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第3章 高频小信号放大电路 3.1 概述 3.2 晶体管高频等效电路 3.3 谐振放大器 3.4 宽频带放大器 3.5 集中选频放大器
第3章 高频小信号放大电路 3.1 概述 3.2 晶体管高频等效电路 3.3 谐振放大器 3.4 宽频带放大器 3.5 集中选频放大器 3.6 电噪声 3.7 集成高频放大电路的选用与实例介绍 3.8 章末小结
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第3章 高频小信号放大电路 3.1 概述 什么是高频小信号放大器？
第3章 高频小信号放大电路 概述 什么是高频小信号放大器？ 放大高频小信号（中心频率在几百kHz到几百MHz，频谱宽度在几kHz到几十MHz的范围）的放大器，称为高频小信号放大器。 按照所用器件，可分为晶体管、场效应管和集成电路放大器； 按照通过的频谱宽度，可分为窄带放大器、宽带放大器； 按照电路形式，可分为单级和级联放大器； 按照所用负载性质，可分为谐振放大器和非谐振放大器。
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谐振放大器：采用谐振回路（串并联及耦合回路）作负载的放大器。
谐振放大器不仅有放大作用，也有滤波或选频作用。
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高频小信号放大电路分为窄频带放大电路和宽频带放大电路两大类。前者对中心频率在几百千赫到几百兆赫, 频谱宽度在几千赫到几十兆赫内的微弱信号进行不失真的放大, 故不但需要有一定的电压增益, 而且需要有选频能力。后者对几兆赫至几百兆赫较宽频带内的微弱信号进行不失真的放大, 故要求放大电路的下限截止频率很低(有些要求到零频即直流), 上限截止频率很高。
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窄频带放大电路由双极型晶体管(以下简称晶体管)、场效应管或集成电路等有源器件提供电压增益, LC谐振回路、陶瓷滤波器、石英晶体滤波器或声表面波滤波器等器件实现选频功能。它有两种主要类型：以分立元件为主的谐振放大器和以集成电路为主的集中选频放大器。 宽频带放大电路也是由晶体管、场效应管或集成电路提供电压增益。为了展宽工作频带,不但要求有源器件的高频性能好, 而且在电路结构上采取了一些改进措施。
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衡量高频小信号放大器的主要性能指标： （1）电压增益与功率增益 电压增益等于输出电压与输入电压之比；功率增益等于放大器输出给负载的功率与输入功率之比。 （2）通频带 放大器的电压增益下降到最大值的 倍时，所对应的频带宽度，也称-3dB带宽，常用 表示，也有用BW表示的。 （3）矩形系数 表征放大器选择性好坏的一个参量。理想的频带放大器应该对通频带内的频谱分量有同样的放大能力，而对通频带以外的频谱分量要完全抑制。所以理想的频带放大器的频响曲线应是矩形。但实际的频响曲线与矩形有较大的差异。
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矩形系数用来表示实际响应曲线接近理想矩形的程度，用
表示。 是放大器的电压增益下降到最大值的0.1倍时所对应的频带宽度。 （4）工作稳定性 指放大器的直流偏置、晶体管参数、电路元件参数等发生可能变化时，放大器的主要性能的稳定程度。一般的不稳定现象是增益变化、中心频率偏移、通频带变化、谐振曲线变形等，极端情况是自激。 （5）噪声系数 表征放大器的噪声性能好坏的一个参量。希望噪声越小越好，噪声系数接近于1。
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高频小信号放大电路是线性放大电路。Y参数等效电路和混合π型等效电路是分析高频晶体管电路线性工作的重要工具, 晶体管、场效应管和电阻引起的电噪声将直接影响放大器和整个电子系统的性能。本章将讨论这两部分内容，他们是高频电路的基础。
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3.2 晶体管高频等效电路 晶体管在高频线性运用时常采用两种等效电路进行分析, 一是混合π型等效电路, 一是Ｙ参数等效电路。
晶体管高频等效电路 晶体管在高频线性运用时常采用两种等效电路进行分析, 一是混合π型等效电路, 一是Ｙ参数等效电路。 前者是从模拟晶体管的物理机构出发, 用集中参数元件Ｒ、 Ｃ和受控源来表示管内的复杂关系。优点是各元件参数物理意义明确, 在较宽的频带内元件值基本上与频率无关。缺点是随器件不同而有不少差别, 分析和测量不方便。因而混合π型等效电路法较适合于分析宽频带小信号放大器。
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Ｙ参数法则是从测量和使用的角度出发, 把晶体管作为一个有源线性双口网络, 用一组网络参数构成其等效电路。优点是导出的表达式具有普遍意义, 分析和测量方便。 缺点是网络参数与频率有关。由于高频小信号谐振放大器相对频带较窄, 一般仅需考虑谐振频率附近的特性, 因而采用这种分析方法较合适。
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混合π型等效电路 图3．2．1是晶体管高频共发射极混合π型等效电路。 图中各元件名称及典型值范围如下： ｒbb′： 基区体电阻, 约１５Ω～５０Ω。 ｒb′e： 发射结电阻re折合到基极回路的等效电阻, 约几十欧到几千欧。 ｒb′c：集电结电阻, 约１０kΩ～１０MΩ。 ｒce：集电极—发射极电阻, 几十千欧以上。
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Cb′e：发射结电容, 约１０ 皮法到几百皮法。
Cb′c：集电结电容, 约几个皮法。 ｇm：晶体管跨导, 几十毫西门子以下。 由于集电结电容C b′c跨接在输入输出端之间, 是双向传输元件, 使电路的分析复杂化。为了简化电路, 可以把C b′c折合到输入端b′、 e之间, 与电容C b′e并联, 其等效电容为： CM=(1+gmR'L)Cb’c (3.2.1) 即把Cb′c的作用等效到输入端, 这就是密勒效应。其中gm是晶体管跨导, R′L是考虑负载后的输出端总电阻, CM称为密勒电容。
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另外, 由于rce和rb’c较大, 一般可以将其开路。这样, 利用密勒效应后的简化高频混合π型等效电路如图3.2.2所示。
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与各参数有关的公式如下： re= rb′e=(1+β0)re Cb′e+Cb′c = (3.2.2)
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其中k为波尔兹曼常数, T是电阻温度(以绝对温度K计量), IEQ是发射极静态电流, β0是晶体管低频短路电流放大系数, fT是晶体管特征频率。
确定晶体管混合π型参数可以先查阅手册。 晶体管手册中一般给出r bb′、Cb′c、β0和fT等参数, 然后根据式(3.2.2)可以计算出其它参数。 注意各参数均与静态工作点有关。
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3.2.2Ｙ参数等效电路 图3.2.3是双口网络示意图。 双口网络即具有两个端口的网络。所谓端口是指一对端钮, 流入其中一个端钮的电流总是等于流出另一个端钮的电流。 而四端网络虽然其外部结构与双口网络相同, 但对流入流出电流没有类似的规定, 这是两者的区别。 对于双口网络, 在其每一个端口都只有一个电流变量和一个电压变量, 因此共有四个端口变量。如设其中任意两个为自变量, 其余两个为应变量, 则共有六种组合方式, 也就是有六组可能的方程用以表明双口网络端口变量之间的相互关系。 Ｙ参数方程就是其中的一组, 它是选取各端口的电压为自变量, 电流为应变量, 其方程如下：
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其中ｙ11、ｙ12、ｙ21、ｙ22四个参数均具有导纳量纲, 且:
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所以Ｙ参数又称为短路导纳参数, 即确定这四个参数时必须使某一个端口电压为零, 也就是使该端口交流短路。
现以共发射极接法的晶体管为例, 将其看作一个双口网络, 如图3．2．4所示, 相应的Ｙ参数方程为： (3.2.3)
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其中, 输入导纳 （3.2.4) 正向传输导纳 (3.2.5) 反向传输导纳 (3.2.6) 输出导纳 (3.2.7)
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图中受控电流源 表示输出电压对输入电流的控制作用（反向控制）； 表示输入电压对输出电流的控制作用（正向控制）。正向传输导纳ｙfe越大, 表示晶体管的放大能力越强；反向传输导纳ｙre越大, 表示晶体管的内部反馈越强。ｙre的存在, 对实际工作带来很大危害, 是谐振放大器自激的根源, 同时也使分析过程变得复杂, 因此应尽可能使其减小, 或削弱它的影响。 晶体管的Ｙ参数可以通过测量得到。根据Ｙ参数方程, 分别使输出端或输入端交流短路, 在另一端加上直流偏压和交流信号, 然后测量其输入端或输出端的交流电压和交流电流, 代入式(3.2.3)-(3.2.6)中就可求得。通过查阅晶体管手册也可得到各种型号晶体管的Ｙ参数。
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需要注意的是, Ｙ参数不仅与静态工作点的电压值、电流值有关, 而且是工作频率的函数。例如当发射极电流增加时, 输入与输出电导都将加大。 当工作频率较低时, 电容效应的影响逐渐减弱。所以无论是测量还是查阅晶体管手册, 都应注意工作条件和工作频率。 显然, 在高频工作时由于晶体管结电容不可忽略, Ｙ参数是一个复数。晶体管Ｙ参数中输入导纳和输出导纳通常可写成用电导和电容表示的直角坐标形式, 而正向传输导纳和反向传输导纳通常可写成极坐标形式, 即: yie=gie+jωCie yoe=goe+jωCoe yfe=|yfe|∠φfe yre=|yre|∠φre
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晶体管的高频参数 考虑电容效应后, 晶体管的电流增益是工作频率的函数。 下面介绍三个与电流增益有关的晶体管高频参数。 1. 共射晶体管截止频率ｆβ 共射短路电流放大系数 是指混合π型等效电路输出交流短路时, 集电极电流 与基极电流 的比值。从图3.2.1可以看到, 当输出端短路后, r b′e、Cb′e和Cb′c三者并联。
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取其模，得 其中 β0= gmr b′e fβ= (3.2.8) 由式(3.2.8)可知, β 的幅值随频率的增高而下降。 当下降到β0的 时, 对应的频率定义为共射晶体管截止频率fβ。
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2. 特征频率fT 当 |β| 的幅值下降到1时, 对应的频率定义为特征频率fT。 根据定义，有 则 一般地， 所以
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3 . 共基晶体管截止频率fα 共基短路电流放大系数 是晶体管用作共基组态时的输出交流短路参数, 即 的幅值也是随频率的增高而下降, fα定义为 的幅值下降到低频放大系数α0的 时的频率。
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三个高频参数之间的关系满足下列各式： fT≈β0fβ=g m rb’e f β fT≈α0fα fα＞fTfβ (3.2.9)
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谐 振 放 大 器 由晶体管、场效应管或集成电路与ＬＣ并联谐振回路组成的高频小信号谐振放大器广泛用于广播、电视、通信、雷达等接收设备中, 其作用是将微弱的有用信号进行线性放大并滤除不需要的噪声和干扰信号。 谐振放大器的主要性能指标是电压增益, 通频带和矩形系数。 本节仅分析由晶体管和LC回路组成的谐振放大器。
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单管单调谐放大器 １． 电路组成及特点 图3.3.1是一个典型的单管单调谐放大器。Ｃb与Ｃc分别是和信号源（或前级放大器）与负载（或后级放大器）的耦合电容, Ｃe是旁路电容。 电容Ｃ与电感Ｌ组成的并联谐振回路作为晶体管的集电极负载, 其谐振频率应调谐在输入有用信号的中心频率上。回路与本级晶体管的耦合采用自耦变压器耦合方式, 这样可减弱晶体管输出导纳对回路的影响。
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图 单管单调谐放大电路
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负载（或下级放大器）与回路的耦合采用自耦变压器耦合和电容耦合方式, 这样, 既可减弱负载（或下级放大器）导纳对回路的影响, 又可使前、 后级的直流供电电路分开。另外, 采用上述耦合方式也比较容易实现前、 后级之间的阻抗匹配。 ２． 电路性能分析 为了分析单管单调谐放大器的电压增益, 图3.3.2给出了其等效电路。其中晶体管部分采用了Ｙ参数等效电路, 忽略了反向传输导纳ｙre的影响。输入信号源用电流源 并联源导纳Ｙs表示, 负载假定为另一级相同的单调谐放大器, 所以用晶体管输入导纳ｙie表示。
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单管单调谐放大器的电压增益为： (3.3.1) 我们先求 与 的关系式, 然后求出 与 的关系, 即可导出 与 之比, 即电压增益 。因为负载的接入系数为ｎ2, 晶体管的接入系数为ｎ1, 所以负载等效到回路两端的导纳为n22yie。 设从集电极和发射极之间向右看的回路导纳为Y'L, 则: (3.3.2)
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由于 是 上的电压, 且 与 相位相反, 所以 (3.3.3) 由Y参数方程(3.2.3)可知: (3.3.4) 代入式(3.3.3)可得: (3.3.5) 根据自耦变压器特性 因此
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(3.3.6) 将式(3.3.5)与(3.3.6)代入(3.3.1), 可得 (3.3.7) 其中, YL=n21Y′L是Y′L等效到谐振回路两端的导纳, 它包括回路本身元件Ｌ、Ｃ、ｇe0和负载导纳总的等效值, 即 YL=(ge0+jωC n22yie (3.3.8)
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根据式（3.2.7）, 将式（3.3.8）代入（3.3.7）中, 则: (3.3.9) 其中ｇΣ与ＣΣ分别为谐振回路总电导和总电容: gΣ=n21goe+n22gie+ge0 CΣ=n21Coe+n22Cie+C 谐振频率 (3.3.10) (3.3.11) 或
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回路有载ＱL值 QL= (3.3.12) 以上几个公式说明, 考虑了晶体管和负载的影响之后, 放大器谐振频率和Ｑ值均有变化。 放大器谐振时， ， 谐振频率处放大器的电压增益 (3.3.13) 其电压增益振幅 |Au0 |= (3.3.14)
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根据N(f)定义, 可写出放大器电压增益振幅的另一种表达式
Au= 由式（3.3.15）可知, 单管单调谐放大器的单位谐振函数N(f)与其并联谐振回路的单位谐振函数相同, 且都可以写成： (3.3.15) (3.3.16)
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由于ｙfe是复数, 有一个相角∠φfe, 所以一般来说, 图3.3.1所示放大器输出电压与输入电压之间的相位并非正好相差180°。
另外, 由上述公式可知, 电压增益振幅与晶体管参数、 负载电导、回路谐振电导和接入系数有关： (1) 为了增大Ａu0, 应选取|yfe|大, ｇoe小的晶体管。 (2) 为了增大Ａu0, 要求负载电导小, 如果负载是下一级放大器, 则要求其ｇie小。 (3) 回路谐振电导ｇe0越小, Ａu0越大。而ｇe0取决于回路空载Ｑ值Ｑ0, 与Ｑ0成反比。
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(4) Ａu0与接入系数ｎ1、ｎ2有关, 但不是单调递增或单调递减关系。由于ｎ1和ｎ2还会影响回路有载Ｑ值Ｑe, 而Ｑe又将影响通频带,所以ｎ1与ｎ2的选择应全面考虑, 选取最佳值。 实际放大器的设计是要在满足通频带和选择性的前提下, 尽可能提高电压增益。 在单管单调谐放大器中, 选频功能由单个并联谐振回路完成, 所以单管单调谐放大器的矩形系数与单个并联谐振回路的矩形系数相同, 其通频带则由于受晶体管输出阻抗和负载的影响, 比单个并联谐振回路加宽, 因为有载Q值小于空载Q值。 例3.1 在图3.3.1中, 已知工作频率ｆ0＝３０MHz, Ｖcc＝６Ｖ, Ｉe＝２ mA。晶体管采用３ＤＧ４７型高频管。其Ｙ参数在上述工作条件和工作频率处的数值如下：
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gie=12mS,Cie=12pF；goe=400μS,Coe=95pF；|yfe|=583mS, ∠φfe=-22°；|yre|=310μS, ∠φre=-888°,回路电感Ｌ＝１４μH, 接入系数ｎ1＝１, ｎ2＝０３, Ｑ0＝１００。 负载是另一级相同的放大器。 求谐振电压增益振幅Ａu0和通频带ＢＷ0.7，并求回路电容Ｃ是多少时, 才能使回路谐振？ 所以 gΣ =ge0+n21goe+n22gie =37.9× × ×12×10-3 =0.55×10-3S
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从而 Au0= 因为 又 所以 由 Qe= 可得
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从对单管单调谐放大器的分析可知, 其电压增益取决于晶体管参数、 回路与负载特性及接入系数等, 所以受到一定的限制。如果要进一步增大电压增益, 可采用多级放大器。
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多级单调谐放大器 如果多级放大器中的每一级都调谐在同一频率上, 则称为多级单调谐放大器。 设放大器有ｎ级, 各级电压增益振幅分别为Ａu1, Ａu2, …, Ａun, 则总电压增益振幅是各级电压增益振幅的乘积, 即 Ａn＝Ａu1Ａu2…Ａun (3.3.17) 如果每一级放大器的参数结构均相同, 根据式（3.3.15）, 则总电压增益振幅 An=(Au1)n= (n1n2)n|yfe|n (3.3.18)
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谐振频率处电压增益振幅 (3.3.19) 单位谐振函数 N（f）= (3.3.20) ｎ级放大器通频带 (3.3.21) BWn=2Δf 0.7= 由上述公式可知, ｎ级相同的单调谐放大器的总增益比单级放大器的增益提高了, 而通频带比单级放大器的通频带缩小了, 且级数越多, 频带越窄。
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换句话说, 如多级放大器的频带确定以后, 级数越多, 则要求其中每一级放大器的频带越宽。所以, 增益和通频带的矛盾是一个严重的问题, 特别是对于要求高增益宽频带的放大器来说, 这个问题更为突出。这一特性与低频多级放大器相同。 例3.2 某中频放大器的通频带为６MHz, 现采用两级或三级相同的单调谐放大器, 两种情况下对每一级放大器的通频带要求各是多少？ 解: 根据式（3.3.21）, 当n=2时, 因为
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所以, 要求每一级带宽 同理, 当ｎ＝３时, 要求每一级带宽 根据矩形系数定义, 当Δｆ＝Δｆ0.1时, Ａn／Ａn0＝01, 由式（3.3.20)可求得: 所以, ｎ级单调谐放大器的矩形系数
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从表中可以看出, 当级数ｎ增加时, 放大器矩形系数有所改善, 但这种改善是有一定限度的, 最小不会低于2.56。
表3.3.1列出了Ｋn0.1与ｎ的关系。 表 单调谐放大器矩形系数与级数的关系 级数n 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 矩形系数Kn01 9.95 4.90 3.74 3.40 3.20 3.10 3.00 2.93 2.89 2.85 2.56 从表中可以看出, 当级数ｎ增加时, 放大器矩形系数有所改善, 但这种改善是有一定限度的, 最小不会低于2.56。
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谐振放大器的稳定性 共射电路由于电压增益和电流增益都较大, 所以是谐振放大器的常用形式。 以上我们在讨论谐振放大器时, 都假定了反向传输导纳ｙre＝０, 即晶体管单向工作, 输入电压可以控制输出电流, 而输出电压不影响输入。实际上ｙre≠0, 即输出电压可以反馈到输入端, 引起输入电流的变化, 从而可能引起放大器工作不稳定。如果这个反馈足够大, 且在相位上满足正反馈条件, 则会出现自激振荡。 为了提高放大器的稳定性, 通常从两个方面着手。一是从晶体管本身想办法, 减小其反向传输导纳ｙre值。
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ｙre的大小主要取决于集电极与基极间的结电容Ｃb′c（由混合π型等效电路图可知, Ｃb′c跨接在输入、 输出端之间）, 所以制作晶体管时应尽量使其Ｃb′c减小, 使反馈容抗增大, 反馈作用减弱。二是从电路上设法消除晶体管的反向作用, 使它单向化。 具体方法有中和法与失配法。 中和法是在晶体管的输出端与输入端之间引入一个附加的外部反馈电路（中和电路）, 以抵消晶体管内部参数ｙre的反馈作用。由于ｙre的实部（反馈电导）通常很小, 可以忽略, 所以常常只用一个电容ＣN来抵消ｙre的虚部（反馈电容）的影响, 就可达到中和的目的。
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为了使通过ＣN的外部电流和通过Ｃb′c的内部反馈电流相位相差１８０°,从而能互相抵消, 通常在晶体管输出端添加一个反相的耦合变压器。图3.3.3（ａ）所示为收音机常用的中和电路, （ｂ）是其交流等效电路。 为了直观, 将晶体管内部电容Ｃb′c画在了晶体管外部。
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由于ｙre是随频率而变化的, 所以固定的中和电容ＣN只能在某一个频率点起到完全中和的作用, 对其它频率只能有部分中和作用, 又因为ｙre是一个复数, 中和电路应该是一个由电阻和电容组成的电路, 但这给调试增加了困难。另外, 如果再考虑到分布参数的作用和温度变化等因素的影响, 中和电路的效果很有限。 失配法通过增大负载电导ＹL, 进而增大总回路电导, 使输出电路严重失配, 输出电压相应减小, 从而反馈到输入端的电流减小, 对输入端的影响也就减小。可见, 失配法是用牺牲增益而换取电路的稳定。
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用两只晶体管按共射—共基方式连接成一个复合管是经常采用的一种失配法。 图3.3.4是其结构原理图。
由于共基电路的输入导纳较大, 当它和输出导纳较小的共射电路连接时, 相当于使共射电路的负载导纳增大而失配, 从而使共射晶体管内部反馈减弱, 稳定性大大提高。
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由于ｙre是随频率而变化的, 所以固定的中和电容ＣN只能在某一个频率点起到完全中和的作用, 对其它频率只能有部分中和作用, 又因为ｙre是一个复数, 中和电路应该是一个由电阻和电容组成的电路, 但这给调试增加了困难。 另外, 如果再考虑到分布参数的作用和温度变化等因素的影响, 中和电路的效果很有限。 失配法通过增大负载电导ＹL, 进而增大总回路电导, 使输出电路严重失配, 输出电压相应减小, 从而反馈到输入端的电流减小, 对输入端的影响也就减小。可见, 失配法是用牺牲增益而换取电路的稳定。
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宽频带放大器 宽频带放大器既要有较大的电压增益, 又要有很宽的通频带, 所以常用电压增益Au和通频带BW的乘积作为衡量其性能的重要指标, 称为增益带宽积, 写成G·BW=AufH。此处的通频带用上限截止频率fH表示, 因为宽频带放大器的下限截止频率fL一般很低或为零频。Au是电压增益幅值。增益带宽积越大的宽频带放大器的性能越好。 宽频带放大器既可以由晶体管和场效应管组成, 也可以由集成电路组成。 本节以单级差分放大器为例进行分析, 可以推广到由差分电路组成的单级或多级集成电路宽频带放.
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单级差分宽频带放大器 集成宽频带放大器常采用单级或多级差分电路形式。 由于单级共射电路可看成是单级差分电路的差模半电路, 所以先分析单级共射电路的电压增益和通频带(用上限截止频率fH表示)。 宽频带放大器中的晶体管特性适合采用混合π型等效电路。图3.4.1(a)、 (b)分别是共射电路的交流通路和高频等效电路。 设R′L是交流负载，且 Z b′e= rb′e‖ =
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Ct=Cb′e+CM=Cb′e+(1+gmR′L)
Rt=r b′e‖r bb′= (3.4.3) 则 (3.4.4)
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其中ωH= , 即上限截止频率 fH= (3.4.7) 下面继续推导差分电路的差分电压增益和上限截止频率。 图3.4.2是一个双端输入双端输出的差分放大电路。 它的差模电压增益与单管共射电路的电压增益 相同。 此处R′L=Rc‖ 。上限截止频率fH与式(3.4.7)相同。 增益带宽积
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G·BW= 例3.3 在图3.4.2所示差分放大器中, V1管和V2管的参数相同, 在IEQ=1mA时，均为β0=100, rbb′=50Ω, Cb′c=2pF, fT=200MHz。RC=2 kΩ，RL=10 kΩ。计算此差分放大器的差模电压增益、 上限截止频率和增益带宽积。 解: 先求晶体管混合π型参数。根据式(3.2.2)和式(3.2.1)可以得出： re=
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gm≈ R b′e=(1+βo)r e=(1+100)·26=2.6 kΩ R′L=Rc‖ RL=2k‖5k≈1.43kΩ CM=(1+gmR′L)Cb'c=(1+0.04×1.43×103)×2×10-12≈116pF C b′e= 然后求差模电压增益、上限截止频率和增益带宽积。 由式(3.4.2)和式(3.4.3)可以求得：
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G·BW=Aud·fH=56×22.46×106=1.26×109 如果在图3.4.2所示差分放大器中, 两个晶体管的基极上各外接一个电阻Rb, 这时的电路如图3.4.3所示。容易看出, 与图3.4.1(b)比较, 在图3.4.3对应的差模半电路的交流等效电路中, Rb与rbb′串联, 定义 R’b=Rb+rbb' (3.4.10) 则相应的 R′t=r b′e‖R′b (3.4.11)
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对于差分放大器的其它三种组态, 即双端输入单端输出、 单端输入双端输出和单端输入单端输出, 读者可以根据《模拟电子线路》课程中的知识, 分别推导出相应的差模电压增益和上限截止频率公式。
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展宽放大器频带的方法 在实际宽频带放大电路中, 要展宽通频带, 也就是要提高上限截止频率, 主要有组合法和反馈法两种方法。 1 组合电路法 在集成宽频带放大器中广泛采用共射-共基组合电路, 如图3.4.4所示。 共射电路的电流增益和电压增益都较大, 是放大器最常用的一种组态。 但它的上限截止频率较低, 从而带宽受到限制, 这主要是由于密勒效应的缘故。
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图 集成宽带放大器中的共射—共基电路
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CM=(1+gmR'L)Cb’c (3.2.1) 从式(3.2.1)可以看到, 集电结电容C b′c等效到输入端以后, 电容值增加为原来的(1+gmR′L)倍。 虽然Cb′c数值很小, 一般仅几个皮法, 但ＣM一般却很大。 密勒效应使共射电路输入电容增大、容抗减小, 且随频率的增大容抗更加减小, 因此高频性能降低。 在共基电路和共集电路中, Ｃb′c或者处于输出端, 或者处于输入端, 无密勒效应, 所以上限截止频率远高于共射电路。 在图3.4.4所示共射—共基组合电路中, 上限频率由共射电路的上限截止频率决定。
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利用共基电路输入阻抗小的特点, 将它作为共射电路的负载, 使共射电路输出总电阻Ｒ’L大大减小, 进而使密勒电容ＣM大大减小, 高频性能有所改善, 从而有效地扩展了共射电路亦即整个组合电路的上限截止频率。由于共射电路负载减小, 所以电压增益减小。但这可以由电压增益较大的共基电路进行补偿。而共射电路的电流增益不会减小, 因此整个组合电路的电流增益和电压增益都较大。 在集成电路里, 可以采用共射—共基差分对电路。图3.4.5所示国产宽带放大器集成电路ＥＲ４８０３（与国外产品Ｕ２３５０, Ｕ２４５０相当）里采用了这种电路, 它的带宽可达到１ ＧＨz。
76
该电路由V1、V3（或V4）与V2、V6(或V5)组成共射—共基差分对, 输出电压特性由外电路控制。 如外电路使Ｉb2＝０, Ｉb1≠０时, V8和V4 、V5截止, 信号电流由V1、V2流入V3、 V6后输出。 如外电路使Ｉb1＝０, Ｉb2≠０时, V7和V3、V6截止, 信号电流由V1、V2 流入V4、V5后输出, 输出极性与第一种情况相反。 如外电路使Ｉb1＝Ｉb2时, 通过负载的电流则互相抵消, 输出为零。Ｃe用于高频补偿, 因高频时容抗减小, 发射极反馈深度减小, 使频带展宽。这种集成电路常用作３５０ MHz以上宽带示波器中的高频、 中频和视频放大。
77
采用共集—共基, 共集—共射等组合电路也可以提高上限截止频率。
例3.4 已知晶体管混合π型参数与例2.3中相同, 分别求出图例 2.4(a)、 (b)所示共射—共基电路和单管共射电路的电压增益和上限截止频率。交流负载Ｒ'L=15kΩ。 解: 先求共射—共基电路的电压增益和上限截止频率。共射—共基电路的交流等效电路如图例3.4(c)所示, 其中虚线框内是共基电路混合π型等效电路。 在共射电路中， 由式(2.4.5)可以写出:
79
其中 注意此时共射电路的输出端负载电阻是re。 因为
80
其中 是共射电路输出电压或共基电路输入电压，所以
其中
81
代入已知各参数, 可求得： 因为 f1<<f2, f1<f3
82
因为gm≈ , 所以共射—共基电路的电压增益幅值与单级共射电路大致相同, 上限截止频率提高为单级共射电路的4倍多。
２ 负反馈法 调节负反馈电路中的某些元件参数, 可以改变反馈深度, 从而调节负反馈放大器的增益和频带宽度。如果以牺牲增益为代价, 可以扩展放大器的频带, 其类型可以是单级负反馈, 也可以是多级负反馈。 单管负反馈放大器可以采用电流串联和电压并联两种反馈电路, 其交流等效电路分别如图3.4.6（ａ）、（ｂ）所示。
84
其中电流串联负反馈电路的特点是输入、输出阻抗高, 所以适合与低内阻的信号电压源连接。电压并联负反馈电路的特点是输入、输出阻抗低, 所以适合与高内阻的信号电流源连接在集成电路里, 用差分电路代替单管电路, 将电流串联负反馈电路和电压并联负反馈电路级联, 可提高上限截止频率。图3.4.7所示Ｆ７３３集成宽带放大电路中, V1、 V2组成电流串联负反馈差分放大器, V3～V6组成电压并联负反馈差分放大器(其中V5和V6兼作输出级), V7～V11为恒流源电路。改变第一级差放的负反馈电阻, 可调节整个电路的电压增益。
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将引出端⑨和④短接, 增益可达４００倍； 将引出端10和③短接, 增益可达１００倍。各引出端均不短接, 增益为１０倍。以上三种情况下的上限截止频率依次为４０MHz, ９０ MHz和１２０ MHz。
图3.4.8给出了F733用作可调增益放大器时的典型接法。图中电位器R是用于调节电压增益和带宽的。当R调到零时, ④与⑨短接, 片内V1与V2发射极短接, 增益最大, 上限截止频率最低；当R调到最大时, 片内V1与V2发射极之间共并联了5个电阻, 即片内R3, R4, R5, R6和外接电位器R, 这时交流负反馈最强, 增益最小, 上限截止频率最高。可见, 这种接法使得电压增益和带宽连续可调。
88
集中选频放大器 第3.3.3节介绍的谐振放大器可用于对窄带信号的选频放大。 为了提高增益, 一般常采用多级放大电路。对于多级放大电路, 要求每级均有LC谐振回路, 故不易获得较宽的通频带, 选择性也不够理想。且安装调试麻烦，不适合批量生产。随着电子技术的发展, 窄带信号的放大越来越多地采用集中选频放大器。 在集中选频放大器里, 先采用矩形系数较好的集中滤波器进行选频, 然后利用单级或多级集成宽带放大电路进行信号放大。前者以集中预选频代替了逐级选频, 减小了调试的难度, 后者可充分发挥线性集成电路的优势。
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集中选频放大器中宽频带放大电路部分已在上一节介绍了, 下面仅讨论集中滤波器。
集中滤波器的任务是选频, 要求在满足通频带指标的同时, 矩形系数要好。其主要类型有集中ＬＣ滤波器、陶瓷滤波器和声表面波滤波器等。集中ＬＣ滤波器通常由一节或若干节ＬＣ网络组成, 根据网络理论, 按照带宽、 衰减特性等要求进行设计, 目前已得到了广泛应用。 图3.5.1给出了一种集中ＬＣ网络结构。 陶瓷滤波器是由压电陶瓷材料做成的具有选频特性的器件。 它具有无需调谐、体积小、 加工方便等优点, 但工作频率不太高（几十兆赫兹以下）, 相对频宽较窄。
91
目前, 应用最普遍的集中滤波器是声表面波滤波器。 声表面波滤波器ＳＡＷＦ（Ｓurface Ａcoustic Ｗave Ｆilter）是利用某些晶体的压电效应和表面波传播的物理特性制成的一种新型电—声换能器件。所谓压电效应是指：当晶体受到应力作用时, 在它的某些特定表面上将出现电荷, 而且应力大小与电荷密度之间存在着线性关系, 这是正压电效应；当晶体受到电场作用时, 在它的某些特定方向上将出现应力变化, 而且电场强度与应力变化之间存在着线性关系, 这是逆压电效应。自20世纪60年代中期问世以来, 声表面波滤波器的发展非常迅速。它不仅不需要调整, 而且具有良好的幅频特性和相频特性, 其矩形系数接近１。 图3.5.2是声表面波滤波器基本结构、符号和等效电路。
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声表面波滤波器是在经过研磨抛光的极薄的压电材料基片上, 用蒸发、光刻、腐蚀等工艺制成两组叉指状电极, 其中与信号源连接的一组称为发送叉指换能器, 与负载连接的一组称为接收叉指换能器。当把输入电信号加到发送换能器上时, 叉指间便会产生交变电场。 由于逆压电效应的作用, 基体材料将产生弹性变形, 从而产生声波振动。向基片内部传送的体波会很快衰减, 而表面波则向垂直于电极的左、右两个方向传播。向左传送的声表面波被涂于基片左端的吸声材料所吸收, 向右传送的声表面波由接收换能器接收, 由于正压电效应, 在叉指对间产生电信号, 并由此端输出。
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声表面波滤波器的滤波特性,如中心频率、频带宽度、频响特性等一般由叉指换能器的几何形状和尺寸决定。这些几何尺寸包括叉指对数、 指条宽度a、 指条间隔b、 指条有效长度Ｂ和周期长度Ｍ等。
目前声表面波滤波器的中心频率可在１０MHz～１ＧHz之间, 相对带宽为５%～５０%, 插入损耗最低仅几个分贝, 矩形系数可达１２。 为了保证对信号的选择性要求, 声表面波滤波器在接入实际电路时必须实现良好的匹配。图2.5.3所示为一接有声表面波滤波器的预中放电路, 滤波器输出端与一宽带放大器相接。
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3.6 电噪声 人们收听广播时, 常常会听到“沙沙”声； 观看电视时, 常常会看到“雪花”似的背景或波纹线, 这些都是接收机中的放大器和其它元器件存在噪声的结果。 噪声对有用信号的接收产生了干扰, 特别是当有用信号较弱时, 噪声的影响就更为突出, 严重时会使有用信号淹没在噪声之中而无法接收。 噪声的种类很多。 有的是从器件外部窜扰进来的, 称为外部噪声；有的是器件内部产生的, 称为内部噪声。本书只介绍内部噪声。 内部噪声源主要有电阻热噪声、 晶体管噪声和场效应管噪声三种。
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电阻热噪声 电阻热噪声是由于电阻内部自由电子的热运动产生的。 在运动中自由电子经常相互碰撞, 因而其运动速度的大小和方向都是不规则的。 温度越高, 运动越剧烈。只有当温度下降到绝对零度时, 运动才会停止。自由电子这种热运动在导体内形成非常微弱的电流, 这种电流呈杂乱起伏的状态, 称为起伏噪声电流。起伏噪声电流流过电阻本身就会在其两端产生起伏噪声电压。 由于起伏噪声电压的变化是不规则的, 其瞬时振幅和瞬时相位是随机的, 所以无法计算其瞬时值。起伏噪声电压的平均值为零, 噪声电压正是不规则地偏离此平均值而起伏变化。
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但是, 起伏噪声的均方值是确定的, 可以用功率计测量出来。实验发现, 在整个无线电频段内, 当温度一定时, 单位电阻上所消耗的平均功率在单位频带内几乎是一个常数, 即其功率频谱密度是一个常数。对照白光内包含了所有可见光波长这一现象, 人们把这种在整个无线电频段内具有均匀频谱的起伏噪声称为白噪声。 阻值为Ｒ的电阻产生的噪声电流功率频谱密度和噪声电压功率频谱密度分别为：
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k=1.38×10-23J／K (3.6.3) 其中k是波尔兹曼常数, Ｔ是电阻温度, 以绝对温度Ｋ计量。 在频带宽度为ＢＷ内产生的热噪声均方值电流和均方值电压分别为： I2n=SI(f)·BW =4kTG ·BW (3.6.4) U2n=SU(f)·BW=4kTR ·BW (3.6.5) 所以, 一个实际电阻可以分别用噪声电流源和噪声电压源表示, 如图3.6.1所示。
101
理想电抗元件是不会产生噪声的, 但实际电抗元件是有损耗电阻的, 这些损耗电阻会产生噪声。对于实际电感的损耗电阻一般不能忽略, 而对于实际电容的损耗电阻一般可以忽略。
例2.5 试计算５１０kΩ电阻的噪声均方值电压和均方值电流各是多少？设Ｔ＝２９０K, ＢＷ＝１００kＨｚ。 解: U2n=4k·T·R·BW=4×1.38×10-23×290×510×103× ≈8.16×10-10Ｖ2 I2n=4k·T·BW／R=4×1.38×10-23×290×105／510×103) ≈3.14×10-21Ａ2
102
晶体管噪声 晶体管噪声主要包括以下四部分。 １ 热噪声 构成晶体管的发射区、基区、集电区的体电阻和引线电阻均会产生热噪声, 其中以基区体电阻rbb′的影响为主。 ２ 散弹噪声 散弹噪声是晶体管的主要噪声源。它是由单位时间内通过ＰＮ结的载流子数目随机起伏而造成的。人们将这种现象比拟为靶场上大量射击时弹着点对靶中心的偏离, 故称为散弹噪声。在本质上它与电阻热噪声类似, 属于均匀频谱的白噪声, 其电流功率频谱密度为: ＳI（ｆ）＝２ｑＩ (3.6.6)
103
其中Ｉ0是通过ＰＮ结的平均电流值, ｑ是每个载流子所载的电荷量。ｑ＝１５９×１０-19库仑。
注意, 在Ｉ0＝０时, 散弹噪声为零, 但是只要不是绝对零度, 热噪声总是存在。这是二者的区别。 ３ 分配噪声 在晶体管中, 通过发射结的非平衡载流子大部分到达集电结, 形成集电极电流, 而小部分在基区内复合, 形成基极电流。 这两部分电流的分配比例是随机的, 从而造成集电极电流在静态值上下起伏变化, 产生噪声, 这就是分配噪声。 分配噪声实际上也是一种散弹噪声, 但它的功率频谱密度是随频率变化的, 频率越高, 噪声越大。其功率频谱密度也可近似按式（3.6.6）计算。
104
４ 闪烁噪声 产生这种噪声的机理目前还不甚明了, 一般认为是由于晶体管表面清洁处理不好或有缺陷造成的, 其特点是频谱集中在约１kＨｚ以下的低频范围, 且功率频谱密度随频率降低而增大。在高频工作时, 可以忽略闪烁噪声。
105
场效应管噪声 场效应管是依靠多子在沟道中的漂移运动而工作的, 沟道中多子的不规则热运动会在场效应管的漏极电流中产生类似电阻的热噪声, 称为沟道热噪声, 这是场效应管的主要噪声源。 其次便是栅极漏电流产生的散弹噪声。场效应管的闪烁噪声在高频时同样可以忽略。 沟道热噪声和栅极漏电流散弹噪声的电流功率频谱密度分别是： SI(f)=4kT (3.6.7) SI(f)=2qIg (3.6.8) 其中ｇm是场效应管跨导, Ｉg是栅极漏电流。
106
额定功率和额定功率增益 在分析和计算噪声问题时, 用额定功率和额定功率增益概念可以使问题简化, 物理意义更加明确。 信号额定功率是指电压信号源 可能输出的最大功率。 当负载阻抗ＲL与信号源阻抗Ｒs匹配时, 信号源输出功率最大。 所以, 其额定功率为： PA= (3.6.9) 可见, 额定功率是表征信号源的一个参量, 与其实际负载值无关。
107
现在用额定功率来表示电阻的热噪声功率。 电阻R的噪声额定功率为:
PnA= (3.6.10) 由上式可见, 电阻的噪声额定功率只与温度及通频带有关, 而与本身阻值和负载无关（注意, 实际功率是与负载有关的）。 这一结论可以推广到任何无源二端网络。 额定功率增益ＧPA是指一个线性四端网络的输出额定功率ＰAo与输入额定功率ＰAi的比值。即: （3.6.11）
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可见, 额定功率增益是表征线性四端网络的一个参量。 只要网络与其信号源电路确定, 则额定功率增益就是一个定值, 而与该网络输入、输出电路是否匹配无关。
例 求图例2.6所示四端网络的额定功率增益。 解: 图示四端网络输入端额定功率ＰAi也就是输入信号源 的额定功率, 即: 从四端网络输出端往左看, 其戴维南等效电路是由信号源 与电阻Ｒs＋Ｒ串联组成, 所以输出端额定功率为:
110
PAo= 所以, 额定功率增益 GPA= 可见, 图示四端网络的额定功率增益仅与网络电阻和信号源内阻有关, 与负载无关, 且无论网络输入、输出端是否匹配均为一固定值。
111
线性四端网络的噪声系数 为了使放大器能够正常工作, 除了要满足增益、 通频带、 选择性等要求之外, 还应对放大器的内部噪声给以限制, 一般是对放大器的输出端提出满足一定信噪比的要求。对于其它线性四端网络也有同样的要求。 所谓信噪比是指四端网络某一端口处信号功率与噪声功率之比。 信噪比SNR(Signal to Noise Ratio)通常用分贝数表示, 写作： SNR= (3.6.12) 其中Ｐs、Ｐn分别为信号功率与噪声功率。下面以放大器为例来推导线性四端网络的噪声系数。
112
１ 噪声系数定义 如果放大器内部不产生噪声, 当输入信号与噪声通过它时, 二者都得到同样的放大, 那么放大器的输出信噪比与输入信噪比相等。而实际放大器是由晶体管和电阻等元器件组成,热噪声和散弹噪声构成其内部噪声, 所以输出信噪比总是小于输入信噪比。为了衡量放大器噪声性能的好坏, 提出了噪声系数这一性能指标。 放大器的噪声系数NF(Noise Figure)定义为输入信噪比与输出信噪比的比值, 即: （3.6.13）
113
上述定义可推广到所有线性四端网络。 如果用分贝数表示, 则写作: NF=10lg (3.6.14) 从式（3.6.13）可以看出, ＮＦ是一个大于或等于１的数。 其值越接近于１, 则表示该放大器的内部噪声性能越好。 式（3.6.13）中的Ｐni是随信号一起进入放大器的噪声功率, 其大小是随机的, 而噪声系数应是表征放大器内部噪声的确定值, 所以有必要对Ｐni标准化。
114
通常规定Ｐni是输入信号源内阻Ｒs的热噪声产生在放大器输入端的噪声功率, 而Ｒs的温度规定为２９０Ｋ, 称为标准噪声温度, 用Ｔ０表示。相应的噪声系数称为“标准噪声系数”（简称为噪声系数）。Ｐno是由Ｒs的热噪声和放大器内部噪声共同在放大器输出端产生的总噪声功率。 ２ 噪声系数的计算式 噪声系数ＮＦ可以改写成各种不同的表达形式, 以便于分析和计算。其中一种形式是用额定功率来代替实际功率, 即不用考虑实际负载的大小, 仅考虑一种最佳情况。这样, 噪声系数可写成：
115
（3.6.15） 根据式（3.6.11）额定功率增益 上式又可写成: （3.6.16） （3.6.17） 因为 （3.6.18） 其中ＰnAn是放大器内部噪声额定功率。 把这两个式子代入式（3.6.16）可得:
116
（3.6.19） 3 放大器内部噪声表达式 由式（3.6.19）可得到放大器内部噪声额定功率ＰnAn的表达式, 即: ＰnAn＝(ＮＦ－１)·ＧpA·k·Ｔ0·ＢＷ (3.6.20) 上式说明, 当ＮＦ＝１时, ＰnAn＝０, 进一步表明了噪声系数是衡量放大器内部噪声性能的参数。
117
４ 级联噪声系数 先考虑两级放大器。 设它们的噪声系数和额定功率增益分别为Ｎ Ｆ1、Ｎ Ｆ2和Ｇ PA1、Ｇ PA2, 且假定通频带也相同。 利用式（3．6．19）, 式中ＮＦ和ＧPA分别看作是两级放大器总的噪声系数和总的额定功率增益, 而总输出噪声额定功率 ＰnAo由两部分组成, 即: PnA0=PnAn1+PnAn (3.6.21) 其中 ＰnAn1＝(ＮＦ1－１)·ＧPA1·k·Ｔ0·ＢＷ (2.6.22) ＰnAn2＝(ＮＦ2－１)·ＧPA2·k·Ｔ0·ＢＷ (2.6.23)
118
将式（3.6.17）,（3.6.22）, （3.6.23）代入（3.6.21）中, 然后再将式（3.6.17）和（3.6.21）代入式（3.6.16）中, 最后可求得两级放大器总噪声系数为：
NF= (3.6.24) 对于n级放大器, 将其前(n-1)级看成是第一级, 第n级看成是第二级, 利用式(3.6.24)可推导出ｎ级放大器总的噪声系数为：
119
(3.6.25) 可见, 在多级放大器中, 各级噪声系数对总噪声系数的影响是不同的, 前级的影响比后级的影响大, 且总噪声系数还与各级的额定功率增益有关。 所以, 为了减小多级放大器的噪声系数, 必须降低前级放大器（尤其是第一级）的噪声系数, 而且增大前级放大器（尤其是第一级）的额定功率增益。 以上关于放大器噪声系数的分析结果适用于所有线性四端网络。
120
５ 无源四端网络的噪声系数 无源四端网络内部不含有源器件, 但总会含有耗能电阻, 所以从噪声角度来说, 可以等效为一个电阻网络。根据式（3.6.10）, 电阻的噪声额定功率与阻值无关,均为k·T·BW, 所以无源四端网络的输入噪声额定功率ＰnAi和输出噪声额定功率ＰnAo相同, 均为k·Ｔ·ＢＷ,代入式（3.6.16）可知无源四端网络噪声系数 例3.7 某接收机由高放、 混频、中放三级电路组成。已知混频器的额定功率增益ＧPA2＝０.２, 噪声系数ＮＦ2＝１０ｄＢ, 中放噪声系数ＮＦ3＝６ｄＢ, 高放噪声系数ＮＦ1＝３ｄＢ。
121
如要求加入高放后使整个接收机总噪声系数降低为加入前的十分之一, 则高放的额定功率增益ＧPA1应为多少？
解: 先将噪声系数分贝数进行转换。 ３ｄＢ、１０ｄＢ、 ６ ｄＢ分别对应为２、１０、４。 因为, 未加高放时接收机噪声系数 所以, 加高放后接收机噪声系数应为:
122
又 所以 由例3.7可以看到, 加入一级高放后反而使整个接收机噪声系数大幅度下降, 其原因在于整个接收机的噪声系数并非只是各级噪声系数的简单迭加, 而是各有一个不同的加权系数, 这从式（3.6.25）很容易看出。未加高放前, 原作为第一级的混频器噪声系数较大, 额定功率增益小于１； 而加入后的第一级高放噪声系数小, 额定功率增益大。由此可见, 第一级采用低噪声高增益电路是极其重要的。
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等效输入噪声温度 除了噪声系数之外, 等效输入噪声温度Ｔe（以下简称噪声温度）是衡量线性四端网络噪声性能的另一个参数。 噪声温度Ｔe是将实际四端网络内部噪声看成是理想无噪声四端网络输入端信号源内阻Ｒs在温度Ｔe时所产生的热噪声, 这样, Ｒs的温度则变为Ｔ0＋Ｔe, 这种等效关系如图3.6.2 所示。 由图3.6.2（ａ）并根据式(3.6.17)和(3.6.20)可以写出： PnAo=PnAiGpA+PnAn=k·T0·BW·G.GPA.NF 由图3.6.2（b）可写出:
125
ＰnAo＝k·(Ｔ0＋Ｔe)·ＢＷ·ＧPA (3.6.28)
NF= 或 Te=(NF-1)T (3.6.29) 可见, Ｔe值越大, 表示四端网络的噪声性能越差。 理想四端网络的Ｔe为零。 噪声温度Ｔe常用在低噪声接收系统中, 其特点是把噪声系数的尺度放大了, 便于比较。如某卫星电视接收机中高频（由低噪声高频放大器、 混频器、本机振荡器和中频放大器组成）有三种型号, 其噪声温度分别为２５Ｋ、２８ Ｋ和３０Ｋ, 对应的噪声系数分别为１０８６２, １０９６６和１１０３４。
126
3.6.7 噪声系数的测量 虽然线性电路(如晶体管放大器)有噪声模型，但是用计算 方法决定噪声系数是有一定困难(如模型中的一些参数很难准
确得到)的，因此常用测量的方法来确定一个电路和系统的噪 声系数。 随着频率范围、 采用仪器或要求精度不同，有多 种测量噪声系数的方法。 用噪声信号源的测量方法 下图是一测量系统的构成。 噪声 信号源 特测 放大器 辅助 放大器 均方 电压表
127
2. 无噪声源的测量方法 当无合适的噪声信号源，而又要测量部件或系统的噪 声系数时，可以采用间接的方法，与上图类似，将噪声信 号源换成一高频信号源即可。 测量的方法如下：设信号源的内阻为RS，并与系统匹配。 首先，关断信号源（保留源电阻），在系统的输出端测出噪声功率值或电压均方根值。 然后，加正弦信号，使输出电压远大于噪声电压值，测出中心频率的电压增益或功率增益，再改变信号源频率重复上述测量。
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3.6.8 降低噪声系数的措施 根据上面所讨论的结果，经常采用的减小噪声系数的措施有： 选用低噪声器件和元件
正确选择晶体管放大级的直流工作点 3. 选择合适的信号源内阻 4. 合理确定设备的通频带 5. 降低放大器的工作温度 6. 适当减少接收天线的馈线长度
129
3.6.9 工业干扰与天电干扰 1. 工业干扰 工业干扰是由各种电气装置中发生的电流（或电压）急剧变化所形成的电磁辐射，并作用在接收机天线上所产生的 工业干扰的强弱取决于产生干扰的电气设备的多少、性质及分布情况。 工业干扰沿电力线传播比它在相同距离的直接辐射强度大得多。 从工业干扰的性质来看，大都属于脉冲干扰。 为了克服工业干扰，最好在产生干扰的地方进行抑制。 2. 天电干扰 自然界的雷电现象是天电干扰的主要来源，除此以外，带电的雨雪和灰尘的运动，以及它们对天线的冲击都可能引起天电干扰。
130
3.7 集成高频放大电路的选用 采用集成电路进行高频小信号放大有两种方法, 一是采用集成宽频带放大电路和集中滤波器组成集中选频放大器, 二是采用集成宽频带放大电路或集成射频放大电路外接LC选频网络组成谐振放大器。 宽频带放大电路与射频放大电路的共同特点是工作频率范围很宽, 可达几十兆赫兹乃至几百兆赫兹。 两者的主要区别在于, 当接纯阻负载时, 前者的3 dB宽带BW很宽, 而后者的BW不够宽, 比它的工作频率范围小很多。另外, 有些宽频带放大电路须外接补偿元件来保证其较宽的BW, 而射频放大电路一般不需要外接频率补偿元件。
131
表示带宽可用3dB带宽BW和单位增益带宽BWG两个不同的指标。前者是指当集成放大电路工作于大信号区域时, 其开环增益下降3dB时的频率, 后者是指集成放大电路工作于小信号区域时, 其开环增益下降至1(0dB)时的频率。 有些集成放大电路具有AGC功能。 集成放大电路的主要性能指标有： (1) -3dB带宽BW或单位增益带宽BWG。 (2) 电压增益Au或功率增益Gp。 (3) AGC控制范围MAGC。
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(4) 噪声系数NF或等效输入噪声电压。 (5) 差模输入电阻和差模输出电阻。 (6) 最大电源电压V+或V-。 集成放大电路的封装形式有双列扁平封装(又分陶瓷封装和塑料封装两种)、双列直插封装(又分陶瓷封装和塑料封装两种)和金属圆壳封装等几种。其它集成电路的封装形式也类似。 在选用集成放大电路时, 首先应考虑工作频率范围和3dB带宽, 其次是增益、噪声系数和输出阻抗等。如作为前置微弱信号放大器, 则应选用低噪声、高功率增益的器件。在查阅手册时, 应注意该器件是否需外接频率补偿元件、增益调节元件或其它元件, 还应注意外接电源电压的大小。
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对于高频器件的布线和装配工艺要特别注意, 连线应尽量短, 接触要良好, 必要时可加屏蔽, 避免分布参数的影响等等。 采用集成运算放大器也可以组成高频小信号放大器, 但一定要注意其频带宽度是否满足要求, 应选用宽频带的集成运算放大器。 第3.4节中已经介绍了集成宽频带放大电路F733的性能指标和典型接法, 下面再介绍集成射频放大电路F1550。 主要性能指标：电压增益Au≥22dB(非调谐时), 功率增益Gp为25dB(调谐于60MHz), BW在非调谐时为20MHz～30MHz, 接成调谐放大器时工作频率可大于100MHz, MAGC≥22dB, 最大电源电压V+=20V。
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F1550典型接法如图3.7.1所示。 除了通用单片集成高频放大电路之外, 在许多专用集成电路中也包含了高频放大部分。 现以日本东芝公司的单片集成电路TA7680AP为例, 对实用高频小信号放大电路作一简单介绍。TA7680AP是两片式集成电路彩色电视机中的图像、 伴音通道芯片, 包括中频放大、 视频检波、伴音鉴频等部分, 下面仅介绍其中的中频放大电路部分。 由于本书把自动增益控制放在第 8 章中讨论, 所以在此略去了与放大电路有关的自动增益控制部分。
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图2.7.2给出了外接前置中放、SAWF和TA7680AP内部中频放大部分的电路图。
从电视机高频调谐器送来的图像、伴音中频信号(载频为38 MHz, 带宽为8 MHz), 由分立元件组成的前置宽带放大器进行预放大后, 进入声表面波滤波器SAWF(SAWF作为一个带通滤波器), 然后由TA7680AP的⑦、 ⑧脚双端输入, 经三级相同的具有AGC特性的高增益宽频带放大器之后, 送入TA7680AP内的检波电路。 所以, 这是一个集中选频放大电路。 TA7680AP内每一级放大器均为双端输入双端输出, 且由带有射随器的差分电路组成。如第一级的射随器V1和V3起级间隔离和阻抗变换作用, 提高差分放大器V2、 V4的输入阻抗。 第三级的输出通过V18、V19射极跟随后, 经R43、R44送往检波电路
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为了提高三级放大电路的稳定性, 引入了一条直流负反馈。 从V18、V19的输出经R45、R46、C1和C2组成的低通网络滤波后, 滤除图像中频信号, 再经R47、R48及⑥、 ⑨脚外接电容进一步滤除残余中频信号, 然后通过R1和R2加到第一级V1和V2的基极。
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本章小结 (1) 在分析高频小信号谐振放大器时, Y参数等效电路是描述晶体管工作状况的重要模型, 使用时必须注意, Y参数不仅与静态工作点有关, 而且是工作频率的函数。在分析小信号宽频带放大器时, 混合π型等效电路是描述晶体管工作状况的重要模型, 混合π型参数同样与静态工作点有关。 (2) 单管单调谐放大电路是谐振放大器的基本电路。为了增大回路的有载Q值, 提高电压增益, 减少对回路谐振频率特性的影响, 谐振回路与信号源和负载的连接大都采用部分接入方式, 即采用LC分压式阻抗变换电路。
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(3) 集中选频放大器由集中滤波器和集成宽带放大器组成, 其性能指标优于分立元件组成的多级谐振放大器, 且调试简单。 展宽放大器工作频带的主要方法有组合法与反馈法。
(4) 电子系统的内部噪声对信号的接收和处理会产生严重的干扰作用。内部噪声主要有电阻热噪声、晶体管噪声和场效应管噪声三种。噪声系数是衡量放大器以及所有线性四端网络噪声性能好坏的一个重要指标。 在多级放大器中, 各级噪声系数对总噪声系数的影响是不同的。降低前级放大器(尤其是第一级)的噪声系数, 提高前级放大器(尤其是第一级)的额定功率增益是减小多级放大器总噪声系数的重要措施。
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