电力拖动自动控制系统 第二章 主讲教师：解小华　　　　　　　　学时：64

第二章 多环控制的直流调速系统 本章提要 ♦转速、电流双闭环直流调速系统及其静特性 ♦双闭环直流调速系统的动态特性 ♦调节器的工程设计方法 ♦按工程设计方法设计双闭环调速系统 ♦转速超调的抑制—转速微分负反馈 ♦弱磁控制的直流调速系统

第二章 多环控制的直流调速系统 多环系统是指有内环、外环，按一环套一环的嵌套结构组成的具有两个或两个以上闭环的控制系统，又称串级系统。 转速、电流双闭环控制的直流调速系统是应用最广性能很好的直流调速系统。本章此调速系统为重点着重阐明其控制规律、性能特点和设计方法，是各种交、直流电力拖动自动控制系统的重要基础。

§2-1 转速、电流双闭环直流调速 系统及其静特性 第二章 多环控制的直流调速系统 §2-1 转速、电流双闭环直流调速 系统及其静特性 本节提要 □ 问题的提出 □ 转速、电流双闭环直流调速系统的组成 □ 双闭环调速系统的稳态结构图和静特性 □ 各变量的稳态工作点和稳态参数计算

§2-1转速、电流双闭环直流调速系统及其静特性 一、问题的提出 1.采用PI调节器的单闭环直流调速系统，既保证系统的动态稳定性，又能做到转速无静差，解决了动、静态的矛盾。 2.系统的动态特性要求较高时，不能满足要求。 例如：要求快速起制动、突加负载动态速降小等等，单闭环系统就难以满足需要。 主要原因：单闭环系统中不能直接控制电流和转矩的动态过程。一切扰动均要等到转速发生变化后再进行调整。存在调节时间长、超调大等问题。

§2-1转速、电流双闭环直流调速系统及其静特性 单闭环调速系统的缺点 ♦ 设计的调节器的动态参数，难以保证两种调节过程都具有良好的动态品质。用 一个调节器综合了多种信号，各参数间相互影响。完成两种任务：正常负载时实现转速调节；电流超过临界值时，进行电流调节。 ♦ 对扰动的抑制能力差：环内的任何扰动，只有等到转速出现偏差才能进行调节，因而转速动态降落Δn大。

§2-1转速、电流双闭环直流调速系统及其静特性 ♦ 电流截止负反馈环节来限制起动电流，不能充分利用电动机的过载能力获得最快的动态响应。起动过程中要等到电枢电流上升到 时，截流负反馈起作用又把电流压了下来，仅靠强烈的负反馈作用限制电流的冲击，其性能还不很令人满意（起动过程长）。 理想起动过程应该在过渡过程中始终保持电流（转矩）为允许的最大值，使电力拖动系统尽可能用最大的加速度起动，达到稳态转速后，又让电流立即降低下来，使转矩马上与负载相平衡，立即转入稳态运行 。

§2-1转速、电流双闭环直流调速系统及其静特性 ◎性能比较 带电流截止负反馈的单闭环直流调速系统起动过程如右图 所示，起动电流达到最大值 Idm 后，电流截止负反馈起作用，靠强烈的负反馈限制电流，Id下降，电机的电磁转矩也随之减小，加速过程延长。 IdL n t Id O Idm Idcr 带电流截止负反馈 的单闭环调速系统

§2-1转速、电流双闭环直流调速系统及其静特性 理想起动过程波形如右图所示。根据电力拖动系统的运动方程：Jdω/dt=Te-Tl=Cm(Id-Il)，动态时要控制n，就必须控制T，也即Id。这时，起动电流呈方形波，转速按线性增长。这是在最大电流（转矩）受限制时调速系统所能获得的最快的起动过程。 充分利用电机最大电流能力，维持Idm不变，Jdω/dt恒定。M以最大加速度n线性起动。也可通过调整Idm实现慢速起动。 电机允许的最大值 IdL n t Id O Idm 理想的快速起动过程

§2-1转速、电流双闭环直流调速系统及其静特性 3. 解决思路 为了实现在最大电流允许条件下的最快起动，关键是要获得一段使电流保持为最大值Idm 的恒流过程，即对电流进行控制。 ① 按照反馈控制规律，采用某个物理量的负反馈就可以保持该量基本不变，那么，采用电流负反馈应该能够得到近似的恒流过程。 ② 当系统进入稳态时，有Te =Tl ，即Id =Il ，这时，Jdω/dt = 0，电机稳速。

§2-1转速、电流双闭环直流调速系统及其静特性 ◎对控制系统的要求： （1）起动过程中，只有电流负反馈，实现最大电流起动，没有转速负反 馈。 （2）达到稳态转速时，电流立即降为稳态运行值。这时转速负反馈起作用。 怎样才能做到这种既存在转速和电流两种负反馈，又使它们只能分别在不同的阶段里起作用？只用一个调节器时不可能的，必须用两个调节器分别调节n和I，构成转速电流双闭环调节系统。

§2-1转速、电流双闭环直流调速系统及其静特性 二、转速、电流双闭环直流调速系统的组成 为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，可在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流，即分别引入转速负反馈和电流负反馈。二者之间实行串级联接，即以转速调节器的输出作为电流调节器的输入，再用电流调节器的输出作为晶闸管触发装置的控制电压，这样两种调节作用就互相配合，相辅相成了，如下图所示。

§2-1转速、电流双闭环直流调速系统及其静特性 系统组成 ～u 电流检测采用三相交流 电流互感器 + - M TG RP2 n U*n R0 Uct Ui TA L Id Ri Ci Ud Rn Cn ASR ACR LM GT V RP1 Un U*i UPE - 双闭环直流调速系统电路原理图 ASR—转速调节器 ACR—电流调节器 TG—测速发电机 TA—电流互感器 V、GT—晶闸管整流、触发装置

§2-1转速、电流双闭环直流调速系统及其静特性 动态（n增、减速过程，要求电流控制）—电流负反馈→ PI调节器，以获得良好的静、动态性能。 静态（稳速）—转速负反馈→ PI调节器，以获得良好的静、动态性能。 结构—电流环→内环 转速环→外环 ASR →设置输出限幅 →限制最大电流。 ACR→设置输出限幅 U ctm →限制晶闸管整流 电压最大值U dom 。

§2-1转速、电流双闭环直流调速系统及其静特性 ♦限幅电路 R1 C1 VD1 R0 Rlim VD2 二极管钳位的外限幅电路

§2-1转速、电流双闭环直流调速系统及其静特性 ♦电流检测电路 TA TA—电流互感器

§2-1转速、电流双闭环直流调速系统及其静特性 为了分析双闭环调速系统的静特性，必须先绘出它的稳态结构图，如下图。它可以很方便地根据上图的原理图画出来，只要注意用带限幅的输出特性表示PI 调节器就可以了。分析静特性的关键是掌握这样的 PI 调节器的稳态特征。

§2-1转速、电流双闭环直流调速系统及其静特性 三、稳态结构图和静特性 1. 系统稳态结构框图 限幅电路

§2-1转速、电流双闭环直流调速系统及其静特性 分析静特性的关键是掌握的PI 调节器的稳态特征。 PI调节器的稳态特性（存在两种状况）： ♦饱和——输出达到限幅值 此时，输出为恒值，输入量的变化不再影响输出，除非有反向的输入信号使调节器退出饱和，否则，饱和的调节器暂时隔断了输入和输出间的联系，相当于使该调节环开环。 ♦非饱和——输出未达到限幅值 此时，反馈信号紧紧跟随给定信号，稳态时，ΔU＝0。 正常运行时，ACR不会达到饱和的。对于静特性来说，只要ASR有饱和非饱和两种情况。

§2-1转速、电流双闭环直流调速系统及其静特性 2. 系统静特性 ① ASR不饱和 这是ACR也不饱和，稳态时两个调节器的输入ΔU＝0。ΔU n＝0（转速无静差），ΔU i＝0（电流无静差）。即 , n0为理想空载转速 ASR不饱和 ，运行段为一水平的直线 ，直线为 → 段 即静特性的n0-A段（水平段）

§2-1转速、电流双闭环直流调速系统及其静特性 水平段：ASR、ACR均起调节作用。ASR采用的是PI调节器，所以特性为无静差（一条水平线），起主导作用。 静特性 下垂段：ASR饱和，ACR起调节作用。电流环起主导作用，转速环相当于开环。 实际静特性（由于放大器的放大倍数不是∞） Idm都是大于额定电流 IdN 的

§2-1转速、电流双闭环直流调速系统及其静特性 ② ASR饱和 ASR饱和：a. U*n 起动，n=0 b. U*n↓= 0，ASR输入只剩Un（负饱和） c. n =0 堵转 ASR 饱和，转速外环开环。稳态时，ASR输出： U*im=βI dm， （与n无关） 即静特性的A-B段，系统获得一很好的下垂特性。 此时系统变成一个电流无静差单闭环调速系统。这一特性正好适合理想快速起动过程对I d的要求。

§2-1转速、电流双闭环直流调速系统及其静特性 ◎说明： ① 最大电流 选定：I dm=（1.5~2）I dnom a. 取决于电机的过载能力 b. 拖动系统允许的加速度（冲击力矩）。 ② 静特性只适用于 情况， 时， ，ASR 将退出饱和。 ◎结论： ①I d<I dm时，系统→转速无静差，ASR起主要作用。 ② I d=I dm时，ASR输出达到 饱和（转速环即失去作用），系统→电流无静差，ACR起主要作用，维持I d 不变，得到过电流的自动保护。

§2-1转速、电流双闭环直流调速系统及其静特性 这就是采用了两个PI调节器分别形成内、外两个闭环的效果。这样的静特性显然比带电流截止负反馈的单闭环系统静特性好。然而实际上运算放大器的开环放大系数并不是无穷大，特别是为了避免零点飘移而采用 “准PI调节器”时，静特性的两段实际上都略有很小的静差，如上图中虚线所示。

§2-1转速、电流双闭环直流调速系统及其静特性 四、各变量的稳态工作点和稳态参数计算 稳态工作点 双闭环调速系统在稳态工作中，当两个调节器都不饱和（ΔU＝0）时，各变量之间有下列关系： 系统在稳态平衡 点（C点）运行 n n0 C • A n=n0， Id=Idl B 上式表明：转速 n 是由 给定电压U*n决定的。 O Idl Idm Id

§2-1转速、电流双闭环直流调速系统及其静特性 表明：U*i（ASR的输出）由负载电流 I dL 决定。 表明：控制电压 Uct 的大小则同时取决于 n 和 I d，或者说，同时取决于U*n 和 IdL。 以上各式说明：稳态时，PI调节器输出量与输入无关，而是由它后面环节的需要决定的。后面需要PI调节器提供多么大的输出值，它就能提供多少，直到饱和为止。它不同于P调节器的特点。比例环节的输出量总是正比于其输入量。

§2-1转速、电流双闭环直流调速系统及其静特性 稳态参数（α 和β ）计算： 由于系统无静差，稳态时，PI调节器的输入电压为0（ΔU＝0），给定电压与反馈电压相等。 （1）电流环的β ΔU i＝0 ， U*im=βI dm 电流反馈系数 首先确定I dm（电机的过载能力、机械承受冲击力）。然后，可以选择U*im（ASR的输出限幅值），求出β 。或选择β，求U* im 。

§2-1转速、电流双闭环直流调速系统及其静特性 （2）转速环的α ΔU n＝0 ，U* nm= α n max 转速反馈系数 n max —电动机调压时的最高转速。 U* nm —根据运算放大器允许输入电压和稳压电源的情况选定，稳压电源要留有余量。 注：双闭环调速系统的稳态参数计算与单闭环有静差系统（根据D 和 S ）完全不同。

第二章 多环控制的直流调速系统 §2-2 双闭环直流调速系统的动态特性 本节提要 □ 双闭环直流调速系统动态数学模型 □ 突加给定起动过程分析 □ 动态抗扰性能分析 □ 转速、电流两个调节器的作用

§2-2 双闭环直流调速系统的动态特性 一、双闭环直流调速系统动态数学模型 在单闭环直流调速系统动态数学模型的基础上，考虑双闭环控制的结构，即可绘出双闭环直流调速系统的动态结构图。其中，转速调节器和电流调节器的传递函数W ASR(s)和W ACR(s)均采用PI调节器： 则得系统动态结构如下图所示。

§2-2 双闭环直流调速系统的动态特性 系统动态结构： Tms - Tss+1 IdL Uct U*i Ud0 U*n Id E n Ks 1/R R ASR ACR Tms 1/Ce + Tss+1 Tl s+1 - Un - Ui -   双闭环调速系统的动态结构图

双闭环直流调速系统突加给定电压U* n由静止状态起动时，其系统状态： §2-2 双闭环直流调速系统的动态特性 二、突加给定起动过程分析 前已指出，设置双闭环控制的一个重要目的就是要获得接近理想起动过程，因此在分析双闭环调速系统的动态性能时，首先分析它的起动过程。 双闭环直流调速系统突加给定电压U* n由静止状态起动时，其系统状态： U n*=0，U i=0，U ct=0， n =0 ，U i*=0，U d0=0。 当输入一阶跃信号时，系统进入起动过程。

§2-2 双闭环直流调速系统的动态特性 1. 起动过程波形分析 分析起动过程： 按照ASR由不饱和→饱和 饱和→退饱和 这一过程是由电流调节→转速调节。 三个阶段（如图所示）： ①未饱和→饱和 I（t=0~t1） ②饱和 Ⅱ（t=t1~t2） ③退出饱和 Ⅲ（t=t2~t4）

§2-2 双闭环直流调速系统的动态特性 双闭环调速系统起动时的转速和电流波形

§2-2 双闭环直流调速系统的动态特性 （1）第I阶段 ASR由未饱和→饱和（0 ~ t1） —电流上升阶段 ♦突加U n* → ΔU n=U n*-U n≈U n*很大→ASR 迅速饱和→U i*＝ U im* →Uct↑→Ud0↑→I d↑迅速上升。 ♦当 I d ≥ I dL 后→n开始↑(缓慢。这由于机电惯性作用，转速不会很快增长)→ 当t=t1， I d↑≈I dm，此时ASR的输入偏差电压ΔU n的值仍较大， 保持U i＝ U im* 。如下图所示。 U n=0，由于n =0

§2-2 双闭环直流调速系统的动态特性 本阶段：ASR由不饱和迅速饱和（U n增长慢）。 ACR不饱和（U i增长快）。 n Ⅰ Ⅱ Ⅲ 稳态值 O t 最大电流 Id Idm 负载电流 IdL t1 t2 t3 t4 O t 本阶段：ASR由不饱和迅速饱和（U n增长慢）。 ACR不饱和（U i增长快）。

§2-2 双闭环直流调速系统的动态特性 （2）第Ⅱ阶段 ASR饱和（t1~ t2）—恒流升速阶段 ①转速环开环 ②电流环起主导作用 这时，I d=I dm，可能继续↑(取决ACR的结构和参数) →U i> U im* →ΔU i=反号→U ct↓→U do↓→ I d↓≈I dm（I d略低于I dm）且维持→n↑(直线)。 U do ↑= id R+C e n↑+L did/dt ↓ Uct ↑ n↑→U do↑→U ct↑ ΔU i=U im*-U i=常数，以维持U ct↑ 保持不变 =0

§2-2 双闭环直流调速系统的动态特性

◎本阶段说明： §2-2 双闭环直流调速系统的动态特性 ♦由于n 的线性增长，使E 为一个线性渐增的干扰量，ACR起调节作用，使U ct和U d0基本上线性增长； ♦调整过程中，I d 略低于I dm，保证ΔU i>0，U ct线性上升。 恒流升速阶段是起动过程中的主要阶段。 为了保证电流环的主要调节作用，在起动过程中 ACR 是不应饱和的，电力电子装置 UPE 的最大输出电压也须留有余地，这些都是设计时必须注意的。

§2-2 双闭环直流调速系统的动态特性 （3）第 Ⅲ 阶段 ASR退饱和（ t2 ~t4） ♦当t=t2，ΔU n＝0 IdL Id n n* Idm O Ⅰ Ⅱ Ⅲ t4 t3 t2 t1 t ♦当t=t2，ΔU n＝0 (n＝ n*)→ASR仍饱和→U i≈ U im* →I d≈I dm>I dL →n↑> n* （超调） →ΔU n=反号 → U i*↓<U im*（ASR退饱和）→ U ct↓ → I d ↓>I dL，n↑。 t2~t3之间Id不立即减少的原因是主电路中有L存在

§2-2 双闭环直流调速系统的动态特性 第 Ⅲ 阶段 （续） ♦当 t=t3，I d = I dL →T e= T L → dn/dt = 0，转速n才到达峰值。 此后，电动机开始在负载的阻力下（t3~t4） →I d < I dL → n ↓

§2-2 双闭环直流调速系统的动态特性 第 Ⅲ 阶段 （续） ♦当 t=t4，n ↓ →n* 进入稳态（如果调节器参数整定得不够好，转速n可能会经过几次振荡，但转速环会进行调节）。 U n = α n* =U n* U i*= U I d = β I dL

§2-2 双闭环直流调速系统的动态特性 ◎本阶段说明： ASR和ACR都不饱和，ASR起主导的转速调节作用，而ACR则力图使 I d 尽快地跟随其给定值 U*i ，或者说，电流内环是一个电流随动子系统。 ♦ASR和ACR同时参与调节； ♦ACR的调节受ASR输出的支配。

§2-2 双闭环直流调速系统的动态特性 双闭环调速系统的起动过程的特点 （1） 饱和非线性控制（或称变结构控制） （1） 饱和非线性控制（或称变结构控制） 根据ASR的饱和与不饱和，整个系统处于完全不同的两种状态： ♦当ASR饱和时，转速环开环，系统表现为恒值电流调节的单闭环系统，ASR输出的限幅值，使起动过程中电流不超过允许的最大电流，且恒定； ♦ 当ASR不饱和时，转速环闭环，整个系统是一个无静差调速系统，而电流内环表现为电流随动系统。

§2-2 双闭环直流调速系统的动态特性 （2）转速超调 由于采用 PI 调节器作为ASR（转速调节器）实现了饱和非线性控制，起动过程结束进入转速调节阶段后，必须使转速超调， ASR 的输入偏差电压 △U n 为负值，才能使ASR退出饱和，从而真正发挥线性调节作用。 这样，采用 PI 调节器的双闭环调速系统的转速响应必然有超调。

§2-2 双闭环直流调速系统的动态特性 （3）准时间最优控制 起动过程中能以所允许最大电流起动，主要表现在第II阶段的恒流升速，它的特征是电流保持恒定。一般选择为电动机允许的最大电流，以便充分发挥电动机的过载能力，使起动过程尽可能最快。 起动过程的第II阶段属于有限制条件的最短时间控制。因此，整个起动过程可看作为是一个准时间最优控制（与时间最优控制有区别，如第Ⅲ阶段）。

§2-2 双闭环直流调速系统的动态特性 最后，应该指出，对于不可逆的电力电子变换器，双闭环控制只能保证良好的起动性能，却不能产生回馈制动，在制动时，当电流下降到零以后，只好自由停车。必须加快制动时，只能采用电阻能耗制动或电磁抱闸。

§2-2 双闭环直流调速系统的动态特性 三、动态抗扰性能分析 一般来说，双闭环调速系统具有比较满意的动态性能。对于调速系统，最重要的动态性能是抗扰性能。主要是抗负载扰动和抗电网电压扰动的性能。

§2-2 双闭环直流调速系统的动态特性 1. 动态跟随性能 在起动、升速时，由于电流环具有很快的动态跟随性能，因此，动态跟随性能双闭环调速系统比单闭环强得多（电流环保证最大电流起动）。 在停车、减速时，由于是不可逆的电力电子变换器，不能产生回馈制动，在制动时，当电流下降到零以后，只好自由停车（靠负载阻力停车），因此动态跟随性能变差。 设计双闭环调速系统，要求电流内环应具有良好的跟随性能。

§2-2 双闭环直流调速系统的动态特性 Tms 2. 动态抗扰性能 ① 抗负载扰动 ±∆IdL Uct U*n U*i Ud0 Id n Ks 1/R E R ASR ACR Tms 1/Ce + Tss+1 Tl s+1 - - - Un Ui   直流调速系统的动态抗负载扰作用

因此，由转速环来克服负载扰动 。在设计ASR时，应要求有较好的抗扰性能指标。 §2-2 双闭环直流调速系统的动态特性 由双闭环调速系统的动态结构图可以看出，负载扰动作用在电流环之外，转速环之内，所以双闭环调速系统在抗负载扰动方面和单闭环调速系统一样，只能依靠转速环来进行抗扰调节。 I dL↑→n↓→U n↓→ ΔU n↑→U i*↑ →I d↑→n↑ 因此，由转速环来克服负载扰动 。在设计ASR时，应要求有较好的抗扰性能指标。

§2-2 双闭环直流调速系统的动态特性 ② 抗电网电压扰动 -IdL ±∆Ud Uct Ud0 U*n n Id E Tl s+1 - Un ASR  1/Ce n Ud0 1/R Tl s+1 R Tms Id Ks Tss+1 E ±∆Ud Uct 直流调速系统的动态抗扰作用 a)单闭环系统

§2-2 双闭环直流调速系统的动态特性 △U d—电网电压波动在整流电压上的反映  U*n n Ud0 Un - Tl s+1 Id  1/Ce U*n n Ud0 Un + - ASR 1/R Tl s+1 R Tms Id Ks Tss+1 ACR  U*i Ui E ±∆Ud -IdL Uct b)双闭环系统 △U d—电网电压波动在整流电压上的反映

u~↓(U ct不变)→U d0↓= id↓R+Ce n → §2-2 双闭环直流调速系统的动态特性 由动态结构图知：电网电压扰动在电流环之内，电压扰动尚未影响到转速前就已经为电流环所抑制。因而双环系统中电网电压扰动引起的动态速降（升）比单环小得多。 u~↓(U ct不变)→U d0↓= id↓R+Ce n → U i↓→U ct↑→U d0↑ 因此，电网电压扰动由电流环起调节作用。 不变（双闭环的另一个特点） 首先引起id 变化

§2-2 双闭环直流调速系统的动态特性 ◎ 对比分析 ♦在单闭环调速系统中，电网电压扰动的作用点离被调量较远，调节作用受到多个环节的延滞，因此单闭环调速系统抵抗电压扰动的性能要差一些。 ♦双闭环系统中，由于增设了电流内环，电压波动可以通过电流反馈得到比较及时的调节，不必等它影响到转速以后才能反馈回来，抗扰性能大有改善。 因此，在双闭环系统中，由电网电压波动引起的转速动态变化会比单闭环系统小得多。

§2-2 双闭环直流调速系统的动态特性 四、两个调节器的作用 综上所述，转速调节器和电流调节器在双闭环直流调速系统中的作用可以分别归纳如下： 1. ASR的作用 （1）转速调节器是调速系统的主导调节器，它使转速 n 很快地跟随给定电压变化，稳态时可减小转速误差，如果采用PI调节器，则可实现无静差。 （2）对负载变化起抗扰作用。 （3）其输出限幅值决定电机允许的最大电流。 （4）变结构，实现非线性控制。

§2-2 双闭环直流调速系统的动态特性 ACR的作用 （1）对电网电压的波动起及时抗扰的作用。 （2）在外环转速的调节过程中，使电流紧紧跟随其U i*快速变化，并无静差。 （3）在转速动态过程中，保证获得电机允许的最大电流，从而加快动态过程，实现准时间最优控制。 （4）当电机过载甚至堵转时，限制电枢电流的最大值，起快速的自动保护作用。一旦故障消失，系统立即自动恢复正常。这个作用对系统的可靠运行来说是十分重要的。

第二章 多环控制的直流调速系统 §2-3 调节器的工程设计方法 本节提要 □ 问题的提出 □典型I型系统参数和性能指标的关系 §2-3 调节器的工程设计方法 本节提要 □ 问题的提出 □ 工程设计方法的基本思想 □ 控制系统的动态性能指标 □典型系统及性能 □典型I型系统参数和性能指标的关系 □典型Ⅱ型系统参数和性能指标的关系 □调节器结构的选择和传递函数的近似 处理——非典型系统的典型化

§2-3 调节器的工程设计方法 一、问题的提出 1. 必要性 用经典的动态校正方法设计调节器须同时解决稳、准、快、抗干扰等各方面相互有矛盾的静、动态性能要求。该方法比较复杂，没有固定模式，需要设计者有扎实的理论基础和丰富的实践经验，而初学者则不易掌握，所以有必要建立实用的设计方法→工程设计方法。

§2-3 调节器的工程设计方法 2.可能性 ① 控制理论的发展使其成为可能。 ② 电子元件的发展，如晶闸管等，以及集成电路，特别是运算放大器的发展，可以很方便地组成P、PI、PID等调节器，从而实现比例、积分、微分控制规律。 ③ 大多数的电力拖动自动控制系统均可由低阶系统近似。通过对少数典型系统的研究，找出各种参数与系统性能指标的关系，写成简单的公式或制成图表，那么只要将实际系统校正或简化成典型系统的形式，就可以用这些公式或图表进行设计。这样，就有了建立工程设计方法的可能性。

§2-3 调节器的工程设计方法 3. 设计方法的原则 ： （1）概念清楚、易懂； （2）计算公式简明、好记； （3）不仅给出参数计算的公式，而且指明参数调整的方向； （4）能考虑饱和非线性控制的情况，同样给出简单的计算公式； （5）适用于各种可以简化成典型系统的反馈控制系统。

§2-3 调节器的工程设计方法 二、工程设计方法的基本思想 把问题简化，分两步： ♦ 先稳态设计 选择调节器结构，使系统典型化并满足稳定和稳态精度。 ♦ 后动态设计 选择调节器（ASR、ACR）的参数，以满足动态性能指标的要求。

§2-3 调节器的工程设计方法 2. 典型化—原控制对象不是典型系统，利用各种方法变成典型系统。 3.典型系统 典型 I 型系统 典型Ⅱ型系统 事先将典型系统的各项性能指标列出图表。将控制对象校正成为典型I型系统或 Ⅱ型系统（只采用少量典型系统），根据图表选择调节器参数。

§2-3 调节器的工程设计方法 三、控制系统的动态性能指标 自动控制系统的动态性能指标包括： ♦跟随性能指标 ♦抗扰性能指标 ♦跟随性能指标 ♦抗扰性能指标 1. 对给定输入跟随能力的性能指标： 在给定信号或参考输入信号的作用下，系统输出量的变化情况可用跟随性能指标来描述。一般取零状态、阶跃响应。跟随性能指标有: • tr — 上升时间  • σ — 超调量 • ts — 调节时间

§2-3 调节器的工程设计方法 系统典型的阶跃响应曲线 ±5%（或±2%） O tr ts 超调量 σ=(Cmax-C∞)/C∞╳100% 。反应系统相对稳定性，σ越小系统稳定性越好 ±5%（或±2%） O tr ts 上升时间。反应系统快速性 调节时间。反应系统跟随的快速性能，ts小说明系统的快速性好

§2-3 调节器的工程设计方法 对扰动输入抵抗能力的性能指标 系统：稳态运行→受扰→稳态 抗扰性能指标标志着控制系统抵抗扰动的能力。常用的抗扰性能指标有  • Cmax — 动态降落 • tv — 恢复时间 一般来说，调速系统的动态指标以抗扰性能为主，而随动系统的动态指标则以跟随性能为主。 经过扰动动态过程后又达到的稳态

§2-3 调节器的工程设计方法 突加扰动的动态过程和抗扰性能指标 Cb tm tv 动态降落 输出量原稳态值 ±5%（或±2%） Cb 突加阶跃扰动 输出量经过扰动动态过程后达到的新的稳态值 恢复时间 O tm tv 粗略地说，阶跃扰动下输出的动态降落越小，恢复得越快（∆Cmax小、tv小），说明系统的抗扰能力越强。

§2-3 调节器的工程设计方法  

§2-3 调节器的工程设计方法 四、典型系统及性能 1. 典型系统 一般来说，许多控制系统的开环传递函数都可表示为 R(s) C(s)

§2-3 调节器的工程设计方法   自动控制理论已经证明

§2-3 调节器的工程设计方法 2. 典型I型系统 式中 T — 系统的惯性时间常数 （系统固有，不变）； K — 系统的开环增益（可变）。 ① 结构图与传递函数 式中 T — 系统的惯性时间常数 （系统固有，不变）； K — 系统的开环增益（可变）。

§2-3 调节器的工程设计方法 ② 开环对数频率特性 截止频率 dB/dec 相角稳定余量 dB/dec

§2-3 调节器的工程设计方法 ③ 性能特性 典型的I型系统结构简单，其对数幅频特性的中频段以 –20 dB/dec 的斜率穿越 0dB 线，只要参数的选择能保证足够的中频带宽度，系统就一定是稳定的，且有足够的稳定裕量，即选择参数满足 或 有足够的稳定裕度 于是，相角稳定裕度 对于给定作用的跟随性是一阶无静差，σ %较小，但抗扰能力稍差。

§2-3 调节器的工程设计方法 典型Ⅱ型系统 是Ⅱ型系统中最简单且稳定的结构。许多采用PI调节器的调速系统和随动系统都可以成这种结构形式。 ① 结构图和传递函数 是Ⅱ型系统中最简单且稳定的结构。许多采用PI调节器的调速系统和随动系统都可以成这种结构形式。

§2-3 调节器的工程设计方法 ② 开环对数频率特性 dB/dec dB/dec dB/dec

§2-3 调节器的工程设计方法   或     对于给定作用的跟随性是二阶无静差，而且可以得到比较好的抗扰性能，但 σ % 较大。

§2-3 调节器的工程设计方法 五、典型I型系统参数和性能指标的关系 （一）参数 典型I型系统的开环传递函数包含两个参数：开环增益 K 和时间常数 T 。其中，时间常数 T 在实际系统中往往是控制对象本身固有的，能够由调节器改变的只有开环增益 K ，也就是说，K 是唯一的待定参数。设计时，需要按照性能指标选择参数 K 的大小。

§2-3 调节器的工程设计方法 1. K 与开环对数频率特性的关系 下图绘出了在不同 K 值时典型 I 型系统的开环对数频率特性，箭头表示K值增大时特性变化的方向。

§2-3 调节器的工程设计方法        

§2-3 调节器的工程设计方法 下面将用数字定量地表示 K 值与各项性能指标之间的关系。 1. 典型I型系统跟随性能指标与参数的关系 （二）性能指标 1. 典型I型系统跟随性能指标与参数的关系 （1）稳态跟随性能指标：系统的稳态跟随性能指标可用不同输入信号作用下的稳态误差来表示 I型系统在不同输入信号作用下的稳态误差 输入信号 阶跃输入 斜坡输入 加速度输入 稳态误差 v0 / K 

§2-3 调节器的工程设计方法 由上表可见： ♦在阶跃输入下的 I 型系统稳态时是无差的； ♦在斜坡输入下则有恒值稳态误差，且与 K 值成反比； ♦在加速度输入下稳态误差为∞ 。 因此，I型系统不能用于具有加速度输入的随动系统。

§2-3 调节器的工程设计方法 典型 I 型系统闭环传递函数： K、T 与标准形式中的参数的换算关系： 自然振荡角频率 阻尼比 且有 （2）动态跟随性能指标 典型 I 型系统闭环传递函数： 二阶系统 二阶系统的标准形式 K、T 与标准形式中的参数的换算关系： 自然振荡角频率   阻尼比 且有

§2-3 调节器的工程设计方法 ♦ 二阶系统的性质 •当 ξ < 1 时，系统动态响应是欠阻尼的振荡特性； •当 ξ >1 时，系统动态响应是过阻尼的单调特性； •当 ξ = 1 时，系统动态响应是临界阻尼。 由于过阻尼特性动态响应较慢，所以一般常把系统设计成欠阻尼状态，即 0< ξ < 1 由于在典型 I 系统中 KT <1，得 ξ > 0.5。因此在典型 I 型系统中应取

§2-3 调节器的工程设计方法 通过 式各参数之间的关系，若已知K、T →求 出 、ξ→再求出各项性能指标。 下面列出欠阻尼二阶系统在零初始条件下的阶跃响应动态指标计算公式     超调量 上升时间 峰值时间

典型I型系统跟随性能指标和频域指标与参数的关系 （ξ与KT的关系服从于式（∗）） §2-3 调节器的工程设计方法 典型I型系统跟随性能指标和频域指标与参数的关系 （ξ与KT的关系服从于式（∗）） 参数关系KT 0.25 0.39 0.5 0.69 1.0 阻尼比 超调量 上升时间 tr 峰值时间 tp 相角稳定裕度  截止频率c 0 %  76.3° 0.243/T 0.8 1.5% 6.6T 8.3T 69.9° 0.367/T 0.707 4.3 % 4.7T 6.2T 65.5° 0.455/T 0.6 9.5 % 3.3T 59.2 ° 0.596/T 16.3 % 2.4T 3.2T 51.8 ° 0.786/T 具体选择参数时，应根据系统工艺要求选择参数以满足性能指标。

§2-3 调节器的工程设计方法 2. 典型I型系统抗扰性能指标与参数的关系 典型 I 型系统 （1）稳态抗扰性能指标：由于扰动输入为阶跃信号，其输出为无静差。即，系统受扰后可完全恢复。 （2）动态抗扰性能指标 典型 I 型系统 只讨论抗扰性能时，令输入作用 R = 0 扰动 F 作用下的典型 I 型系统 a）

§2-3 调节器的工程设计方法 上图是在扰动 F 作用下的典型 I 型系统，其中，W1 (s)是扰动作用点前面部分的传递函数，后面部分是W2 (s) 。 在一个系统中，扰动作用点是不同的，某种定量的抗扰性能指标只适用于一种特定的扰动作用点。因此，分析抗扰性能指标较复杂。 在此只分析W1 (s)、W2 (s) 各是一种特定形式的抗扰性能，其它情况可仿此处理。

§2-3 调节器的工程设计方法 W1(s) W2(s) 上述结构图形式相当于双闭环调速系统中的电流环，抗扰作用点F 相当于电网电压扰动。 ACR W1(s) W2(s)

§2-3 调节器的工程设计方法 由图b）得阶跃扰动作用下的输出变化量 阶跃扰动： 输出变化量： 拉氏反变换后 当 KT =0.5 时:

典型I型系统动态抗扰性能指标与参数的关系 (控制结构和扰动作用点如图 b）所示，已选定的参数关系KT=0.5) §2-3 调节器的工程设计方法 典型I型系统动态抗扰性能指标与参数的关系 (控制结构和扰动作用点如图 b）所示，已选定的参数关系KT=0.5) 55.5% 33.2% 18.5% 12.9% tm / T 2.8 3.4 3.8 4.0 tv / T 14.7 21.7 28.7 30.4 Cb=FK2/2 从上表可以看到，当控制对象的两个时间常数相距较大时，动态降落减小，但恢复时间却拖得较长。

§2-3 调节器的工程设计方法 六、典型Ⅱ型系统参数和性能指标的关系 （一）参数 在典型Ⅱ型系统的开环传递函数式中，与典型 I 型系统相仿，时间常数 T 也是控制对象固有的。所不同的是，待定的参数有两个： K 和  ，这就增加了选择参数工作的复杂性。 为了分析方便起见，引入一个新的变量 如下图，令  

§2-3 调节器的工程设计方法 ♦典型Ⅱ型系统的开环对数幅频特性  / s-1 =1 c –40dB/dec –20dB/dec 中频宽度 –40dB/dec –20dB/dec -20  / s-1 =1 c –40dB/dec 典型Ⅱ型系统的开环对数幅频特性和中频宽

§2-3 调节器的工程设计方法 典型Ⅱ型系统的开环对数幅频特性的参数有三个： ， 和 。这三个参数一经选定，该系统就完全确定了。 ♦中频宽h 由图可见，h 是斜率为–20dB/dec的中频段的宽度（对数坐标），称作“中频宽”。由于中频段的状况对控制系统的动态品质起着决定性的作用，因此 h 值是一个很关键的参数。      

§2-3 调节器的工程设计方法 从频率特性上看： ∵T 一定，改τ→便改h 改K →便改 h 和 也能决定τ 和K     ① h与γ 的关系h↑，γ↑( ↓)，∵T 不变。 ②系统响应快慢与 的关系： 大响应快， 小响应慢。 对典型Ⅱ型系统的动态设计便归结为h 和 的这两个参数的选择问题。          

采用“振荡指标法”中的闭环幅频特性的谐振峰值最小准则，可以找到 ωc和两个参数之间的一种最佳配合： §2-3 调节器的工程设计方法 ♦参数之间的一种最佳配合 采用“振荡指标法”中的闭环幅频特性的谐振峰值最小准则，可以找到 ωc和两个参数之间的一种最佳配合：   只要按照动态性能指标的要求确定了h 值，就可以代入这两个公式计算K 和 τ ，并由此计算调节器的参数。

§2-3 调节器的工程设计方法 1. 典型Ⅱ型系统参数和的跟随性能指标关系 （1）稳态跟随性能指标 （二）性能指标 1. 典型Ⅱ型系统参数和的跟随性能指标关系 （1）稳态跟随性能指标 Ⅱ型系统在不同输入信号作用下的稳态误差列于如下表 Ⅱ型系统在不同输入信号作用下的稳态误差 输入信号 阶跃输入 斜坡输入 加速度输入 稳态误差 在阶跃和斜坡输入下，II型系统稳态时均无差 加速度输入下稳态误差与开环增益K成反比

典型Ⅱ型系统阶跃输入跟随性能指标 （按Mrmin准则确定关系时） §2-3 调节器的工程设计方法 （2）动态跟随性能指标 典型Ⅱ型系统阶跃输入跟随性能指标 （按Mrmin准则确定关系时） h 3 4 5 6 7 8 9 10  tr / T ts / T k 52.6% 2.4 12.15 43.6% 2.65 11.65 2 37.6% 2.85 9.55 33.2% 3.0 10.45 1 29.8% 3.1 11.30 27.2% 3.2 12.25 25.0% 3.3 13.25 23.3% 3.35 14.20

§2-3 调节器的工程设计方法 2. 典型Ⅱ型系统参数和抗扰性能指标的关系 （1）稳态抗扰性能指标：由于扰动输入为阶跃信号，其输出为无静差。即，系统受扰后可完全恢复。 （2）动态抗扰性能指标 研究结构图形式相当于双闭环调速系统中的转速环，扰动作用点 F 相当于负载扰动。 a)

§2-3 调节器的工程设计方法 ♦抗扰系统结构 ♦动扰系统的输出响应 在阶跃扰动下: + - 典型II型系统在某种扰动作用下的动态结构图 - b) 典型II型系统在某种扰动作用下的动态结构图 ♦动扰系统的输出响应 在阶跃扰动下:

典型Ⅱ型系统动态抗扰性能指标与参数的关系 （控制结构和阶跃扰动作用点如图b），参数关系符合最小Mr准则） §2-3 调节器的工程设计方法 由上式可以计算出对应于不同 h 值的动态抗扰过程曲线Δ C(t)，从而求出各项动态抗扰性能指标，列于如下表中。在计算中，为了使各项指标都落在合理的范围内，取输出量基准值为 Cb = 2FK2T 。 典型Ⅱ型系统动态抗扰性能指标与参数的关系 （控制结构和阶跃扰动作用点如图b），参数关系符合最小Mr准则） h 3 4 5 6 7 8 9 10 Cmax/Cb tm / T tv / T 72.2% 2.45 13.60 77.5% 2.70 10.45 81.2% 2.85 8.80 84.0% 3.00 12.95 86.3% 3.15 16.85 88.1% 3.25 19.80 89.6% 3.30 22.80 90.8% 3.40 25.85

§2-3 调节器的工程设计方法 由上表中的数据可见，一般来说， h 值越小， Cmax/Cb 也越小，tm 和 tv 都短，因而抗扰性能越好，这个趋势与跟随性能指标中超调量与 h 值的关系恰好相反，反映了快速性与稳定性的矛盾。 但是，当 h < 5 时，由于振荡次数的增加， h 再小，恢复时间 tv 反而拖长了。 ♦分析结果 由此可见，h = 5是较好的选择，这与跟随性能中调节时间最短的条件是一致的。 因此，把典型Ⅱ型系统跟随和抗扰的各项性能指标综合起来看，h = 5应该是一个很好的选择。

§2-3 调节器的工程设计方法 ♦两种系统比较 比较分析的结果可以看出，典型I型系统和典型Ⅱ型系统除了在稳态误差上的区别以外，在动态性能中， ♦典型 I 型系统在跟随性能上可以做到超调小，但抗扰性能稍差； ♦典型Ⅱ型系统的超调量相对较大，抗扰性能却比较好。 这是设计时选择典型系统的重要依据。

七、调节器结构的选择和传递函数的近似 处理——非典型系统的典型化 §2-3 调节器的工程设计方法 七、调节器结构的选择和传递函数的近似 处理——非典型系统的典型化 前面讨论了两类典型系统及其参数的选择方法。在电力拖动自动控制系统中，大部分调节对象只要配上适当的调节器，就可以校正成典型系统。但有一些实际系统不可能校正成典型形式，需要经过近似处理，才能使用本章讨论的工程设计方法。本节首先概况一下调节器的选择方法，然后着重讨论低频段大惯性环节和高频段小惯性环节的近似处理。

§2-3 调节器的工程设计方法 ♦基本思路: • 首先根据性能要求，确定 将控制对象校正成为典型I、Ⅱ型系统（与调节器结构有关）。 （一）调节器的选择 ♦基本思路: • 首先根据性能要求，确定 将控制对象校正成为典型I、Ⅱ型系统（与调节器结构有关）。 •选择适当的调节器，将控制对象校正成希望的典型系统。 控制对象 调节器 输入 输出 系统校正 串联校正 典型系统 输入 输出

§2-3 调节器的工程设计方法 ♦选择规律 几种校正成典型I型系统和典型Ⅱ型系统的控制对象和应该选择的相应调节器传递函数列于表 a和表b中，表中还给出了参数配合关系。有时仅靠 P、I、PI、PD及PID几种调节器都不能满足要求，就不得不作一些近似处理，或者采用更复杂的控制规律。

§2-3 调节器的工程设计方法 表a 校正成典型I型系统的几种调节器选择 控制对象 调节器 参数 配合 T1、T2 T3 T1 T2

表b 校正成典型II型系统的几种调节器选择 §2-3 调节器的工程设计方法 表b 校正成典型II型系统的几种调节器选择 控制对象 调节器 参数 配合 认为： 认为：

§2-3 调节器的工程设计方法 1. 高频段小惯性环节的近似处理 （二）传递函数近似处理 1. 高频段小惯性环节的近似处理 实际系统中往往有若干个小时间常数的惯性环节，这些小时间常数所对应的频率都处于频率特性的高频段，形成一组小惯性群。例如，系统的开环传递函数为 小惯性环节可以合并

§2-3 调节器的工程设计方法 当系统有一组小惯性群时，在一定的条件下，可以将它们近似地看成是一个小惯性环节，其时间常数等于小惯性群中各时间常数之和。 例如： 近似条件：

§2-3 调节器的工程设计方法 2. 高阶系统的降阶近似处理 上述小惯性群的近似处理实际上是高阶系统降阶处理的一种特例，它把多阶小惯性环节降为一阶小惯性环节。下面讨论更一般的情况，即如何能忽略特征方程的高次项。以三阶系统为例，设 其中，a，b，c都是正系数，且bc > a，即系统是稳定的。

§2-3 调节器的工程设计方法 ♦降阶处理 若能忽略高次项，可得近似的一阶系统的传递函数为 ♦近似条件

§2-3 调节器的工程设计方法 3. 低频段大惯性环节的近似处理 表b 中已经指出，当系统中存在一个时间常数特别大的惯性环节时，可以近似地将它看成是积分环节，即 ♦近似条件 例如：

低频段大惯性环节近似处理对频率特性的影响 §2-3 调节器的工程设计方法 ♦对频率特性的影响 低频时把特性a 近似地看成特性b 对系统动态性能影响不大 c 低频段大惯性环节近似处理对频率特性的影响

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 本节提要 第二章 多环控制的直流调速系统 §2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 本节提要 □ 双闭环调速系统的动态结构 □ 双闭环调速系统电流调节器的设计 □ 双闭环调速系统转速调节器的设计 □ 转速调节器退饱和时转速超调量的计算 □ 双闭环调速系统设计举例

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 转速、电流双闭环调速系统是一种多环系统。设计多环系统的一般原则： “先内环后外环” 从内环开始，逐步向外扩展，一环一环地进行设计。因此在这里，首先设计好电流调节器，然后把整个电流环看作是转速调节系统中的一个环节，再设计转速调节器。

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 对于每一个闭环，设计方法都是类似的： ① 按工艺要求确定需要设计成哪一类典型系统； ② 选配适当的调节器； ③ 应用前述的工程设计方法选择调节器的参数，使系统的性能指标符合设计要求。

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 一、双闭环调速系统的动态结构 转速、电流双闭环调速系统： -IdL n - Ud0 Un + - Ui ACR 1/R Tl s+1 R Tms U*i Uc Ks Tss+1 Id 1 Ce E  T0is+1 ASR T0ns+1  U*n n 双闭环调速系统的动态结构图

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 双闭环调速系统的实际动态结构图与前面接触到的结构图的区别增加了滤波环节，包括电流滤波、转速滤波和两个给定信号的滤波环节。其中 反馈：测速发电机输出电压含有电机的换向纹 波，需要滤波。因而反馈信号带来延滞。 给定：使给定信号和反馈信号经过同样的延滞。   转速反馈滤波时间常数 反馈：电流检测信号中常含有交流分量，需要 低通滤波。 给定：道理同上。（补偿反馈通道这一惯性作 用。）   电流反馈滤波时间常数 调速系统的其它部分与以前一样。

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 二、双闭环调速系统电流调节器的设计 1.电流环结构图的简化 2.电流调节器结构的选择 ◎设计分为以下几个步骤： 1.电流环结构图的简化 2.电流调节器结构的选择 3.电流调节器的参数计算 4.电流调节器的实现 1. 电流环结构图的简化 简化内容 ♦忽略反电动势的动态影响 ♦等效成单位负反馈系统 ♦小惯性环节近似处理

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 转速、电流双闭环调速系统： ① 忽略反电动势的动态影响及条件 -IdL n 电流内环 - Ud0 遇到的问题：反电势E产生的交叉反馈（E在外环） -IdL Ud0 Un + - Ui ACR 1/R Tl s+1 R Tms U*i Uc Ks Tss+1 Id 1 Ce E  T0is+1 ASR T0ns+1  U*n n 电流内环

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 ♦忽略反电势E 电流调节过程比转速和反电动势的变化过程快得多，在按动态性能设计电流环时，可以暂不考虑反电动势变化的动态影响，即ΔE≈0。这时，电流环如下图所示。   Ud0(s) + - Ui (s) ACR 1/R Tl s+1 U*i(s) Uc (s) Ks Tss+1 Id (s)  T0is+1 1 ♦忽略E条件：  

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 ② 等效成单位负反馈系统 如果把给定滤波和反馈滤波两个环节都等效地移到环内，同时把给定信号改成U*i(s) /β ，则电流环便等效成单位负反馈系统： + - ACR Uc (s) Ks /R (Tss+1)(Tl s+1) Id (s) U*i(s)  T0is+1

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 ③ 小惯性环节近似处理 最后，由于Ts 和 Toi 一般都比Tl 小得多，可以当作小惯性群而近似地看作是一个惯性环节，其时间常数为 T∑i = Ts + Toi 简化的近似条件为 ： 电流环结构图最终简化成： + - ACR Uc (s) Ks /R (Tls+1)(Tis+1) Id (s) U*i(s)

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 2. 电流调节器结构的选择 ♦典型系统的选择 对电流环的要求： (a) 希望其跟随性能好（快） (b) 具有保护特性 (c) 对电网电压波动的及时抗扰作用 已知：跟随性能好 → 选择典型 I 型系统 抗扰性能好 → 选择典型Ⅱ型系统 经查表知， 典型 I和典型Ⅱ抗   扰性能接近。所以电流环一般应选典型 I 型，在这种情况下，跟随性能好 ，而抗扰性能也不差。

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 ♦电流调节器结构选择 从电流环结构图的最终简化形式表明，电流环的控制对象是双惯性型的，要校正成典型 I 型系统，显然应采用PI型的电流调节器，其传递函数可以写成

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 式中 Ki — 电流调节器的比例系数； τi — 电流调节器的超前时间常数。

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 ♦校正后电流环的结构和特性 ①动态结构图: ②开环对数幅频特性: U*i(s) Id (s) K I s(Tis+1) Id (s) + - U*i(s) ②开环对数幅频特性: L/dB ci -20dB/dec  /s-1 -40dB/dec T∑i

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 3. 电流调节器的参数计算 电流调节器的参数有： Ki 和 τi 其中 （Tl 为已知参数） 剩下的只有比例系数 Ki， 可根据所需要的动态性能指标选取。 在一般情况下，希望电流超调量σi < 5%，查表可知，可选 ξ =0.707，KI T∑i =0.5，则 （2-a）

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 由式 和式 得到 （2-b） 注意： 由式 和式 得到 （2-b） 注意： 如果实际系统要求的跟随性能指标不同，式（2-a）和式（2-b）当然应作相应的改变。 此外，如果对电流环的抗扰性能也有具体的要求，还得再校验一下抗扰性能指标是否满足。

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 4. 电流环校验近似条件 以上设计结果是在一系列假定条件下得到的，具体设计时必须加以校验。 典型I型系统： KI 为典型I型系统开环放大倍数 ωci电流环截止频率     （晶闸管触发和整流装置的传函由 一个滞后环节近似成惯性环节）   近似条件： （忽略反电势对电流环的作用）   （处理小惯性环节的条件）

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 5.电流调节器的实现 ♦模拟式电流调节器电路 —含给定滤波和反馈滤波环节 图中 • U*i —电流给定电压； • –βId —电流负反馈电压； • Uc —电力电子变换器的控制电压。

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 ♦电流调节器电路参数的计算公式 已知T∑i （ξ =0.707）

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 三、双闭环调速系统转速调节器的设计 设计分为以下几个步骤： 1.电流环的等效闭环传递函数 2. 转速调节器结构的选择 3. 转速调节器参数的选择 4. 转速调节器的实现

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 1.电流内环的等效传递函数 当电流环设计好后，可以把它看作是转速环中的一个环节，求出其等效传递函数，然后就可以用与设计电流环类似的方法来设计转速环。电流环的闭环传递函数，由下图可知 K I s(Tis+1) Id (s) + - U*i(s)

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 ♦ 传递函数化简 忽略高次项，上式可降阶近似为 高阶系统的降阶近似条件（之前已介绍）： 式中 ωcn — 转速环开环频率特性的截止频率。

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 ♦电流环等效传递函数 接入转速环内，电流环等效环节的输入量应为U*i(s)，因此电流环在转速环中应等效为 这样，原来是双惯性环节的电流环控制对象，经闭环控制后，可以近似地等效成只有较小时间常数的一阶惯性环节。

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 ♦物理意义： 这就表明，电流进行闭环控制后，改造了控制对象，加快了电流的跟随作用，这是局部闭环（内环）控制的一个重要功能。

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 2. 转速环的动态结构图 用等效传递函数表示电流环后，整个调速系统的动态结构图如下图所示。 2. 转速环的动态结构图 用等效传递函数表示电流环后，整个调速系统的动态结构图如下图所示。 n (s) + - Un (s) ASR CeTms R U*n(s) Id (s)  T0ns+1 1 IdL (s) 转速环的动态结构图及其简化 电流环

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 ♦ 系统等效和小惯性的近似处理 和电流环中一样，把转速给定滤波和反馈滤波环节移到环内，同时将给定信号改成 U*n(s)/α，再把时间常数为 1 / KI 和 T0n 的两个小惯性环节合并起来，近似成一个时间常数为的惯性环节，其中

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 ♦ 转速环结构简化 IdL (s) U*n(s)  Id (s) n (s) - + - ASR CeTms R U*n(s)  Id (s)  / Tns+1 IdL (s) 等效成单位负反馈系统和小惯性的近似处理

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 3. 转速调节器选择 为了成为转速无静差调速系统，则转速调节器必须采用PI调节器（必须有一个积分环节），现在在扰动作用点后面已经有了一个积分环节，因此转速环开环传递函数应共有两个积分环节，所以应该设计成典型 Ⅱ 型系统，这样的系统同时也能满足动态抗扰性能好的要求。 n (s) + - ASR CeTms R U*n(s)  Id (s)  / Tns+1 IdL (s)

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 因此，ASR传递函数为 式中 Kn — 转速调节器的比例系数； ♦ 调速系统的开环传递函数 这样，调速系统的开环传递函数为

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 令转速环开环增益为 则 ♦ 校正后的系统结构 - 校正后成为典型 II 型系统 U*n(s) + - U*n(s)  校正后成为典型 II 型系统

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 4. 转速环校验近似条件 同电流环一样以上设计结果是在一系列假定条件下得到的，具体设计时必须加以校验。 典型Ⅱ型系统：     （电流环等效条件） 近似条件：   （小惯性环节合并）

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 5. 转速调节器参数的选择 转速调节器的参数包括 Kn 和 τn。按照典型Ⅱ型系统的参数关系，有 因此，有 ♦中频宽 h 应选择多少，要看动态性能的要求决定。无特殊要求时，一般可选择 h =5。

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 转速调节器的实现 ♦模拟式转速调节器电路 图中 •U*n —为转速给定电压， • U*i —调节器的输出是电流调节器的给定电压。 含给定滤波与反馈滤波的PI型转速调节器

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 ♦ 转速调节器参数计算

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 ◎ 转速环与电流环的关系： 外环的响应比内环慢，这是按上述工程设计方法设计多环控制系统的特点。这样做，虽然不利于快速性，但每个控制环本身都是稳定的，对系统的组成和调试工作非常有利。

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 四、转速调节器退饱和时转速超调量的计算 按典型 Ⅱ 型设计转速环，查其相应的性能指标，如h =4时，σ %=43.6 %；h =5时 ，σ %=38 %。实际上真正的退饱和超调是很小的。 ◎利用计算最大动态速降方法计算退饱和超调 查典型 Ⅱ 型动态抗扰性能与参数的关系表(如h=5，∆𝐶𝑚𝑎𝑥/𝐶𝑏 %=81.2%) 为电机允许过载倍数 为负载系数 开环机械特性稳态速降 转速稳态值  

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 五、双闭环调速系统设计举例 某晶闸管供电的双闭环直流调速系统，整流装置采用三相桥式电路，基本数据如下 直流电动机：220 V、136 A、1460 r/min、 Ce = 0.132 Vmin/r，允许过载倍数 λ =1.5。 晶闸管装置放大倍数：Ks =40 电枢回路总电阻：R = 0.5 Ω 时间常数：Tl = 0.03 s，Tm = 0.18 s 电流反馈系数：β = 0.05V/A（≈10V/1.5Inom） 转速反馈系数：α = 0.007Vmin/r（≈10V/nnom） α、β 静态参数

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 静态指标：无静差； ● 设计要求： 静态指标：无静差； 动态指标：电流超调量 σ i≤5%；空载起动到额定转速时的转速超调量 σ n%≤10%。 （一）电流环的设计 1.确定时间常数 （1）整流装置滞后时间常数 Ts：三相桥式电路的平均失控时间Ts = 0.0017s（查表）。

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 （2）电流滤波时间常数Toi 三相桥式电路每个波头的时间是3.33 ms，为了基本滤平波头，应有(1~2)Toi =3.33 ms。因此取 Toi = 2 ms = 0.002 s 。 （3）电流环小时间常数T∑i按小时间常数近似处理，取T∑i = Ts+Toi= 0.0037 s 2.选择电流调节器结构 根据设计要求：σ i≤5%（较小），而且

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 因此可按典型I型系统设计。电流调节器选用PI型，其传递函数为 被控对象：   被控对象： 3. 选择电流调节器参数 ACR超前时间常数：τ i =Tl=0.03 s

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 电流环开环增益：要求σ i≤5%，应取KITΣi=0.5（查表），因此 于是，ACR的比例系数为   于是，ACR的比例系数为 4.校验近似条件 电流环截止频率 ωci =KI =135.1 1/s

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 现在， ， 满足近似条件。 现在， 满足近似条件 （1）晶闸管装置传递函数近似条件： 现在， ， 满足近似条件。 （2）忽略反电动势对电流环影响的条件： 现在， 满足近似条件  

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 （3）小时间常数近似处理条件： 现在 满足近似条件。 5. 计算调节器电阻和电容 电流调节器（带 滤波环节）

σ i%=4.3% <5%（查表），满足设计要求。 §2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 按所用运算放大器取R 0 =40 kΩ，各电阻和电容值计算如下 ，取40 kΩ ，取0.75μF ，取0.2μF 按照上述参数，电流环可以达到的动态指标为 σ i%=4.3% <5%（查表），满足设计要求。

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 根据所用测速发电机纹波情况，取Ton = 0.01 s （二）转速环的设计 1. 确定时间常数 （1）电流环等效时间常数为 2TΣi = 0.0074 s （2）转速滤波时间常数Ton 根据所用测速发电机纹波情况，取Ton = 0.01 s （3）转速环小时间常数TΣn 按小时间常数近似处理，取TΣn=2TΣi+Ton = 0.0174 s

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 2. 选择转速调节器结构 由于设计要求无静差，转速调节器必须含有积分环节；又根据动态要求，应按典型Ⅱ型系统设计转速环。故ASR选用PI调节器，其传递函数为 3. 选择转速调节器参数 按跟随和抗扰性能都较好的原则，取h =5，则ASR的超前时间常数为

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 转速开环增益 于是，ASR比例系数为 4. 校验近似条件 转速环截止频率为

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 （1）电流环传递函数简化条件： 现在 满足简化条件。 （2）小时间常数近似处理条件： 满足近似条件。

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 5. 计算调节器电阻与电容 转速调节器原理图 取R0=40 kΩ，则 ， 取470 kΩ ， 取0.2 μF ， 取1 μF

§2-4 按工程设计方法设计双闭环调速系统 6.校验转速超调量 按照第四个问题介绍的方法计算转速超调量，即 当h=5 时， ；而 因此 满足设计要求。

§2-5 转速超调的抑制—转速微分负反馈 本节提要 第二章 多环控制的直流调速系统 §2-5 转速超调的抑制—转速微分负反馈 本节提要 □ 问题的提出 □ 带转速微分负反馈双闭环调速系统的基本原理 □ 带微分负反馈的转速调节器实现

§2-5 转速超调的抑制—转速微分负反馈 一、问题的提出 前面所讲的转速、电流双闭环调速系统具有良好的稳态和动态性能，结构简单、工作可靠、调整方便。但它还存在不足。 1. 双闭环调速系统的不足 ① 转速必然有超调（退饱和）。 如实际中电梯的超调问题。 ② 有时还是不能充分满足动态性能的要求。特别 是各项指标之间有矛盾时，往往不可能都照顾 到。

§2-5 转速超调的抑制—转速微分负反馈 如要保证超调量不大，系统的快速性就受限制；要有很强的抗扰能力，跟随超调量就不会很小等等。 引入转速微分负反馈 为了弥补双闭环调速系统的不足，就要引入转速微分负反馈，它可以抑制转速超调直到消除超调。

二、带转速微分负反馈双闭环调速系统的 基本原理 §2-5 转速超调的抑制—转速微分负反馈 二、带转速微分负反馈双闭环调速系统的 基本原理 该系统转速负反馈之外，加了转速微分负反馈。从物理概念上看，当被调量还没有变化，只是有了变化的趋势，其微分量就已经起着反馈的作用了。因而有助于抑制振荡减小超调。 这时调节器的输入： 增加一项（负）     用微分负反馈的超前控制，使n 变化提前反映。

§2-5 转速超调的抑制—转速微分负反馈 也就是说，加强了负反馈，使转速调节器提前退饱和，压低了超调量。见下图。 转速微分负反馈对起动过程的影响

三、带微分负反馈的转速调节器实现 §2-5 转速超调的抑制—转速微分负反馈 Cdn：微分电容。作用主要是对转速信号进行微分。   虚地 微分环节 Cdn：微分电容。作用主要是对转速信号进行微分。 Rdn：滤波电阻。作用主要是滤波微分后带来的高频噪声。 惯性环节(当Tdn选的较小时，sn(s)微分环节就体现出来了)

第二章 多环控制的直流调速系统 §2-6 弱磁控制的直流调速系统 本节提要 □ 电机弱磁调速特性 □ 电枢电压与励磁配合 §2-6 弱磁控制的直流调速系统 本节提要 □ 电机弱磁调速特性 □ 电枢电压与励磁配合 □ 独立控制励磁的调速系统 □ 非独立控制励磁的调速系统

§2-6 弱磁控制的直流调速系统 一、电机弱磁调速特性 在他励直流电动机的调速方法中，前面讨论的调电压方法是从基速（即额定转速 nnom ）向下调速。 电机的自然机械特性： 如果需要从基速向上调速，则要采用弱磁调速的方法，通过降低励磁电流，以减弱磁通来提高转速。 一般没有单独（只用）调磁调速的。调速范围要求较大的负载可以采用调压和弱磁联合调速的方案。

§2-6 弱磁控制的直流调速系统 二、电枢电压与励磁配合 ♦两种调速方式 1. 恒转矩调速方式 调压调速是在Ф =Ф nom（不变），从基速（额定转速）往下调。按照电力拖动原理，在不同转速下长期运行时，为了充分利用电机，都应使电枢电流达到其额定值 I N。于是，由于电磁转矩 Te = Km Ф Id，在调压调速范围内，因为励磁磁通不变，容许的转矩也不变，称作“恒转矩调速方式”。

§2-6 弱磁控制的直流调速系统 2. 恒功率调速方式 弱磁调速则是在U d=U nom（不变），从基速往上调。转速越高，磁通越弱，容许的转矩不得不减少，转矩与转速的乘积则不变，即容许功率不变，是为“恒功率调速方式”。 ♦调压和弱磁配合控制 当负载要求的调速范围更大时，就不得不采用调压和弱磁配合控制的办法，即在基速以下保持磁通为额定值不变，只调节电枢电压，而在基速以上则把电压保持为额定值，减弱磁通升速，这样的配合控制特性示于下图。

§2-6 弱磁控制的直流调速系统 • 电枢电压与励磁配合控制特性 nnom nmax n O U TM  P nom Unom TM  变电压调速 弱磁调速 变压与弱磁配合控制特性

§2-6 弱磁控制的直流调速系统 三、独立控制励磁的调速系统 1. 系统设计要点： ♦ 在基速以下调压调速时，保持磁通为额定值不变； ♦ 在基速以上弱磁升速时，保持电压为额定值不变； ♦ 弱磁升速时，由于转速升高，使转速反馈电压也随着升高Un，因此必须同时提高转速给定电压Un*，否则转速不能上升。 在调压调速系统中进行弱磁调速，可以单独设置一个励磁电流调节器AFR，由AFR来控制励磁电流大小，从而控制磁通大小。如下图：

§2-6 弱磁控制的直流调速系统 2. 独立控制励磁的调速系统组成 V M ASR ACR UPE - n 独立控制励磁的调速系统结构 TA TG n ASR ACR U*n RP1 - Un Ui U*i + Uc TA V Ud Id UPE - AFR + GTFC Uif VFC U*if RP2 →If 励磁电流调节器 励磁电流给 定电位器→ 励磁电流可控整流装置 独立控制励磁的调速系统结构

◎由于需要分别调节RP1和RP2 ，因此称为独立控制励磁的调速系统。 §2-6 弱磁控制的直流调速系统 3. 系统工作原理 ♦在基速以下调压调速时， RP2 不变保持磁通为额定值，用RP1调节转速，此时，转速、电流双闭环系统起控制作用； ♦在基速以上弱磁升速时， 通过RP2 减少励磁电流给定电压，从而减少励磁磁通，以提高转速；为保持电枢电压为额定值不变，同时需要调节RP1 ，以提高电压。 ◎由于需要分别调节RP1和RP2 ，因此称为独立控制励磁的调速系统。

§2-6 弱磁控制的直流调速系统 四、非独立控制励磁的调速系统 在调压调速系统的基础上进行弱磁控制，调压与调磁的给定装置不应该完全独立，而是要互相关联的。从上图可以看出，在基速以下，应该在满磁的条件下调节电压，在基速以上，应该在额定电压下调节励磁，因此存在恒转矩的调压调速和恒功率的弱磁调速两个不同的区段。 实际运行中，需要选择一种合适的控制方法，可以在这两个区段中交替工作，也应该能从一个区段平滑地过渡到另一个区段中去，下图便是一种已在实践中证明很方便有效的控制系统，称作非独立控制励磁的调速系统。

§2-6 弱磁控制的直流调速系统 1. 系统组成 - If - - - - ～ TA + + Ui V Id U*i Uc → M ASR U*n → If M ASR ACR M UPE RPn Ud - Un Ui 电压隔离器 - Uv - n + AE TVD TG TG 电动势运算器 ～ + - Ue U*if Ucf U*e RPe AER AFR UPEF TAF - 电动势调节器 Uif 非独立控制励磁的调速系统

§2-6 弱磁控制的直流调速系统 2. 系统特点 ♦电枢电压控制回路仍采用常规的转速、电流双闭环控制； ♦励磁磁场控制回路也有两个控制环：电动势外环和励磁电流内环； ♦电枢电压控制回路和励磁磁场控制回路由电动势运算器AE获得的电动势信号联系在一起, 从变压调速转入弱磁升速是依靠这个联系信号自动进行的。

§2-6 弱磁控制的直流调速系统 3. 工作原理 （1）控制的基本思想: 根据 E = Ke Ф n 原理，若能保持电动势E 不变，则减少电动机的励磁磁通，可以达到提高转速的目的。 为此，在励磁控制系统中引入电动势调节器 AER，利用电动势反馈，使励磁系统在弱磁调速过程中保持电动势 E 基本不变。

§2-6 弱磁控制的直流调速系统 （2）电动势的检测： 由于直接电动势比较困难，因此，采用间接检测的方法。通过检测电压 Ud 和电流 Id，根据 E = Ud –RId + LdId / dt，由电动势运算器 AE ，算出电动势 E 的反馈信号 Ue 。 （3）电动势的给定： 由RP2提供基速时电动势的给定电压Ue* ，并使Ue* = 95% Unom。

§2-6 弱磁控制的直流调速系统 系统组成 - If - - - - ～ TA + + Ui V Id U*i Uc → M ASR ACR U*n → If M ASR ACR M UPE RPn Ud - Un Ui 电压隔离器 - Uv - n + AE TVD TG TG 电动势运算器 ～ + - Ue U*if Ucf U*e RPe AER AFR UPEF TAF - 电动势调节器 Uif 非独立控制励磁的调速系统

§2-6 弱磁控制的直流调速系统 ♦在基速以下调压调速： （4）控制过程： ♦在基速以下调压调速： • 设置 n < 95% nnom ， 则E < 95% Unom； 此时， Ue* > Ue ， AER饱和，相当于电势环开环； • AER的输出限幅值设置为满磁给定，加到励磁电流调节器AFR，由AFR调节保持磁通为额定值； • 用RP1调节转速，此时，转速、电流双闭环系统起控制作用；

§2-6 弱磁控制的直流调速系统 ♦在基速以上弱磁升速: 调节RP1提高转速给定电压，使转速上升。当 n > 95% Unom 时， E > 95% Unom，使 Ue* < Ue ，AER开始退饱和，减少励磁电流给定电压，从而减少励磁磁通，以提高转速，直到稳态。这时，U*n=U n。 ◎此系统的意义就是在于取消了单独的调磁电位器，利用调压系统同时控制励磁，因此为非独立控制励磁的调速系统。

第二章 多环控制的直流调速系统 谢谢！