 在轻载时直流侧获得的充电电流是断续的，重载时是连续的，分界点就是R=/wC。 图2-31　电容滤波的三相桥式整流电路当wRC等于和小于 时的电流波形 a）wRC=　　b）wRC< ■

2.4.2 电容滤波的三相不可控整流电路 考虑实际电路中存在的交流侧电感以及为抑制冲击电流而串联的电感时的工作情况： ■ 2.4.2 电容滤波的三相不可控整流电路 考虑实际电路中存在的交流侧电感以及为抑制冲击电流而串联的电感时的工作情况： 电流波形的前沿平缓了许多，有利于电路的正常工作。 随着负载的加重，电流波形与电阻负载时的交流侧电流波形逐渐接近。 图2-32 考虑电感时电容滤波的三相桥式整流电路及其波形 a）电路原理图 b）轻载时的交流侧电流波形 c）重载时的交流侧电流波形 ■

2.4.2 电容滤波的三相不可控整流电路 2. 主要数量关系 1）输出电压平均值 Ud在（2.34U2 ~2.45U2）之间变化 2.4.2 电容滤波的三相不可控整流电路 2. 主要数量关系 1）输出电压平均值 Ud在（2.34U2 ~2.45U2）之间变化 2）电流平均值 输出电流平均值IR为： IR = Ud /R （2-51） 与单相电路情况一样，电容电流iC平均值为零，因此： Id =IR （2-52） 二极管电流平均值为Id的1/3，即： ID = Id / 3=IR/ 3 （2-53） 3）二极管承受的电压 二极管承受的最大反向电压为线电压的峰值，为 。 ■

2.5 整流电路的谐波和功率因数 许多电力电子装置要消耗无功功率，会对公用电网带来不利影响： 2.5 整流电路的谐波和功率因数    许多电力电子装置要消耗无功功率，会对公用电网带来不利影响： 电力电子装置还会产生谐波，对公用电网产生危害，包括： 许多国家都发布了限制电网谐波的国家标准，或由权威机构制定限制谐波的规定。国家标准（GB/T14549-93）《电能质量 公用电网谐波》从1994年3月1日起开始实施。 ■

2.5.1 谐波和无功功率分析基础 1. 谐波 满足狄里赫利条件，可分解为傅里叶级数 2.5.1 谐波和无功功率分析基础 1. 谐波 满足狄里赫利条件，可分解为傅里叶级数 基波（fundamental）——在傅里叶级数中，频率与工频相同的分量 谐波——频率为基波频率大于1整数倍的分量 谐波次数——谐波频率和基波频率的整数比 n次谐波电流含有率以HRIn（Harmonic Ratio for In）表示 （2-57） 电流谐波总畸变率THDi（Total Harmonic distortion）定义为 （2-58） ■

2.5.1 谐波和无功功率分析基础 2. 功率因数 正弦电路中的情况 电路的有功功率就是其平均功率： ■ （2-59） 2.5.1 谐波和无功功率分析基础 2. 功率因数 正弦电路中的情况 电路的有功功率就是其平均功率： （2-59） 视在功率为电压、电流有效值的乘积，即S=UI （2-60） 无功功率定义为： Q=U I sinj （2-61） 功率因数l 定义为有功功率P和视在功率S的比值： （2-62） 此时无功功率Q与有功功率P、视在功率S之间有如下关系： （2-63） 功率因数是由电压和电流的相位差j 决定的：l =cos j （2-64） ■

2.5.1 谐波和无功功率分析基础 非正弦电路中的情况 有功功率、视在功率、功率因数的定义均和正弦电路相同，功率因数仍由式（2-62）定义。 2.5.1 谐波和无功功率分析基础     非正弦电路中的情况 有功功率、视在功率、功率因数的定义均和正弦电路相同，功率因数仍由式（2-62）定义。 公用电网中，通常电压的波形畸变很小，而电流波形的畸变可能很大。因此，不考虑电压畸变，研究电压波形为正弦波、电流波形为非正弦波的情况有很大的实际意义。 设正弦波电压有效值为U，畸变电流有效值为I，基波电流有效值及与电压的相位差分别为I1和j 1。这时有功功率为：P=U I1 cosj1 功率因数为： （2-66） （2-65） ■

2.5.1 谐波和无功功率分析基础 基波因数——n =I1 / I，即基波电流有效值和总电流有效值之比 2.5.1 谐波和无功功率分析基础 基波因数——n =I1 / I，即基波电流有效值和总电流有效值之比 位移因数（基波功率因数）——cosj 1 非正弦电路的无功功率 定义很多，但尚无被广泛接受的科学而权威的定义 一种简单的定义是仿照式（2-63）给出的： （2-67） 这样定义的无功功率Q反映了能量的流动和交换，目前被较广泛的接受，但该定义对无功功率的描述很粗糙。 ■

2.5.1 谐波和无功功率分析基础 也可仿照式（2-61）定义无功功率，为和式（2-67）区别，采用符号Qf，忽略电压中的谐波时有：Q f =U I 1 sinj 1 在非正弦情况下， ，因此引入畸变功率D，使得： （2-69） 比较式（2-67）和（2-69），可得： （2-70） 忽略电压谐波时 （2-71） 这种情况下，Q f为由基波电流所产生的无功功率，D是谐波电流产生的无功功率。 （2-68） ■

2.5.2 带阻感负载时可控整流电路交流侧谐波和功率因数分析 2.5.2 带阻感负载时可控整流电路交流侧谐波和功率因数分析 1. 单相桥式全控整流电路 忽略换相过程和电流脉动，带阻感负载，直流电感L为足够大（电流i2的波形见图2-6） （2-72）       变压器二次侧电流谐波分析： n=1,3,5,… （2-73） 电流中仅含奇次谐波 各次谐波有效值与谐波次数成反比，且与基波有效值的比值为谐波次数的倒数 ■

2.5.2 带阻感负载时可控整流电路交流侧谐波和功率因数分析 2.5.2 带阻感负载时可控整流电路交流侧谐波和功率因数分析 功率因数计算 基波电流有效值为 （2-74） i2的有效值I= Id，结合式（2-74）可得基波因数为 （2-75） 电流基波与电压的相位差就等于控制角 ，故位移因数为 （2-76） 所以，功率因数为 （2-77） ■

2.5.2 带阻感负载时可控整流电路交流侧谐波和功率因数分析 2.5.2 带阻感负载时可控整流电路交流侧谐波和功率因数分析 2. 三相桥式全控整流电路 阻感负载，忽略换相过程和电流脉动，直流电感L为足够大 以 =30为例，交流侧电压和电流波形如图2-20中的ua和ia波形所示。此时，电流为正负半周各120的方波，其有效值与直流电流的关系为 （2-78） 变压器二次侧电流谐波分析： （2-79） ■

2.5.2 带阻感负载时可控整流电路交流侧谐波和功率因数分析 2.5.2 带阻感负载时可控整流电路交流侧谐波和功率因数分析 电流基波和各次谐波有效值分别为 （2-80）       电流中仅含6k1（k为正整数）次谐波 各次谐波有效值与谐波次数成反比，且与基波有效值的比值为谐波次数的倒数 ■

2.5.2 带阻感负载时可控整流电路交流侧谐波和功率因数分析 2.5.2 带阻感负载时可控整流电路交流侧谐波和功率因数分析 功率因数计算 由式（2-78）和（2-80）可得基波因数为 （2-81） 电流基波与电压的相位差仍为 ，故位移因数仍为 （2-82） 功率因数为 （2-83） ■

2.5.3 电容滤波的不可控整流电路交流侧谐波和功率因数分析 2.5.3 电容滤波的不可控整流电路交流侧谐波和功率因数分析 1. 单相桥式不可控整流电路 实用的单相不可控整流电路采用感容滤波，典型的交流侧电流波形如图2-29所示。   电容滤波的单相不可控整流电路交流侧谐波组成有如下规律： （1）谐波次数为奇次； （2）谐波次数越高，谐波幅值越小； （3）与带阻感负载的单相全控桥整流电路相比，谐波与基波的关 系是不固定的，w RC越大，则谐波越大，而基波越小。这是 因为，w RC越大，意味着负载越轻，二极管的导通角越小， 则交流侧电流波形的底部就越窄，波形畸变也越严重。 （4） 越大，则谐波越小，这是因为串联电感L抑制冲击电 流从而抑制了交流电流的畸变。 ■

2.5.3 电容滤波的不可控整流电路交流侧谐波和功率因数分析 2.5.3 电容滤波的不可控整流电路交流侧谐波和功率因数分析 关于功率因数的结论如下： （1）通常位移因数是滞后的，并且随负载加重（wRC 减小）滞后的角度增大，随滤波电感加大滞后的 角度也增大。 （2）由于谐波的大小受负载大小（wRC）的影响，随 wRC增大，谐波增大，而基波减小，也就使基波 因数减小，使得总的功率因数降低。同时，谐波 受滤波电感的影响，滤波电感越大，谐波越小， 基波因数越大，总功率因数越大。 ■

2.5.3 电容滤波的不可控整流电路交流侧谐波和功率因数分析 2.5.3 电容滤波的不可控整流电路交流侧谐波和功率因数分析 2. 三相桥式不可控整流电路 实际应用的电容滤波三相不可控整流电路中通常有滤波电感。 交流侧谐波组成有如下规律： （1）谐波次数为6k±1次，k =1，2，3…； （2）谐波次数越高，谐波幅值越小； （3）谐波与基波的关系是不固定的，负载越轻（wRC越大），则谐波越大，基波越小；滤波电感越大（ 越大），则谐波越小，而基波越大。 关于功率因数的结论如下： （1）位移因数通常是滞后的,但与单相时相比,位移因数更接近1； （2）随负载加重（w RC的减小），总的功率因数提高；同时， 随滤波电感加大，总功率因数也提高。 ■

图2-33 a =0时，m脉波整流电路的整流电压波形 2.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析 整流电路的输出电压中主要成分为直流，同时包含各种频率的谐波，这些谐波对于负载的工作是不利的。 图2-33 a =0时，m脉波整流电路的整流电压波形 ■

2.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析  =0时，m脉波整流电路的整流电压和整流电流的谐波分析 2.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析    =0时，m脉波整流电路的整流电压和整流电流的谐波分析 将纵坐标选在整流电压的峰值处，则在-p/m~p/m区间，整流电压的表达式为： （2-84） 对该整流输出电压进行傅里叶级数分解，得出： （2-85） 式中，k=1，2，3…；且： （2-86） （2-87） ■

2.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析 为了描述整流电压ud0中所含谐波的总体情况，定义电压纹波因数 为ud0中谐波分量有效值UR与整流电压平均值Ud0之比： （2-88） 其中： （2-89） 而： （2-90） ■

2.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析 将上述式（2-89）、（2-90）和（2-86）代入（2-88）得 （2-91） m 2 3 6 2.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析 将上述式（2-89）、（2-90）和（2-86）代入（2-88）得 （2-91） 表2-3给出了不同脉波数m时的电压纹波因数值。   m 2 3 6 12 ∞ gu（%） 48.2 18.27 4.18 0.994 ■

2.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析 负载电流的傅里叶级数可由整流电压的傅里叶级数求得： （2-92） 2.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析 负载电流的傅里叶级数可由整流电压的傅里叶级数求得： （2-92） 当负载为R、L和反电动势E串联时，上式中： （2-93） n次谐波电流的幅值dn为： （2-94） n次谐波电流的滞后角为： （2-95） ■

2.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析  =0时整流电压、电流中的谐波有如下规律： 2.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析     =0时整流电压、电流中的谐波有如下规律： （1）m脉波整流电压ud0的谐波次数为mk（k=1，2，3...） 次，即m的倍数次；整流电流的谐波由整流电压 的谐波决定，也为mk次； （2）当m一定时，随谐波次数增大，谐波幅值迅速减 小，表明最低次（m次）谐波是最主要的，其它 次数的谐波相对较少；当负载中有电感时，负载 电流谐波幅值dn的减小更为迅速； （3） m增加时，最低次谐波次数增大，且幅值迅速减 小，电压纹波因数迅速下降。 ■

2.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析    不为0时的情况：波整流电压谐波的一般表达式十分复杂，给出三相桥式整流电路的结果，说明谐波电压与 角的关系 以n为参变量，n次谐波幅值（取标幺值 ）对 的关系如图2-34所 当 从0~ 90变化时，ud的谐波幅值随 增大而增大，  =90时谐波幅值最大  从90~ 180之间电路工作于有源逆变工作状态，ud的谐波幅值随 增大而减小 图2-34 三相全控桥电流连续时，以n为参变量的与 的关系 ■

2.6 大功率可控整流电路 2.6.1 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路 电解电镀等工业中应用 2.6 大功率可控整流电路 2.6.1 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路 电解电镀等工业中应用 低电压大电流（例如几十伏，几千至几万安）可调直 流电源 图2-35 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路 ■

2.6.1 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路 电路结构 变压器二次侧为两组匝数相同极性相反的绕阻，分别接成两组三相半波电路 2.6.1 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路 电路结构 变压器二次侧为两组匝数相同极性相反的绕阻，分别接成两组三相半波电路 变压器二次侧两绕组的极性相反可消除铁芯的直流磁化  设置电感量为Lp的平衡电抗器是为保证两组三相半波整流电路能同时导电 与三相桥式电路相比，在采用相同晶闸管的条件下，双反星形电路的输出电流可大一倍 图2-36 双反星形电路，  =0时两组整流电压、电流波形 ■

图2-37 平衡电抗器作用下输出电压的波形和平衡电抗器上电压的波形 2.6.1 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路 平衡电抗器的作用： 两个直流电源并联时，只有当电压平均值和瞬时值均相等时，才能使负载均流 双反星形电路中，两组整流电压平均值相等，但瞬时值不等 两个星形的中点n1和n2间的电压等于ud1和ud2之差。该电压加在Lp上，产生电流ip，它通过两组星形自成回路，不流到负载中去，称为环流或平衡电流 考虑到ip后，每组三相半波承担的电流分别为Id/2 ip。为了使两组电流尽可能平均分配，一般使Lp值足够大，以便限制环流在负载额定电流的1%～2%以内 利用绕组的极性相反来消除变压器中的直流磁通势 图2-37 平衡电抗器作用下输出电压的波形和平衡电抗器上电压的波形 ■

2.6.1 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路 双反星形电路中如不接平衡电抗器，即成为六相半波整流电路： 2.6.1 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路 双反星形电路中如不接平衡电抗器，即成为六相半波整流电路： 只能有一个晶闸管导电，其余五管均阻断，每管最大导通角为60o，平均电流为Id/6 当 时，Ud为1.35U2，比三相半波时的1.17U2略大些 六相半波整流电路因晶闸管导电时间短，变压器利用率低，极少采用 双反星形电路与六相半波电路的区别就在于有无平衡电抗器，对平衡电抗器作用的理解是掌握双反星形电路原理的关键 ■

2.6.1 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路 由于平衡电抗器的作用使得两组三相半波整流电路同时导电的原理分析： （2-97） （2-98） 2.6.1 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路 由于平衡电抗器的作用使得两组三相半波整流电路同时导电的原理分析： 平衡电抗器Lp承担了n1、n2间的电位差，它补偿了 和 的电动势差，使得u’b和ua两相的晶闸管能同时导电 时 比 电压高，VT6导通，此电流在流经LP时，LP上要感应一电动势up，其方向是要阻止电流增大。可导出Lp两端电压、整流输出电压的数学表达式如下： （2-97） （2-98） ■

2.6.1 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路 虽然 ，但由于Lp的平衡作用，使得晶闸管VT6和VT1同时导通 2.6.1 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路 虽然 ，但由于Lp的平衡作用，使得晶闸管VT6和VT1同时导通 时间推迟至 与 的交点时， = ， 之后 < ，则流经 相的电流要减小，但Lp有阻止此电流减小的作用，up的极性反向，Lp仍起平衡的作用，使VT6继续导电  直到 > ，电流才从VT6换至VT2。此时变成VT1、VT2同时导电 每一组中的每一个晶闸管仍按三相半波的导电规律而各轮流导电 ■

图2-38 平衡电抗器作用下两个晶闸管同时导电的情况 2.6.1 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路 以平衡电抗器中点作为整流电压输出的负端，其输出的整流电压瞬时值为两组三相半波整流电压瞬时值的平均值 图2-38 平衡电抗器作用下两个晶闸管同时导电的情况 将图2-36中ud1和ud2的波形用傅氏级数展开，可得 当 =0时的ud1、ud2，即 （2-99） ■

2.6.1 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路 ■ （2-100） 由式（2-97）和（2-98）可得 （2-101） （2-102） 2.6.1 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路 （2-100） 由式（2-97）和（2-98）可得 （2-101） （2-102） ud中的谐波分量比直流分量要小得多，且最低次谐波为六次谐波 ■

2.6.1 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路  =30、  =60和 =90时输出电压的波形分析 2.6.1 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路    =30、  =60和 =90时输出电压的波形分析 需要分析各种控制角时的输出波形时，可先求出两组三相半波电路的ud1和ud2波形，然后根据式（2-98）做出波形( ud1+ud2 ) / 2 双反星形电路的输出电压波形与三相半波电路比较，脉动程度减小了，脉动频率加大一倍，f=300Hz 电感负载情况下，  = 90时,输出电压波形正负面积相等，Ud=0，移相范围是90 如果是电阻负载，则ud波形不应出现负值，仅保留波形中正的部分。同样可以得出，当 =120时，Ud=0，因而电阻负载要求的移相范围为120。 ■

2.6.1 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路 整流电压平均值与三相半波整流电路的相等，为: Ud=1.17 U2 cos  2.6.1 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路 整流电压平均值与三相半波整流电路的相等，为: Ud=1.17 U2 cos  将双反星形电路与三相桥式电路进行比较可得出以下结论： （1）三相桥为两组三相半波串联，而双反星形为两组三相半波并联，且后者需用平衡电抗器 （2）当U2相等时，双反星形的Ud是三相桥的1/2，而Id是单相桥的2倍 （3）两种电路中，晶闸管的导通及触发脉冲的分配关系一样，ud和id的波形形状一样 图2-39 当 =30、60、90时，双反星形电路的输出电压波形 ■

2.6.2 多重化整流电路 整流装置功率进一步加大时，所产生的谐波、无功功率等对电网的干扰也随之加大，为减轻干扰，可采用多重化整流电路 2.6.2 多重化整流电路 整流装置功率进一步加大时，所产生的谐波、无功功率等对电网的干扰也随之加大，为减轻干扰，可采用多重化整流电路 1. 移相多重联结 有并联多重联结和串联多重联结， 对于交流输入电流来说，二者效果相同 2个三相桥并联而成的12脉波整流电路 使用了平衡电抗器来平衡2组整流器的电流，其原理与双反星形电路中是一样的 图2-40 并联多重联结的12脉波整流电路 不仅可减少输入电流谐波，也可减小输出电压中的谐波并 提高纹波频率，因而可减小平波电抗器 ■

2.6.2 多重化整流电路 移相30构成的串联2重联结电路 ■ 2.6.2 多重化整流电路 移相30构成的串联2重联结电路 利用变压器二次绕组接法的不同，使两组三相交流电源间相位错开30，从而使输出整流电压ud在每个交流电源周期中脉动12次，故该电路为12脉波整流电路 整流变压器二次绕组分别采用星形和三角形接法构成相位相差30、大小相等的两组电压，接到相互串联的2组整流桥 图2-41 移相30串联2重联结电路 图2-42 移相30串联2重联结电路电流波形 ■

2.6.2 多重化整流电路 iA基波幅值Im1和n次谐波幅值Imn分别如下： （2-103） （2-104） 2.6.2 多重化整流电路 iA基波幅值Im1和n次谐波幅值Imn分别如下： （2-103） （2-104） 即输入电流谐波次数为12k±1，其幅值与次数成反比而降低。 该电路的其他特性如下： 直流输出电压 位移因数 cosj1=cosa （单桥时相同） 功率因数 l=n cosj1 =0.9886cosa ■

2.6.2 多重化整流电路 cosj1=cosa =0.9949cosa 2.6.2 多重化整流电路 利用变压器二次绕阻接法的不同，互相错开20，可将三组桥构成串联3重联结： 整流变压器采用星形三角形组合无法移相20，需采用曲折接法 整流电压ud在每个电源周期内脉动18次，故此电路为18脉波整流电路 交流侧输入电流谐波更少，为18k±1次（k=1, 2, 3…），ud的脉动也更小 输入位移因数和功率因数分别为： cosj1=cosa =0.9949cosa ■

2.6.2 多重化整流电路 将整流变压器的二次绕组移相15，可构成串联4重联结电路 cosj1=cosa =0.9971cosa 2.6.2 多重化整流电路 将整流变压器的二次绕组移相15，可构成串联4重联结电路 为24脉波整流电路 其交流侧输入电流谐波次为24k±1，k=1，2，3…。 输入位移因数功率因数分别为： cosj1=cosa =0.9971cosa 采用多重联结的方法并不能提高位移因数，但可使输入电流谐波大幅减小，从而也可以在一定程度上提高功率因数 ■

2.6.2 多重化整流电路 2. 多重联结电路的顺序控制 只对多重整流桥中一个桥的角进行控制，其余各桥的工作状态则根据需要输出的整流电压而定，或者不工作而使该桥输出直流电压为零，或者 =0而使该桥输出电压最大 根据所需总直流输出电压从低到高的变化，按顺序依次对各桥进行控制，因而被称为顺序控制 并不能降低输入电流谐波。但是各组桥中只有一组在进行相位控制，其余各组或不工作，或位移因数为1，因此总功率因数得以提高 我国电气机车的整流器大多为这种方式 ■

2.6.2 多重化整流电路   3重晶闸管整流桥顺序控制 当需要的输出电压低于三分之一最高电压时，只对第I组桥的角进行控制，连续触发VT23、VT24、VT33、VT34使其导通，这样第II、III组桥的输出电压就为零       图2-43 单相串联3重联结电路及顺序控制时的波形 ■

2.6.2 多重化整流电路 为使直流输出电压波形不含负的部分，可采取的控制方法（时间关系，不讲） 2.6.2 多重化整流电路 当需要的输出电压达到三分之一最高电压时，第I组桥的角为0 需要输出电压为三分之一到三分之二最高电压时，第I组桥的角固定为0，第III组桥的VT33和VT34维持导通，使其输出电压为零，仅对第II组桥的角进行控制 需要输出电压为三分之二最高电压以上时，第I、II组桥的角固定为0，仅对第III组桥的角进行控制 为使直流输出电压波形不含负的部分，可采取的控制方法（时间关系，不讲） I 的波形半周期内前后四分之一周期不对称，但其基波分量比电压的滞后少，因而位移因数高，从而提高了总的功率因数 ■

2.7 整流电路的有源逆变工作状态 2.7.1 逆变的概念 1. 什么是逆变？为什么要逆变？ ■ 2.7 整流电路的有源逆变工作状态 2.7.1 逆变的概念 1. 什么是逆变？为什么要逆变？ 逆变（invertion）——把直流电转变成交流电，整流的逆过程 实例：电力机车下坡行驶，机车的位能转变为电能，反送到交流电网中去 逆变电路——把直流电逆变成交流电的电路 有源逆变电路——交流侧和电网连结 应用：直流可逆调速系统、交流绕线转子异步电动机串级调 速以及高压直流输电等 对于可控整流电路，满足一定条件就可工作于有源逆变，其电路形式未变，只是电路工作条件转变。既工作在整流状态又工作在逆变状态，称为变流电路 无源逆变——变流电路的交流侧不与电网联接，而直接接到负载，将在第5章介绍 ■

a）两电动势同极性EG >EM b）两电动势同极性EM >EG c）两电动势反极性，形成短路 2.7.1 逆变的概念 2. 直流发电机—电动机系统电能的流转         图2-44a M电动运转，EG>EM，电流Id从G流向M，M吸收电功率 图2-44b 回馈制动状态，M作发电运转，此时，EM>EG，电流反向，从M流向G 故M输出电功率，G则吸收电功率，M轴上输入的机械能转变为电能反送给G 图2-44c 两电动势顺向串联，向电阻R 供电，G和M均输出功率，由于R 一般都很小，实际上形成短路，在工作中必须严防这类事故发生 图2-44 直流发电机—电动机之间电能的流转 a）两电动势同极性EG >EM b）两电动势同极性EM >EG c）两电动势反极性，形成短路 ■

2.7.1 逆变的概念 3. 逆变产生的条件 单相全波电路代替上述发电机 图2-45a M电动运行，全波电路工作在整流状态，  在0~ 3. 逆变产生的条件 单相全波电路代替上述发电机 图2-45a M电动运行，全波电路工作在整流状态，  在0~ /2间，Ud为正值，并且Ud >EM，才能输出Id 交流电网输出电功率，电动机则输入电功率 图2-45b M回馈制动，由于晶闸管的单向导电性，Id方向不变，欲改变电能的输送方向，只能改变EM极性。为了防止两电动势顺向串联，Ud极性也必须反过来，即Ud应为负值，且|EM | > |Ud |，才能把电能从直流侧送到交流侧,实现逆变。 电能的流向与整流时相反,M输出电功率,电网吸收电功率 Ud可通过改变来进行调节，逆变状态时Ud为负值，逆变时在 /2~ 间 ■

2.7.1 逆变的概念 （1）有直流电动势，其极性和晶闸管导通方向一致，其值大于变流器直流侧平均电压 （2）晶闸管的控制角  产生逆变的条件有二： （1）有直流电动势，其极性和晶闸管导通方向一致，其值大于变流器直流侧平均电压 （2）晶闸管的控制角  > /2，使Ud为负值 图2-45 单相全波电路的整流和逆变 半控桥或有续流二极管的电路，因其整流电压ud不能出现负值，也不允许直流侧出现负极性的电动势，故不能实现有源逆变。欲实现有源逆变，只能采用全控电路。 ■

图2-46 三相桥式整流电路工作于有源逆变状态时的电压波形 2.7.2 三相桥整流电路的有源逆变工作状态 逆变和整流的区别：控制角 不同 0< < 时，电路工作在整流状态 p /2<  < p时，电路工作在逆变状态 图2-46 三相桥式整流电路工作于有源逆变状态时的电压波形   p /2 ■

2.7.2 三相桥整流电路的有源逆变工作状态 可沿用整流的办法来处理逆变时有关波形与参数计算等各项问题 2.7.2 三相桥整流电路的有源逆变工作状态 可沿用整流的办法来处理逆变时有关波形与参数计算等各项问题 把a > p /2时的控制角用 表示，b 称为逆变角 而逆变角b和控制角a的计量方向相反，其大小自b =0的起始点向左方计量 三相桥式电路工作于有源逆变状态时波形如图2-46所示 有源逆变状态时各电量的计算： Ud= -2.34U2cos b = -1.35U2Lcos b （2-105） 输出直流电流的平均值亦可用整流的公式，即 Id= U - E d M R å ■

2.7.2 三相桥整流电路的有源逆变工作状态 每个晶闸管导通2p /3，故流过晶闸管的电流有效值为（忽略直流电流id的脉动） 2.7.2 三相桥整流电路的有源逆变工作状态 每个晶闸管导通2p /3，故流过晶闸管的电流有效值为（忽略直流电流id的脉动） IVT= =0.577Id （2-106） 从交流电源送到直流侧负载的有功功率为 Pd=R Id2+EMId （2-107） 当逆变工作时，由于EM为负值，故Pd一般为负值，表示功率由直流电源输送到交流电源。 在三相桥式电路中，变压器二次侧线电流的有效值为 I2= IVT = Id =0.816 Id （2-108） I d 3 ■

2.7.3 逆变失败与最小逆变角的限制 逆变失败（逆变颠覆）——逆变时，一旦换相失败，外接直流电源就会通过晶闸管电路短路，或使变流器的输出平均电压和直流电动势变成顺向串联，形成很大短路电流 1. 逆变失败的原因 （1）触发电路工作不可靠，不能适时、准确地给各晶闸管分配脉冲，如脉冲丢失、脉冲延时等，致使晶闸管不能正常换相 （2）晶闸管发生故障，该断时不断，或该通时不通 （3）交流电源缺相或突然消失. ■

2.7.3 逆变失败与最小逆变角的限制 （4）换相的裕量角不足， 引起换相失败 2.7.3 逆变失败与最小逆变角的限制 （4）换相的裕量角不足， 引起换相失败  换相重叠角的影响：当b >g 时，换相结束时，晶闸管能承受反压而关断。如果b <g 时（从图2-47右下角的波形中可清楚地看到），该通的晶闸管（VT2）会关断，而应关断的晶闸管（VT1)不能关断，最终导致逆变失败。 图2-47 交流侧电抗对逆变换相过程的影响 ■

2.7.3 逆变失败与最小逆变角的限制 2. 确定最小逆变角bmin的依据 逆变时允许采用的最小逆变角b 应等于 2.7.3 逆变失败与最小逆变角的限制 2. 确定最小逆变角bmin的依据 逆变时允许采用的最小逆变角b 应等于 bmin=d +g+q′ （2-109） d :晶闸管的关断时间tq折合的电角度，tq大的可达200~300ms，折算到电角度约4~5；g ——换相重叠角，随直流平均电流和换相电抗的增加而增大。 为对重叠角的范围有所了解，举例如下：某装置整流电压为220V，整流电流800A，整流变压器容量为240kV。A，短路电压比Uk%为5%的三相线路，其的值约15~20。 ■

2.7.3 逆变失败与最小逆变角的限制 或参照整流时g 的计算方法： Cos cos（ ）= （2-110） 根据逆变工作时 ，并设 ，上式 2.7.3 逆变失败与最小逆变角的限制 或参照整流时g 的计算方法： Cos cos（ ）= （2-110） 根据逆变工作时 ，并设 ，上式 可改写成cos =1 （2-111） q′——安全裕量角。主要针对脉冲不对称程度（一般可达5）。 值约取为10 q′ ■

2.8 晶闸管直流电动机系统 晶闸管直流电动机系统——晶闸管可控整流装置带直流电动机负载组成的系统。是电力拖动系统中主要的一种，也是可控整流装置的主要用途之一 对该系统的研究包括两个方面：其一是在带电动机负载时整流电路的工作情况，其二是由整流电路供电时电动机的工作情况。本节主要从第二个方面进行分析 ■

2.8.1 工作于整流状态时 不考虑电动机的电枢电感时 2.8.1 工作于整流状态时 不考虑电动机的电枢电感时 只有晶闸管导通相的变压器二次侧电压瞬时值大于反电动势时才有电流输出，此时负载电流断续，对整流电路和电动机的工作都不利，要尽量避免 在电枢回路串联一平波电抗器，保证整流电流在较大范围内连续，如图2-48   图2-48 三相半波带电动机负载 且加平波电抗器时的电压电流波形 ■

2.8.1 工作于整流状态时 U = E + R I + D U 此时，整流电路直流电压的平衡方程为 （2-112） 3 X R + R + 2.8.1 工作于整流状态时 电动机稳态时，虽然Ud波形脉动较大，但由于电动机有较大的机械惯量，故其转速和反电动势都基本无脉动。此时整流电压的平均值由电动机的反电动势及电路中负载平均电流Id所引起的各种电压降所平衡。整流电压的交流分量则全部降落在电抗器上。由Id引起的压降有下列四部分：变压器的电阻压降 ，其中 为变压器的等效电阻，它包括变压器二次绕组本身的电阻以及一次绕组电阻折算到二次侧的等效电阻；晶闸管本身的管压降，它基本上是一恒值；电枢电阻压降 ；由重叠角引起的电压降 。 此时，整流电路直流电压的平衡方程为 （2-112） 式中，RS = 。 U = E + R I + D U d M S d 3 X R + R + B B M 2 p ■

2.8.1 工作于整流状态时 C E = C j n E = 1 . 17 U cos a - R I - D U 2.8.1 工作于整流状态时 1. 电流连续时电动机的机械特性 在电机学中，已知直流电动机的反电动势为 （2-113） 式中， 为由电动机结构决定的电动势常数；j 为电动机磁场每对磁极下的磁通量，单位为（Wb）；n为电动机的转速，单位为（r/min）。 可根据整流电路电压平衡方程式（2-112），作出不同控制角 时EM与Id的关系 （2-114） 转速与电流的机械特性关系式为 （2-115） E = C j n M e C e a E = 1 . 17 U cos a - R I - D U M 2 S d 1 . 17 U cos a R I + D U n = 2 - S d C j C j e e ■

2.8.1 工作于整流状态时 根据式（2-115）做出不同 时n与Id的关系，如图2-49所示。图中的值一般为1V左右，所以忽略。可见其机械特性与由直流发电机供电时的机械特性是相似的，是一组平行的直线，其斜率由于内阻不一定相同而稍有差异。调节 角，即可调节电动机的转速。 图2-49 三相半波电流连续时 以电流表示的电动机机械特性 同理，可列出三相桥式全控整流电路电动机负载时的 机械特性方程为 （2-116） 2 . 34 U cos a R n = 2 - S I C j C j d e e ■

2.8.1 工作于整流状态时 2. 电流断续时电动机的机械特性(图2-50） 2.8.1 工作于整流状态时 2. 电流断续时电动机的机械特性(图2-50） 由于整流电压是一个脉动的直流电压，当电动机的负载减小时，平波电抗器中的电感储能减小，致使电流不再连续，此时电动机的机械特性也就呈现出非线性。  电流连续时的理想空载反电动势（  =60,忽略 ）： 实际当Id减小至某一定值Id min以后，电流变为断续，这个 是不存在的，真正的理想空载点远大于此值： ，电动机的实际空载反电动势都是 当 以后，空载反电动势为 ■

 1 < a 2 <a 3 <60，a 5> a 4>60 2.8.1 工作于整流状态时 电流断续时电动机机械特性的特点： 电动机的理想空载转速抬高 机械特性变软，即负载电流变化很小也可引起很大的转速变化 随着a 的增加，进入断续区的电流值加大 图2-51 考虑电流断续时 不同a 时反电动势的特性曲线  1 < a 2 <a 3 <60，a 5> a 4>60 由于 愈大，变压器加给晶闸管阳极上的负电压时间愈长， 电流要维持导通，必须要求平波电抗器储存较大的磁能，而电抗器的L为一定值的情况下，要有较大的电流Id才行 ■

2.8.1 工作于整流状态时 式中， arctan ， ，L为回路总电感。 ■ 3 2 U p p C ¢ I = [cos( + a ) 2.8.1 工作于整流状态时 电流断续时电动机机械特性可由下面三个式子准确地得出 （2-117） （2-118） （2-119） 式中， arctan ， ，L为回路总电感。 p p sin( + a + q - j ) - sin( + a - j ) e - q ctan j 6 6 E = 2 U cos j M 2 1 - e - q ctan j p p sin( + a + q - j ) - sin( + a - j ) e - q ctan j E 2 U cos j 6 6 n = M = 2 × ¢ ¢ C C 1 - e - q ctan j e e 3 2 U p p C ¢ I = 2 [cos( + a ) - cos( + a + q ) - e q n ] d 2 p Z cos j 6 6 2 U 2 w L j = R ■

2.8.1 工作于整流状态时 一般只要主电路电感足够大，可以只考虑电流连续段，完全按线性处理。当低速轻载时，断续作用显著，可改用另一段较陡的特性来近似处理（见图2-50），其等效电阻比实际的电阻R要大一个数量级。 整流电路为三相半波时，在最小负载电流为Id min时，为保证电流连续所需的主回路电感量为 （mH） （2-120） 对于三相桥式全控整流电路带电动机负载的系统，有 （mH） （2-121） U L = 1 . 46 2 I d min U L = . 693 2 I d min ■

2.8.1 工作于整流状态时 L中包括整流变压器的漏电感、电枢电感和平波电抗器的电感。前者数值都较小，有时可忽略。Idmin一般取电动机额定电流的5%～10%。 因为三相桥式全控整流电压的脉动频率比三相半波的高一倍，因而所需平波电抗器的电感量也可相应减小约一半，这也是三相桥式整流电路的一大优点。 ■

2.8.2 工作于有源逆变状态时 U - E = I E = - ( U cos b + I R U cos b + I R 2.8.2 工作于有源逆变状态时 1. 电流连续时电动机的机械特性 主回路电流连续时的机械特性由电压平衡方程式 决定。 逆变时由于 ，EM反接，得 （2-122） 因为EM=Cen，可求得 电动机的机械特性方程式 ( ) U - E = I d M d U = - U cos b d d E = - ( U cos b + I R M d d å ) 1 n = - U cos b + I R d d å C e （2-123） 图2-52 电动机在四象限中的机械特性 ■

2.8.2 工作于有源逆变状态时 e e e e 2. 电流断续时电动机的机械特性 2.8.2 工作于有源逆变状态时 2. 电流断续时电动机的机械特性 电流断续时电动机的机械特性方程可沿用整流时电流断续的机械特性表达式，只要把 代入式（2-117）、式（2-118）和式（2-119），便可得EM、n与Id的表达式，求出三相半波电路工作于逆变状态且电流断续时的机械特性，即 （2-124） （2-125） （2-126） ( ) ( ) j sin 7 p - b + q - j - sin 7 p - b - j e - q ctan E = 2 U cos j 6 6 2 M - e - q 1 ctan j ( ) ( ) E 2 U cos j sin 7 p - b + q - j - - q j sin 7 p - b - j e ctan n = M = 2 ´ 6 6 C ¢ C ¢ e - q ctan j e e 3 2 U é æ 7 p ö æ 7 p ö C ¢ ù I = 2 cos ç - b ÷ - cos ç - b + q ÷ - e q d ê n ú 2 p Z cos j ë è 6 ø è 6 ø 2 U û 2 ■

2.8.2 工作于有源逆变状态时 逆变电流断续时电动机的机械特性，与整流时十分相似： 2.8.2 工作于有源逆变状态时 逆变电流断续时电动机的机械特性，与整流时十分相似： 理想空载转速上翘很多，机械特性变软，且呈现非线性 说明逆变状态的机械特性是整流状态的延续 纵观控制角 由小变大（如 /6~ 5/6），电动机的机械特性则逐渐的由第1象限往下移，进而到达第4象限。逆变状态的机械特性同样还可表示在第2象限里，与它对应的整流状态的机械特性则表示在第3象限里 应该指出，图2-52中第1、第4象限中的特性和第3、第2象限中的特性是分别属于两组变流器的，它们输出整流电压的极性彼此相反，故分别标以正组和反组变流器。 ■

2.8.3 直流可逆电力拖动系统 图2-53 两组变流器的反并联可逆线路 ■

2.8.3 直流可逆电力拖动系统 两套变流装置反并联连接的可逆电路：图2-53a为三相半波有环流接线，图2-53b为三相全控桥的无环流接线。 2.8.3 直流可逆电力拖动系统 两套变流装置反并联连接的可逆电路：图2-53a为三相半波有环流接线，图2-53b为三相全控桥的无环流接线。 环流是指只在两组变流器之间流动而不经过负载的电流。 电动机正向运行时由正组变流器供电的；反向运行时，则由反组变流器供电 根据对环流的不同处理方法，反并联可逆电路又可分为不同的控制方案，如配合控制有环流（ ）、可控环流、逻辑控制无环流和错位控制无环流等 电动机都可四象限运行 可根据电动机所需运转状态来决定哪一组变流器工作及其工作状态：整流或逆变 ■

2.8.3 直流可逆电力拖动系统 图2-53c绘出了电动机四象限运行时两组变流器（简称正组桥、反组桥）的工作情况 2.8.3 直流可逆电力拖动系统 图2-53c绘出了电动机四象限运行时两组变流器（简称正组桥、反组桥）的工作情况 第1象限：正转，电动机作电动运行，正组桥工作在整流状态，  p <p/2，EM<Uda(下标中有表示整流，p表示正组） 第2象限，正转，电动机作发电运行，反组桥工作在逆变状态，bN<p/2（  N >p/2），EM>Udb(下标中有b 表示逆变，N 表示反组） 第3象限，反转，电动机作电动运行，反组桥工作在整流状态，  N <p/2，EM<Uda 第4象限，反转，电动机作发电运行，正组桥工作在逆变状态，b P <p/2（  P >p/2），EM>Udb 直流可逆拖动系统，除能方便地实现正反转外，还能实现电动机的回馈制动 ■

2.8.3 直流可逆电力拖动系统 电动机反向过程： a=b 配合控制的有环流可逆系统 ■ 2.8.3 直流可逆电力拖动系统 电动机反向过程： 第1象限正转，电动机从正组桥取得电能 ——> 先使电动机迅速制动，为此需切换到反组桥工作在逆变状态，此时电动机进入第2象限作正转发电运行，随着电动机转速的下降，不断地调节 ，使之由小变大直至 （n=0），如继续增大 ，即 ，反组桥将转入整流状态下工作 ——> 电动机开始反转进入第3象限的电动运行 a=b 配合控制的有环流可逆系统 对正、反两组变流器同时输入触发脉冲，并严格保证a=b 的配合控制关系，假设正组为整流，反组为逆变，即有a P=b N ，UdaP=UdbN，且极性相抵，两组变流器之间没有直流环流。但两组变流器的输出电压瞬时值不等，会产生脉动环流。为防止环流只经晶闸管流过而使电源短路，必须串入环流电抗器LC限制环流。 ■

2.8.3 直流可逆电力拖动系统 逻辑无环流可逆系统 工程上使用较广泛，不需设置环流电抗器 2.8.3 直流可逆电力拖动系统 逻辑无环流可逆系统 工程上使用较广泛，不需设置环流电抗器 控制原则是：只有一组桥投入工作（另一组关断），所以两组桥之间不存在环流 两组桥之间的切换不能简单地把原来工作着的一组桥的触发脉冲立即封锁，而同时把原来封锁着的另一组桥立即开通 首先应使已导通桥的晶闸管断流，要妥当处理主回路内电感储存的能量，直到储存的能量释放完，主回路电流变为零，使原导通晶闸管恢复阻断能力 ■

2.8.3 直流可逆电力拖动系统 随后再开通原封锁着的晶闸管，使其触发导通 2.8.3 直流可逆电力拖动系统 随后再开通原封锁着的晶闸管，使其触发导通         这种无环流可逆系统中，变流器之间的切换过程由逻辑单元控制，称为逻辑控制无环流系统。 直流可逆电力拖动系统，将在后继课“电力拖动自动控制系统”中进一步分析讨论 ■

2.9 相控电路的驱动控制 相控电路： 晶闸管可控整流电路，通过控制触发角a的大小即控制触发脉冲起始相位来控制输出电压大小 采用晶闸管相控方式时的交流交流电力变换电路和交交变频电路（第4章） 相控电路的驱动控制 为保证相控电路的正常工作，很重要的一点是应保证按触发角a的大小在正确的时刻向电路中的晶闸管施加有效的触发脉冲。对于相控电路这样使用晶闸管的场合，也习惯称为触发控制，相应的电路习惯称为触发电路。 ■

2.9 相控电路的驱动控制 本节主要内容 在第1章已简单介绍了触发电路应满足的要求、晶闸管触发脉冲的放大等内容，较为孤立。本节主要介绍触发脉冲与晶闸管所处电路相结合 大、中功率的变流器对触发电路的精度要求较高，对输出的触发功率要求较大，故广泛应用的是晶体管触发电路，其中以同步信号为锯齿波的触发电路应用最多 ■

2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路 输出可为双窄脉冲（适用于有两个晶闸管同时导通的电路），也可为单窄脉冲 2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路      输出可为双窄脉冲（适用于有两个晶闸管同时导通的电路），也可为单窄脉冲 三个基本环节：脉冲的形成与放大、锯齿波的形成和脉冲移相、同步环节。此外，还有强触发和双窄脉冲形成环节 图2-54 同步信号为锯齿波的触发电路 ■

控制电压uco加在V4基极上。uco对脉冲的控制作用及脉冲形成： 2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路 1．脉冲形成环节 V4、V5 —— 脉冲形成 V7、V8 —— 脉冲放大 控制电压uco加在V4基极上。uco对脉冲的控制作用及脉冲形成： uco=0时，V4截止。V5饱和导通。V7、V8处于截止状态，无脉冲输出。电容C3充电，充满后电容两端电压接近2E1(30V) ■

2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路     时，V4导通，A点电位由+E1(+15V)  1.0V左右，V5基极电位 约-2E1(-30V)， V5立即截止。V5集电极电压由-E1(-15V)  +2.1V，V7、V8导通，输出触发脉冲。电容C3放电和反向充电，使V5基极电位  ，直到ub5>-E1(-15V)，V5又重新导通。使V7、V8截止，输出脉冲终止。 脉冲前沿由V4导通时刻确定，脉冲宽度与反向充电回路时间常数R11C3有关 电路的触发脉冲由脉冲变压器TP二次侧输出，其一次绕组接在V5集电极电路中 ■

图2-55 同步信号为锯齿波的触发电路的工作波形 2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路 2. 锯齿波的形成和脉冲移相环节 电路组成 锯齿波电压形成的方案较多，如采用自举式电路、恒流源电路等 恒流源电路方案，由V1、V2、V3和C2等元件组成 V1、VS、RP2和R3为一 恒流源电路 图2-55 同步信号为锯齿波的触发电路的工作波形 ■

ò 2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路 工作原理： 调节RP2，即改变C2的恒定充电电流I1c，可见RP2是 用来调节锯齿波斜率的。 2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路 工作原理：  V2截止时，恒流源电流I1c对电容C2充电， 调节RP2，即改变C2的恒定充电电流I1c，可见RP2是 用来调节锯齿波斜率的。 V2导通时，因R4很小故C2迅速放电，ub3电位迅速降到零伏附近 V2周期性地通断，ub3便形成一锯齿波，同样ue3也是一个锯齿波 1 1 u = ò I d t = I t c C 1 c C 1 c ■

2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路 u u 射极跟随器V3的作用是减小控制回路电流对锯齿波电压ub3的影响 2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路 射极跟随器V3的作用是减小控制回路电流对锯齿波电压ub3的影响 V4基极电位由锯齿波电压、控制电压uco、直流偏移电压up三者作用的叠加所定 如果uco=0，up为负值时，b4点的波形由uh+ 确定 当uco为正值时，b4点的波形由uh+ + 确定 M点是V4由截止到导通的转折点，也就是脉冲的前沿 加up的目的是为了确定控制电压uco=0时脉冲的初始相位 ' u p u ' p ■

2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路 三相全控桥时的情况: 2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路  三相全控桥时的情况: 接感性负载电流连续时，脉冲初始相位应定在 =90；如果是可逆系统，需要在整流和逆变状态下工作，要求脉冲的移相范围理论上为180（由于考虑 min和bmin，实际一般为120），由于锯齿波波形两端的非线性，因而要求锯齿波的宽度大于180，例如240，此时，令uco=0，调节up的大小使产生脉冲的M点移至锯齿波240的中央（120处），相应于 =90的位置。 如uco为正值，M点就向前移，控制角 <90，晶闸管电路处于整流工作状态 如uco为负值，M点就向后移，控制角 >90，晶闸管电路处于逆变状态。 ■

2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路 3 同步环节 同步——要求触发脉冲的频率与主电路电源的频率相同且相位关系确定 2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路 3 同步环节 同步——要求触发脉冲的频率与主电路电源的频率相同且相位关系确定 锯齿波是由开关V2管来控制的 V2开关的频率就是锯齿波的频率——由同步变压器所接的交流电压决定 V2由导通变截止期间产生锯齿波——锯齿波起点基本就是同步电压由正变负的过零点 V2截止状态持续的时间就是锯齿波的宽度——取决于充电时间常数R1C1 ■

2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路 4. 双窄脉冲形成环节 内双脉冲电路 V5、V6构成“或”门 三相桥式全控整流电路的情况 ■ 2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路 4. 双窄脉冲形成环节 内双脉冲电路 V5、V6构成“或”门 当V5、V6都导通时，V7、V8都截止，没有脉冲输出 只要V5、V6有一个截止，都会使V7、V8导通，有脉冲输出 第一个脉冲由本相触发单元的uco对应的控制角 产生 隔60的第二个脉冲是由滞后60相位的后一相触发单元产生（通过V6） 三相桥式全控整流电路的情况 ■

2.9.2 集成触发器 KJ004 ■ 可靠性高，技术性能好，体积小，功耗低，调试方便 晶闸管触发电路的集成化已逐渐普及，已逐步取代分立式电路 目前国内常用的有KJ系列和KC系列，下面以KJ系列为例 KJ004 与分立元件的锯齿波移相触发电路相似 分为同步、锯齿波形成、移相、脉冲形成、脉冲分选及脉冲放大几个环节 图2-56 KJ004电路原理图 ■

2.9.2 集成触发器 完整的三相全控桥触发电路 3个KJ004集成块和1个KJ041集成块，可形成六路双脉冲，再由六个晶体管进行脉冲放大即可 图2-57 三相全控桥整流电路的集成触发电路 ■

2.9.2 集成触发器 KJ041内部是由12个二极管构成的6个或门 也有厂家生产了将图2-57全部电路集成的集成块，但目前应用还不多。 模拟与数字触发电路 以上触发电路为模拟的，优点：结构简单、可靠，缺点：易受电网电压影响，触发脉冲不对称度较高，可达3~4，精度低 数字触发电路：脉冲对称度很好，如基于8位单片机的数字触发器精度可达0.7~1.5 ■

图2-58 三相全控桥中同步电压与主电路电压关系示意图 2.9.3 触发电路的定相 触发电路的定相——触发电路应保证每个晶闸管触发脉冲与施加于晶闸管的交流电压保持固定、正确的相位关系 措施： 同步变压器原边接入为主电路供电的电网，保证频率一致 触发电路定相的关键是确定同步信号与晶闸管阳极电压的关系 图2-58 三相全控桥中同步电压与主电路电压关系示意图

2.9.3 触发电路的定相 三相桥整流器，采用锯齿波同步触发电路时的情况 2.9.3 触发电路的定相 三相桥整流器，采用锯齿波同步触发电路时的情况 同步信号负半周的起点对应于锯齿波的起点，通常使锯齿波的上升段为240，上升段起始的30和终了的30线性度不好，舍去不用，使用中间的180。锯齿波的中点与同步信号的300位置对应 使Ud=0的触发角 为90。当 <90时为整流工作，  >90时为逆变工作 将 =90确定为锯齿波的中点，锯齿波向前向后各有90的移相范围。于是 =90与同步电压的300对应，也就是 =0与同步电压的210对应。由图2-58及2.2节关于三相桥的介绍可知，  =0对应于ua的30的位置，则同步信号的180与ua的0对应，说明VT1的同步电压应滞后于ua 180 ■

图2-59 同步变压器和整流变压器的接法及矢量图 2.9.3 触发电路的定相 变压器接法：主电路整流变压器为D,y-11联结，同步变压器为D,y-11,5联结 图2-59 同步变压器和整流变压器的接法及矢量图 ■

表2-4 三相全控桥各晶闸管的同步电压（采用图2-59变压器接法时） 2.9.3 触发电路的定相 表2-4 三相全控桥各晶闸管的同步电压（采用图2-59变压器接法时） 晶闸管 VT1 VT2 VT3 VT4 VT5 VT6 主电路 电压 +ua -uc +ub -ua +uc -ub 同步电压 -usa +usc -usb +usa -usc +usb ■

表2-5 三相桥各晶闸管的同步电压（有R-C滤波滞后60） 2.9.3 触发电路的定相 为防止电网电压波形畸变对触发电路产生干扰，可对同步电压进行R-C滤波，当R-C滤波器滞后角为60时，同步电压选取结果如表2-5所示 表2-5 三相桥各晶闸管的同步电压（有R-C滤波滞后60） 晶闸管 VT1 VT2 VT3 VT4 VT5 VT6 主电路 电压 +ua -uc +ub -ua +uc -ub 同步电压 +usb -usa +usc -usb +usa -usc ■

本章小结 主要内容及要求 1．可控整流电路，重点掌握：电力电子电路作为分段线性电路进行分析的基本思想、单相全控桥式整流电路和三相全控桥式整流电路的原理分析与计算、各种负载对整流电路工作情况的影响； 2 电容滤波的不可控整流电路的工作情况，重点了解其工作特点； ■

本章小结 3．与整流电路相关的一些问题，包括： （1）变压器漏抗对整流电路的影响，重点建 立换相压降、重叠角等概念，并掌握相关的计算，熟悉漏抗对整流电路工作情况的影响。 （2）整流电路的谐波和功率因数分析，重点掌握谐波的概念、各种整流电路产生谐波情况的定性分析，功率因数分析的特点、各种整流电路的功率因数分析。 4 大功率可控整流电路的接线形式及特点，熟悉双反星 形可控整流电路的工作情况，建立整流电路多重化的概念。 ■

本章小结 5   可控整流电路的有源逆变工作状态，重点掌握产生有源逆变的条件、三相可控整流电路有源逆变工作状态的分析计算、逆变失败及最小逆变角的限制等。 6． 晶闸管直流电动机系统的工作情况，重点掌握工作于各种状态时系统的特性，包括变流器的特性和电机的机械特性等，了解可逆电力拖动系统的工作情况，建立环流的概念。 7 用于晶闸管可控整流电路等相控电路的驱动控制，即晶闸管的触发电路。重点熟悉锯齿波移相的触发电路的原理，了解集成触发芯片及其组成的三相桥式全控整流电路的触发电路，建立同步的概念，掌握同步电压信号的选取方法 ■

图2-25 考虑变压器漏感时的三相半波可控整流电路及波形 图2-25 考虑变压器漏感时的三相半波可控整流电路及波形 返回 ■

图2-26 电容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形 图2-26 电容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形 a) 电路 b) 波形 返回

图2-27 d、q 与wRC的关系曲线 返回

图2-28 电容滤波的单相不可控整流电路输出电压与输出电流的关系 图2-28 电容滤波的单相不可控整流电路输出电压与输出电流的关系 返回

图2-29 感容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形 图2-29 感容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形 a） 电路图 b）波形 返回

图2-30 电容滤波的三相桥式不可控整流电路及其波形 图2-30 电容滤波的三相桥式不可控整流电路及其波形 返回

图2-31 电容滤波的三相桥式整流电路当wRC等于和小于 时的电流波形 a）wRC=　　 b）wRC< 返回

图2-32 考虑电感时电容滤波的三相桥式整流电路及其波形 图2-32 考虑电感时电容滤波的三相桥式整流电路及其波形 a）电路原理图 b）轻载时的交流侧电流波形 c）重载时的交流侧电流波形 返回

图2-33 a =0时，m脉波整流电路的整流电压波形 返回

图2-34 三相全控桥电流连续时，以n为参变量的与a 的关系 返回

图2-35 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路 返回

图2-36 双反星形电路， a=0时两组整流电压、电流波形 返回

图2-37 平衡电抗器作用下输出电压的波形和平衡电抗器上电压的波形 图2-37 平衡电抗器作用下输出电压的波形和平衡电抗器上电压的波形 返回

图2-38 平衡电抗器作用下两个晶闸管同时导电的情况 图2-38 平衡电抗器作用下两个晶闸管同时导电的情况 返回

图2-39 当a =30、60、90时，双反星形电路的输出电压波形 返回

图2-40 并联多重联结的12脉波整流电路 返回

图2-41 移相30串联2重联结电路 返回

图2-42 移相30串联2重联结电路电流波形 返回

图2-43 单相串联3重联结电路及顺序控制时的波形 图2-43 单相串联3重联结电路及顺序控制时的波形 返回

a）两电动势同极性EG >EM b）两电动势同极性EM >EG c）两电动势反极性，形成短路 图2-44 直流发电机—电动机之间电能的流转 a）两电动势同极性EG >EM b）两电动势同极性EM >EG c）两电动势反极性，形成短路 返回

图2-45 单相全波电路的整流和逆变 返回

图2-46 三相桥式整流电路工作于有源逆变状态时的电压波形 图2-46 三相桥式整流电路工作于有源逆变状态时的电压波形 返回

图2-47 交流侧电抗对逆变换相过程的影响 返回

图2-48 三相半波带电动机负载 且加平波电抗器时的电压电流波形 图2-48 三相半波带电动机负载 且加平波电抗器时的电压电流波形 返回

图2-49 三相半波电流连续时 以电流表示的电动机机械特性 图2-49 三相半波电流连续时 以电流表示的电动机机械特性 返回

图2-50 电流断续时电动势的特性曲线 返回

图2-51 考虑电流断续时 不同a 时反电动势的特性曲线 a1<a2<a3>60o a5>a4>60o 返回

图2-52 电动机在四象限中的机械特性 返回

图2-53 两组变流器的反并联可逆线路 返回

图2-54 同步信号为锯齿波的触发电路 返回

图2-55 同步信号为锯齿波的触发电路的工作波形 返回

图2-56 KJ004电路原理图 返回

图2-57 三相全控桥整流电路的集成触发电路 返回

图2-58 三相全控桥中同步电压与主电路电压关系示意图 图2-58 三相全控桥中同步电压与主电路电压关系示意图 返回

图2-59 同步变压器和整流变压器的接法及矢量图 图2-59 同步变压器和整流变压器的接法及矢量图 返回