第七讲 1 提高功率放大器的线性，是当前微波电路设计研究的热点。.

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1 第七讲 1 提高功率放大器的线性，是当前微波电路设计研究的热点。

2 功率放大器主要技术指标— 工作频带 2 工作频带是指放大器应满足全部性能指标的连续频率范围。
硅双极型晶体管功率放大器和硅金属氧化物场效应管功率放大器的工作频率是从300MHz到4GHz（注：以上数据是1995年前水平），砷化镓场效应管功率放大器的工作频率是从一吉赫到几十吉赫。 为了适应通信技术的发展，专门开辟了标准通信频道，工作带宽从0.5GHz到1GHz，如表7-1所列。

3 功率放大器主要技术指标—输出功率 3 最好的功率匹配并不能得到最好的增益匹配。 通常高功率器件的增益低于低功率器件的增益。
在宽带系统中要想得到较好的功率输出是很难实现宽带匹配的。 1．饱和输出功率 当功率放大器的输入功率加大到某一值后，再加大输入功率并不会改变输出功率的大小，该输出功率称为功率放大器的饱和输出功率。 2．1dB压缩点输出功率P1dB 功率放大器增益压缩1dB所对应的输出功率称为1dB压缩点输出功率，记作P1dB。

4 功率放大器主要技术指标—功率效率和功率附加效率
4 功率放大器主要技术指标—功率效率和功率附加效率

5 5 功率放大器主要技术指标—交调失真

6 6 功率放大器主要技术指标—三阶交调

7 7 功率放大器主要技术指标—三阶交调 (1) P1dB点三阶交调系数M3(1dB)
假定微波功率放大器是一个无惯性非线性网络，且在P1dB点的幅度非线性很小，在上述两个假设条件下，两个角频率为1和2的等幅信号输入时，P1dB点的三阶交调系数近似为 由于理论分析中的假设，实际测量的误差以及微波晶体管实际非线性特性优劣程度的不一致，在工程估算时，常取M3(1dB)为–20dBc。这里还得注意，上式仅适用双信号等幅情况，如果三信号等幅输入时，上式就不适用了。

8 8 功率放大器主要技术指标—三阶交调 (2) 任意输入功率的三阶交调系数M3 图7-1是双频等幅信号输入时基波信号输出
功率和三阶交调功率对应基波信号输入功 率的变化特性。由图看出，基波信号输出 功率与输入功率是1:1（dB数）变化关系， 即输入功率增加1dB时，输出信号也增加 1dB。三阶交调产物与基波信号输入功率 是3:1（dB）变化关系，即基波信号输入功 率增加1dB，使三阶交调系数M3恶化2dB。 根据上述变化特性，任意输入功率Pin时的三阶交调系数M3可由下式估算 式中 Pin——基波信号（1或2）输入功率； Pin(1dB)——基波信号1dB增益压缩点输入功率。 注意上式中各变量都是以dB为运算单位。 图7-1中基波信号输出功率特性延长线与三阶交调特性延长线的交点称为三阶交调交截点。

9 9 功率放大器主要技术指标—三阶交调 (3) 三阶交调交截点 图7-1中基波信号输出功率特性延长 线与三阶交调特性延长线的交点称为
三阶交调交截点，用符号IP3表示， 对应的输出功率是P1，它也反映了微 波功率放大器的非线性，当输出功率 一定时，三阶交调交截点输出功率P1 越大，微波功率放大器的线性就越好。由P1也可以估计三阶交调系数 式中，Pout是基波信号输出功率。所有变量都是以dB为运算单位，它只适用信号功率较小的情况。 三阶交调交截点比1dB压缩点大10dB，它是放大器在A类工作时的一个假想点。

10 10 功率放大器主要技术指标—三阶交调

11 11 功率放大器主要技术指标—二阶交调 (1) 二阶交调系数
两个角频率为1和2的等幅基波信号同时输入微波功率放大器时，非线性引起的二阶交调（21）失真比二次谐波（21和22）失真严重，大了6dB，它也比三阶交调失真严重。 由于二介交调是二阶非线性引起的失真，从电路结构的角度分析，可以用平衡电路减小这种失真。此外，在窄带系统中，二阶交调分量偏离基波信号频率较远，可以采用滤波技术减小它对系统的影响，故设计窄带功率放大器时并不考虑这一项技术指标。而在多信号宽带传输系统（如电缆电视系统）中，二阶交调产物是落在信号通道内，此时，无法用滤波器去减小它对系统的影响，因此，设计宽带功放时必须考察这一项技术指标。 二阶交调系数 式中 P2'——频率为21的二阶交调功率； P1和P2——对应角频率1和2的信号输出功率。 因此，在多信号宽带传输系统中，二阶交调系数也是功率放大器非线性的一项重要指标，它的大小取决于电路结构及其工作状况。

12 12 功率放大器主要技术指标—二阶交调 2 、二阶交调交截点
同三阶交调交截点一样，二阶交调交截点是二阶交调特性延长线与基波信号输出功率特性延长线的交点。用符号IP2表示。二阶交调产物与基波信号输入功率呈2:1(dB)变化关系，即基波信号输入功率增加1dB，使二阶交调系数恶化1dB。 图7-2 二阶交调交截点

13 13 功率放大器主要技术指标—三拍失真

14 14 功率放大器主要技术指标—三拍失真

15 15 功率放大器主要技术指标—交扰调制失真

16 16 功率放大器主要技术指标—交扰调制失真

17 17 功率放大器主要技术指标—交扰调制失真

18 18 功率放大器主要技术指标—调幅—调相转换 1．调幅—调相效应分析
大信号通过微波功率放大器时，输出信号会产生相移，相移大小随输入信号功率的大小而变化，这种现象称之为调幅—调相效应。 微波功率放大器可以看成是一个三阶非线性系统，它的载波输出信号同时含有一阶及三阶成分 （7-23） 式中s——基波信号的角频率； k1和k3——非线性系统的一阶和三阶系数； A——基波输入信号幅度。 如果电路中包含容性非线性元件，则一阶和三阶系数之间就有相位差（既不是0，也不是180）。由式（7-23）看出，载波输出信号的相位与输入信号幅度有关。显然，调幅—调相效应是增益压缩直接表现的结果，增益压缩得越厉害，调幅—调相效应就越强，电路进入饱和状态后，调幅—调相效应将非常严重。 在通信系统及图象传输系统中，调幅—调相效应的存在，会使群时延失真，微分相位、微分增益和交调失真变坏。因此希望尽可能减小功率放大呖呖的调幅—调相效应。

19 19 功率放大器主要技术指标—调幅—调相转换

20 20 功率放大器主要技术指标—调幅—调相转换 4、交调噪声
在单载波工作时，由于采用恒定包络的调制方式（如FM制），调幅—调相效应的影响可以忽略不计。 但在多载波工作时，由于每个载波频率不等，合成后一定会出现包络起伏，这种起伏经过调幅—调相转换成非线性效应，也会产生三阶交调失真及三拍失真。该分量与基波的比是 （2f1 – f2）项： （f1 + f2 –f3）项： 式中n——载波数； Kp——调幅—调相转换系数。 随着载波数n的增加，所有三阶交调失真及三拍失真都将减小。

21 21 功率放大器主要技术指标—谐波失真

22 功率放大器主要技术指标— 输入输出驻波比 22 大功率管的输入阻抗和输出阻抗都很低，BJT的输入阻抗实部只有几个欧姆，与50系统失配得比较厉害。而MESFET的输入阻抗较高，与50系统失配得也很大，失配严重时，会损坏功率管。 输入、输出驻波比变坏还会使系统的增益起伏和群迟延变坏，因此功率放大器的输入、输出驻波比应该满足一定要求。在大容量数字通信系统中，功率放大器的输入、输出驻波比取1.2:1，而在一般系统中，功率放大器的输入、输出驻波比可以取到2:1。它也是设计微波功率放大器时必须考虑的一项技术指标。

23 功率放大器主要技术指标—增益平坦度与增益斜率
23 1．增益平坦度 增益平坦度是一项普通指标，它说明功率放大器增益在一定频率范围内的变化大小。增益平坦度应该是在50负载情况下定义，而组成实际系统的部件存在不同程度的反射。因此，实际系统并不是理想50系统，故实际系统的增益平坦度比各个部件测出的增益平坦度要大。 例如在平衡放大器中，信号端和负载端接得不是理想50时，增益平坦度会变坏，最坏情况是 其中 式中 G——总增益起伏量； [G]S(或L)——信号端（或负载端）增益起伏量； (VSWR)A——放大器驻波比； (VSWR)S(或L)——信源端（或负载端）驻波比。 在一些要求十分苛刻的系统中，必须采用CAD技术，精确计算功率放大器带内的增益起伏，计算值应尽可能小，其最小值取决计算机运算精度。同时，尽可能减小输入、输出驻波比对增益起伏的影响。

24 功率放大器主要技术指标—增益平坦度与增益斜率
24 2、增益斜率 增益斜率并不是对所有系统都提出要求，而仅仅是数字通信系统中的一项重要指标。它是指功率放大器在指定的输出功率情况下，在一路信号通带（或一个转发器通带）内增益对频率的变化率，单位是每兆赫带宽内的增益变化量。例如用于卫星地面站的5W功率放大器，带宽500MHz，增益斜率0.02dB/MHz（在任意40MHz内、输出功率5W时）。

25 25 功率放大器主要技术指标—寄生杂波 1．寄生杂波分析
寄生杂波是系统中不需要的那些信号，是功率放大器放大过程中引起的一种信号失真，它与输入信号不是谐波关系，如图7-3所示。这些寄生杂波绝大部分是在高驱动电平或输入与输出严重失配时出现的。 图7-3 谐波及寄生杂波 仔细地设计和充分地试验就可以把寄生杂波减到最小，但是要把所有可能引起寄生杂波的条件合在一起去同时检验是不可能的。例如，滤波器在工作频带内匹配性能较好，同时在带外恰好是严重失配，这种情况就比较复杂，也不好模拟。如果怀疑系统存在寄生杂波，最好先检查功率放大器。

26 26 功率放大器主要技术指标—寄生杂波 2、无寄生杂波动态范围
无寄生杂波动态范围是允许信号的输入功率范围，在这个输入功率范围内，系统中将不存在寄生杂波。无寄生杂波动态范围的最大功率主要取决于系统的增益、三阶交截点和噪声电平；而最小功率主要取决于噪声系数和噪声带宽。这个范围可以确保从放大器输出的信号不会有任何失真。为了实现一个较好的无寄生杂波动态范围，要求功率放大器噪声尽可能小，三阶交截点尽可能高。然而低噪声器件的输出功率较低，而高功率器件的噪声系数较大，需要折衷考虑。 3．技术指标 寄生杂波是以载波参考电平，以dBc为单位。一般要求在–60dBc以下。

27 功率放大器主要技术指标—微波辐射 27 大功率放大器的微波辐射将直接干扰系统的正常工作。产生微波辐射的主要原因是功率放大器的屏蔽不好，也可能是连接用的电缆外导体屏蔽性能不好或者接头安装不好等原因而引起的泄漏。因此在设计功率放大器时要注意接头的安装，结构设计要有良好的屏蔽性能，电缆应选用屏蔽性能较好的产品。

28 基本电路结构与电路原理 28 微波晶体管功率放大器工作状态与低频晶体管功率放大器一样，有甲类、甲乙类、乙类及丙类四种工作状态，分类的方法也相同。不同的工作状态适用不同的需要。匹配电路元件可以是集中参数、半集中参数及分布参数。

29 工作状态 29 1．双极型晶体管功率放大器 BJT功率放大器按BJT不同的直流工作点划分为甲类、乙类、甲乙类和丙类四种工作状态，图7-10是BJT的伏安特性曲线。图中1号区域是发生雪崩击穿的区域；2号区域的电流较小，使信号截止；3号区域的电压较低，使信号饱和；4号区域的工作电流已超出极限工作电流；5号区域的功耗已超出额定功耗，中间部分是线性工作区。图7-11是BJT功率放大器四种工作状态的偏置点。 图7-10 BJT的伏安特性 图7-11 BJT功放四种工作状态的偏置点

30 工作状态 30 （1）甲类工作状态 如图7-12所示，功率放大器在信号 周期内始终存在工作电流，即导通 角为360，此时，功率放大器处于
甲类工作状态。 甲类功率放大器的优点是线性好、失真小，较好的噪声系数，在1dB压缩点以下具有几乎不失真的脉冲响应，在不同输出电平时的通带起伏小和在不同输出电平时的相位和增益不变。它的缺点是效率不高、较大的热损耗和尺寸大。 甲类功率放大器适用于行波管替代器，扫频仪、综合器、信号放大级、电视信号放大器、短脉冲放大器和干扰发射机等。

31 工作状态 31 （2）乙类工作状态 功率放大器在信号周期内只有半个周期存在工作电流，即导通角为180，乙类功率放大器在静态时，BJT几乎没有静态电流，即管耗接近零。为了减小失真，通常采用互补对称电路，它的效率在70%以上，每个功率管的最大功耗是电路最大输出功率的20%，通常用此关系作为乙类互补对称功率放大器选择功率管的依据。上述关系是在理想情况下计算得到的，因此在实际电路中被选管子的功耗应大于20%。 由于乙类互补对称功率放大器工作在零偏置状态。而BJT导通要求一定的基极电流iB，因此，当输入信号低于某一值时，管子不通导，即在信号周期内出现一段不工作区，使信号失真，这种现象称为交越失真，如图7-14所示。 为了减小和克服交越失真，通常使晶体管具有较小的正偏置，使集电极静态电流是最大设计值的1%~10%。此时，功率放大器处于甲乙类工作状态，如图7-15所示，导通角略大于180。 图7-14 乙类功放的交越失真

32 工作状态 32 (3)甲乙类工作状态 甲乙类功放的优点是输出功率功率较大，可以高达几千瓦，有较高的效率，尺寸紧凑，线性也比较好，失真小，工作温度较低，因而可靠性也高，用得比较广泛。但它的不足之处是动态范围有限，一般从 15dB到30dB，交调失真特性也不够好，在低射频输入时通带的起伏较大。 甲乙类功率放大器适用于电子干扰发射机、功率放大器、发射机、高功率行波管替代器和电视放大等。

33 工作状态 33 （3）丙类工作状态 如图7-16所示，功率放大器在信号周期内存在工作电流的时间不到半个周期，即导通角小于180。此时，功率放大器处于丙类工作状态。 丙类功放的优点是效率非常高，尺寸紧凑，输出功率高，可达几千瓦，工作温度比乙类还要低，可靠性较高，在要求失真不严的系统中得到广泛应用。它的最大缺点是动态范围非常窄，只能在0dB到6dB范围内变化，如果信号减小到额定电平以下，丙类功放将呈现急剧变化的趋势。此外，丙类功放不能用于调幅信号的放大。 丙类功率放大器适用于对流层散射通信系统、电子干扰机、行波管替代器、战术空军导航系统和雷达系统。

34 匹配电路 34 成功地设计固态微波功率放大器的关键是设计阻抗匹配网络。
在任何一个微波功率放大器设计中，错误的阻抗匹配将使电路不稳定，同时会使电路效率降低和非线性失真加大。 在设计功率放大器匹配电路时，匹配电路应同时满足匹配、谐波衰减、带宽、小驻波、线性及实际尺寸等多项要求。 当有源器件一旦确定后，可以被选用的匹配电路是相当多的，企图把可能采用的匹配电路列成完整的设计表格几乎是不现实的。 设计单级功率放大器主要是设计输入匹配电路和输出匹配电路； 设计两级功率放大器除了要设计输入匹配电路和输出匹配电路外，还需要设计级间匹配电路。

35 （a）电路A；（b）电路B；（c）电路C；（d）电路D；（e）电路E。
输入匹配电路和输出匹配电路 35 （1）输入匹配电路 输入匹配电路和输出匹配电路主要是对一端是50，另一端是实数部分较小的复数阻抗进行匹配。 当大功率管的输入阻抗是容性、低电阻值时，通常可以采用下述五种输入匹配电路 图7-17 输入匹配电路 （a）电路A；（b）电路B；（c）电路C；（d）电路D；（e）电路E。 当大功率管的等效输入阻抗呈感性，它的实部比较小时，可以采用并联电容的输入匹配电路，把等效输入阻抗中的电感分量谐振掉，这种输入匹配电路应该是低通匹配网络，能匹配较低的阻抗。通常，输入匹配电路的谐振电容可以用微带短截线实现。当放大器的工作频率及功率管选定后，谐振实阻抗值可能小于50，也可能是很大的数值。当谐振实阻抗低于50时，低通匹配电路很容易使它与50阻抗匹配。

36 输入匹配电路和输出匹配电路 36 （1）输入匹配电路
如果采用微带匹配网络时，谐振实阻抗不能太高，原因是用低通网络结构把高阻抗降到50时要用到串联高阻抗传输线。该传输线的特性阻抗至少高于谐振实阻抗，达一倍以上，这就使串联高阻抗传输线非常窄，加大了匹配网络的损耗，加大了工艺难度，有时甚至无法实现。在尺寸允许时，可以采用四分之一波长阻抗变换网络。 输出匹配电路确定后，功率放大器的输出功率及效率也基本确定了，但是它的增益平坦度并不一定满足技术指标的要求。这时，需要合理设计输入匹配电路以便使增益平坦度满足要求。 设计输入匹配电路时，还应考虑输入驻波比不能太大，在设计频带要求较宽时，这个问题显得特别突出，频带越宽设计难度越大。为了改善输入驻波比性能，可以采用铁氧体隔离器，也可以采用平衡放大器技术。

37 输入匹配电路和输出匹配电路 37 （2）输出匹配电路
输出匹配电路主要应具备损耗低，谐波抑制度高，改善驻波比，提高输出功率及改善非线性等功能。 ①谐波抑制。功率放大器的非线性特性使输出不仅包含基波信号，同时还存在各项谐波，谐波幅度大小与基波信号大小呈一定的比例关系。在大功率放大器中，由于基波功率比较大，因此谐波功率也比较大，特别是2次谐波和3次谐波，它们对系统的影响是不可忽略的。为了减小谐波功率输出，通常输出匹配电路采用低通结构或带通结构。在采用带通结构时，应消除寄生通带的影响。当要求谐波输出非常小，单靠上述匹配电路是不能满足对谐波的抑制，还需要加带阻滤波网络。 ②改善驻波比。功率放大器匹配电路设计不完善会使功率放大器输出驻波比较大，因此会加大带内增益起伏，产生寄生信号，严重时会产生自激振荡和烧毁功率管。因此，在设计输出匹配电路时必须使驻波比较小。

38 输入匹配电路和输出匹配电路 38 （2）输出匹配电路
③低损耗。在大功率放大器中，由于输出功率较大，输出电路有一点损耗就会有较大功率损失，并且，在输出电路板上转成热耗，从而使电路的可靠性变差。例如，连续波输出功率为200W，输出匹配电路损耗为1dB，则耗散在输出匹配电路上的功率高达40W以上。输出功率越大，输出匹配电路上所耗散的功率越大。因此，在设计大功率放大器时，应该尽可能减小输出匹配电路的损耗。 ④线性。由非线性分析知道，功率放大器的三阶交调系数是与负载有关的，因此在设计输出匹配电路时，必须考虑线性指标的要求。负载选择应确保线性最好。 ⑤效率。功率放大器的效率除了取决于晶体管的工作状态、电路结构、负载等因素外，还与输出匹配电路密切相关。要求输出匹配电路保证基波功率增益最大，谐波功率增益最小，损耗尽可能小和良好的散热装置。

39 级间匹配电路 39 级间匹配电路除了与输入匹配电路一起实现平坦增益特性外，还应具备级间隔直流功能。有关隔直流电路的设计内容可以参考第六讲低噪声放大器有关内容。 两级功率放大器的三阶交调系数不仅取决于末级功率放大器，同时还取决于末前级功率放大器。

40 平衡功率放大器 40 在设计功率放大器时，为了实现增益平坦、 电路稳定及输出功率等指标，功率放大器 不可能完全匹配。为了改善功率放大器的
图7-18 平衡功率放大器 在设计功率放大器时，为了实现增益平坦、 电路稳定及输出功率等指标，功率放大器 不可能完全匹配。为了改善功率放大器的 匹配性能，通常采用平衡功率放大器。 平衡功率放大器有许多优点： （1）在设计单端功率放大器时，为了满足平坦增益及稳定性要求，失配往往很厉害；而在设计平衡功率放大器时，只要保证配对的功率晶体管性能一致，则合成网络可以改善由于单端功率放大器引起的失配。因此，平衡功率放大器在实现平坦功率增益和稳定性的同时，又有较好的匹配性能，通常可实现1个倍频程带宽，做得好时带宽接近2个倍频程。 （2）级间很易隔离，因此级间的调整工作量比较小。 （3）由于匹配性能好，反射小，因此电路工作稳定。 （4）当电路中某一个晶体管损坏时，仅仅使功率放大器总增益下降6dB，对有些系统，这种增益下跌还不会使系统受到致命打击。 （5）在线性功率放大器设计时，通常采用平衡功率放大器来改善线性指标。 （6）在实现多级功率放大器时，平衡功率放大器的调整比不平衡功率放大器要少得多。

41 平衡功率放大器 41 图7-18 平衡功率放大器 图7-18是平衡功率放大器，它由3dB90移相分配、合成网络可以采用交叉指定向耦合器结构，也可以采用Wilkinson功率分配、合成网络并附加一段90移相传输线。3dB90移相网络起到了改善功率放大器（含移相器）的输入端口和输出端口的匹配情况。平衡功率放大器的性能优劣直接取决于两个放大器的一致程度，放大器的驻波比，分配、合成网络3dB90移相的准确程度，损耗及散热。

42 功率合成 42 在要求大功率输出时，往往采用功率合成技术实现大功率输出。
图7-19 n路功率合成放大器 在要求大功率输出时，往往采用功率合成技术实现大功率输出。 功率合成有管芯合成、空间合成和电路合成三种。这里不讨论空间合成技术。 1．管芯合成 管芯合成是把多个管芯聚集在长度比波长小的区域上，然后加上输入匹配电路和输出匹配电路，就可以获得较大的输出功率。 2．电路合成 电路合成技术是通过功率合成器把两个或多个场效应管功率放大器组合在一起，给出较大的输出功率。它的优点是各功率单元间的相互影响较小，调整方便，匹配性能良好；缺点是电路尺寸较大。

43 功率合成 43 （1）二路合成 功率合成网络（或分配网络）中的常用电路元件是三口合成器（或分配器），亦是三口互易网络。它把两个隔离端口的功率进行合成，或把功率分配到两个隔离端口，常用的有微带线交叉指耦合器和Wilkinson分路器，如图7-20所示。向微带线交叉指耦合器的1号端口输入信号时，功率只向端口3和端口4传输，而不向端口2传输；1、2端口互相隔离，3、4端口也互相隔离。向Wilkinson分路器的1号端口输入信号时，功率向端口2 图7-20 二路合成网络 （a）微带线交叉指耦合器； （b）Wilkinson分路器 和端口3传输，端口2和端口3互相隔离，隔离性能的好坏和隔离电阻的阻值及安装的对称性密切相关。当端口阻抗Zc取50时，则隔离电阻R为100。由于微带线交叉指耦合器的尺寸小，带宽较宽，可达到倍频程以上，因此在功率合成技术中常把它作为二路合成元件。 （2）n路合成器可以采用二路合成器组合结构实现，也可以用n路合成器结构实现。

44 级联功率放大器 44 实际系统中的功率放大器都是由多级放大器级联而成。
设计级联功率放大器除了需要设计单级功率放大器外，还要考虑各级器件的选择及各级技术指标的分配。

45 单级功率放大器的设计 45 图7-26是单级功率放大器，它由输入匹配网络、功率器件和输出匹配网络三部分组成。两个端口分别接信号源与负载，信号源内阻与负载都是50；ZS是是由晶体管向输入匹配网络看的阻抗，称为放大器的源阻抗，ZL是由晶体管向输出匹配网络看的阻抗，称为放大器的负载阻抗。在功率放大器设计中，大功率放大器和线性功率放大器的设计目标是不同的，所要求的ZS和ZL也是不同的，可以通过设计输入匹配网络和输出匹配网络来得到所要求的ZS和ZL。

46 单级功率放大器的设计 46 （1）最大P1dB设计 在甲类和准甲类功率放大器设计中，关心的是1dB增益压缩点功率P1dB。通常采用测量方法或CAD技术得到P1dB点的大信号S参数或功率负载特性，然后用它设计功率放大器，得到最大P1dB功率输出。 图7-27是小功率管FSX-51小信号设计与大信号设计的功率放大器P1dB输出功率频率响应实测值。大信号S参数是由大信号等效电路模型得到的。可以看出，用大信号S参数设计的功率放大器可以得到最大P1dB输出功率，且频率响应起伏也小；而用小信号S参数设计时，并不能得到最大P1dB，且P1dB的频率响应起伏也大。

47 单级功率放大器的设计 47 （2）线性功率放大器设计 功率晶体管的输出功率和三阶交调系数是与负载有关的。
图7-28 等输出功率与等三阶交调系数特性 （2）线性功率放大器设计 功率晶体管的输出功率和三阶交调系数是与负载有关的。 在设计最大P1dB功率放大器时，单靠一组等功率圆就可以了，而在设计线性功率放大器时，单靠一组等三阶交调系数曲线是不够的。从图7-28中可以看出，等三阶交调系数曲线与等功率曲线相互交叉，某一个三阶交调系数可以对应各种输出功率。这两曲线相切的切点是最 佳负载点，该点给出的功率和三阶交调系数最佳，把所有最佳负载点联接在一起，构成一条最佳负载线，每一个频率对应一条最佳负载线。在设计线性功率放大器时，首先要测出或计算出功率管的最佳负载线，根据给定指标（输出功率、频带和三阶交调系数）找出最佳负载ZL()和最佳源阻抗ZS()，根据ZL()和ZS()设计输出匹配网络和输出匹配网络。

48 单级功率放大器的设计 48 图7-29 丙类功率放大器电路版图 （3）乙类和丙类功率放大器设计
图7-29 丙类功率放大器电路版图 （3）乙类和丙类功率放大器设计 在乙类和丙类功率放大器设计中，可以用大信号S参数来设计乙类和丙类功率放大器，也可以用功率负载特性来设计乙类和丙类功率放大器，后一种方法用得更普遍。 图7-29是工作频率为1.2~1.4GHz的丙类共基极脉冲功率放大器的电路版图。图中1—隔直流电容，电容值是100pF，2—集电极电压对地旁路电容，电容值是0.1F，3—获取最大输出功率位置，接120pF陶瓷片电容，4—直流滤波器电容，耐压50V，电容值是50F电解电容，5—线绕电感（铁氧体芯），6—射频输入接头，7—射频输出接头。

49 级联功率放大器的设计 49 在设计级联功率放大器时，应考虑噪声、效率、线性和稳定性。 （1）噪声
在设计高增益级联功率放大器时，为了减小噪声，第一级往往选用低噪声晶体管。末级功率放大器的偏置电源不应有微弱寄生振荡，纹波不能太大，否则会加大载波附近的相位噪声。 （2）效率 在设计高增益级联功率放大器时，为了提高效率，应选用高增益晶体管，尽可能减少晶体管数量。

50 级联功率放大器的设计 50 （3）线性 在设计高增益级联功率放大器时，为了保证线性指标，即给定输出功率所对应的三阶交调，需要合理设计末级功率放大器，同时还需要合理设计前面几级功率放大器。根据分析，末级功率放大器的三阶交调系数与末前级功率放大器的三阶交调系数差得越小，则末前级非线性对级联功放三阶交调的贡献越大，如图7-30所示，横坐标是相邻两级功率放大器的三阶交调系数差值， 图7-30 两级功率放大器的三阶交调分析 纵坐标是前级非线性对下一级的三阶交调ΔM3。举例说明：若第一节功率放大器的三阶交调系数为–22dBc，第二级功率放大器的三阶交调系数为–20dBc，则相邻两级功率放大器的三阶交调系数差值为2dB，由图7-30曲线查得第一级功率放大器对第二级功率放大器三阶交调的贡献是2.12dB。这时，二级功率放大器的三阶交调系数不是–20dBc，而是退化到–17.88dBc，变坏了2.12dB。由此看出，合理的设计应尽可能加大相邻两级功率放大器的三阶交调系数差值，差值等于15dB时，一阶交调仅恶化0.14dB，这个值对线性影响是不大的。

51 级联功率放大器的设计 51 （4）稳定性 在设计高增益级联功率放大器时，由于输入信号与输出信号幅度相差很大，输出信号只要有一点泄漏到输入端，放大器就很容易自激。为了消除自激，各级偏置电源间应采用去耦电路，输入、输出接头应该有较好电磁屏蔽，各级功率放大器也应有较好电磁屏蔽，从而使输入与输出间有较好的隔离。

52 设计举例 52 以卫星通信地面站用的行波管替代器（是一种高增益线性级功率放大器）为例，从三阶交调系数指标角度来说明高增益线性级联功率放大器的设计方法。行波管替代器的主要技术指标如下： 工作频率 5925~6425MHz； 工作带宽 500MHz； 增益 56dB（额定输出功率）； 输出功率 P1dB30dBm； 三阶交调 在单载波输出功率27dBm时小于等于–30dBc。 图 GHz行波管替代器组成框图及三阶交调系数分析 M：一每级放大器的三阶交调系数，单位是dBc； M3一每级放大器对下一级放大器的三阶交调系数贡献，单位是dBc； M3一每级放大器考虑到前级放大器影响后的三阶交调系数，单位是dBc。

53 设计举例 53 图7-31给出1GHz行波管替代器组成框图，并给出每级放大器的增益、P1dB功率电平、三阶交调系数和级联放大器的三阶交调系数等参数。图中着重分析级联放大器的三阶交调系数，当知道每级放大器的P1dB和输出端口的功率电平，就可以估算出相应的三阶交调系数。由理论分析知道，功率放大器P1dB输出功率处的三阶交调系数是–23.75dBc，在工程设计时，考虑到实际功率器件的非线性性能的优劣程度是不一样的，通常取P1dB输出功率处的三阶交调系数为–20dBc。图7-31表明，如果不考虑各级功率处的三阶交调系数的贡献，而只考虑末级功率放大器的三阶交调系数时，6GHz行波管替代器的三阶交调系数是–31dBc，满足–30dBc指标要求；当考虑到各级放大器对三阶系数的贡献时，此级联放大器的三阶交调系数只有–26.9dBc，不满足–30dBc指标要求。为了达到设计指标要求，需要采用增益和P1dB更高的管子。

54 自动电平控制 54 图7-32 功率放大器的ALC电路 由于温度变化、器件衰老和功放电路的不稳定，功率放大器线性增益会产生较大波动。当温度从–40℃上升到+50℃时，功率放大器的线性增益将下降好几个分贝。功率放大器线性增益的波动会使输出信号有较大起伏。通常可以采用自动电平控制（ALC）电路使功率放大器的输出信号保持稳定。 ALC电路是由幅度可变电路、定向耦合器、检波器和直流放大器组成，如图7-32所示。当放大器线性增益变大时，使输出功率变大，通过它向耦合器和检波器把一部分输出能量变成直流信号，直流放大器把直流信号放大，由该直流信号控制双栅场效应管放大器，降低双栅场效应管放大器增益，使输出功率稳定。幅度可变电路也可以由PIN管构成，由于它是衰减器，采用这种ALC电路将会使功率放大器增益减小。另外，PIN管衰减量与偏置是非线性关系，因此它对驱动电路要求较高，比双栅场效应管电路复杂。

55 改善功率放大器非线性的方法 55 功率放大器的非线性将使信号幅度和相位畸变，在数字通信系统中，它将引起码间干扰，并使输出端的频谱展宽，从而对相邻信道产生很强干扰。为了提高通信质量必须改善功放的非线性。 功率放大器的线性化技术有功率倒退法、负反馈法、负前馈法和预失真法。 1．功率倒退法 功率放大器输入功率减小1dB时，三阶交调系数改善2dB，用减小输出功率的方法改善功放的线性，称为功率倒退法。它是改善功放线性的一种常用的有效方法，其优点是简单，易实现；缺点是降低了功率放大器的功率附加效率，且不能充分利用晶体管功率容量，增大了放大器成本。

56 改善功率放大器非线性的方法 56 2．负反馈法 负反馈法是利用放大器输出的非线性失真信号抵消放大器自身的一部分非线性。图7-33是负反馈法原理图，PA是功率放大器，B是反馈网络。在1端输入双音信号，2端输出有三阶交调分量，该输出信号通过耦合器使一部分信号进入反馈网络B，通过反馈网络使信号倒相，再经过耦合器输入功率放大器；最后，在功率放大器输出端口的信号比没有反馈网络时要小，三阶交调分量也得以减少。图7-34是功率放大器没有反馈网络和有反馈网络的输入、输出信号频谱。该方法的难点是要求反馈网络在很宽频带内能保证反馈信号与功率放大器的输入信号反相。 图7-33 负反馈法原理图 图7-34 负反馈功率放大器信号频谱

57 改善功率放大器非线性的方法 57 图7-35 负前馈法原理图 3．负前馈法 图7-35是负前馈法原理图。输入信号同时输入到功率放大器PA和非线性发生器NG，两路非线性失真信号在输出端恰好抵消；与此同时，基波信号也将损失一部分。图中的4个小图表示各点的频谱分量。同负反馈法一样，难点是要求功率放大器和非线性发生器的非线性失真信号在较宽频带内能互相抵消。 4．预失真法 图7-36 预失真法原理图 图7-36是预失真法原理图。非线性发生器NG产生一个非线性失真信号，并输入功率放大器PA，抵消功率放大器产生的非线性失真。信号的预失真可以在微波波段实现，也可以在中频频段实现，后者可以将上变频器和功率放大器的非线性失真信号一起抵消掉。

58 微波功率放大器的直流供电电路 58 微波功率放大器的设计包括微波电路设计及直流供电电路设计。
直流供电电路设计的原则首先应保证功率放大器工作在所需要的工作状态，其次应考虑频率响应、稳定性、损耗、功率容量和二次击穿。

59 微波功率放大器的直流供电电路 59 1．频率响应 功率放大器中常用的偏置电路有集中参数和分布参数两种形式，如图7-40所示。其中图（a）是微波场效应管功率放大器集中参数偏置电路；图（b）是微波双极型晶体管功率放大器集中参数偏置电路；图（c）是微波场效应管功率放大器分布参数偏置电路。集中参数偏置电路主要用于微波频率的低端，分布参数偏置电路主要用于微波频率的高端。在设计窄带或点频功率放大器时，偏置电路对电路性能影响非常小，几乎可以不考虑。在设计宽带功率放大器时，或工作频率较高时，偏置电路对电路性能影响比较大，这时，应把偏置电路作为匹配电路的一部分加以考虑。 图7-40 微波功率放大器偏置电路 （a）MES FET功放集中参数偏置电路； （b）BJT功放集中参数偏置电路； （c）MES FET功放分布参数偏置电路。

60 微波功率放大器的直流供电电路 60 2．稳定性 在微波功率放大器设计时，经常会遇到通带外有自激，这种自激使功率放大器不稳定。采用窄带分布参数偏置电路可以有效地抑制微波功率放大器的带外自激。 3．损耗 在图7-40中，偏置电路中包含了隔直流电容C，隔直流电容可以采用集中参数电容，也可以采用分布参数电容。有关集中参数电容的内容可参见本书第四部分。分布参数电容可以用平行耦合线及交指电容实现，具体的计算可以采用《TUCOM》CAD软件包。在功率放大器设计中，要特别关心隔直流电容的损耗，损耗过大，会使输出功率减小，线性指标变坏。 4．功率容量 在设计小信号放大器的偏置电路时，是不必考虑功率容量的，然而在设计功率放大器的偏置电路时，必须考虑功率容量。比如大功率FET的漏极电流可能达到几安培，过细的漏极偏置引线将被烧毁，这就会破坏功率放大器的正常工作，严重时会损坏功率管。

61 微波功率放大器的直流供电电路 61 5．二次击穿 在实际工作中，经常发现微波功率管的功耗并未超过允许的最大额定值PcM，晶体管也不很热，但管子却突然失交或者性能显著降低，其损坏的原因，大部分是由二次击穿造成的。 当集电极电压超过某个值时，会出现击穿现象，称为一次击穿。只要适当限制工作电流或功耗，而进入击穿的时间又不长，则微波功率晶体管就不会损坏。然而，在一次击穿出现后，如果继续增大工作电流，晶体管的工作状态会以微秒量级的速度向低电压大电流区域转移，出现第二次击穿，使晶体管损坏。为了避免微波功率晶体管发生二次击穿，偏置电路中应该具有过流保护及过压保护功能。

62 微波功率放大器的直流供电电路 62 5．二次击穿 在实际工作中，经常发现微波功率管的功耗并未超过允许的最大额定值PcM，晶体管也不很热，但管子却突然失交或者性能显著降低，其损坏的原因，大部分是由二次击穿造成的。 图7-41 偏置电路的定序响应 当集电极电压超过某个值时，会出现击穿现象，称为一次击穿。只要适当限制工作电流或功耗，而进入击穿的时间又不长，则微波功率晶体管就不会损坏。然而，在一次击穿出现后，如果继续增大工作电流，晶体管的工作状态会以微秒量级的速度向低电压大电流区域转移，出现第二次击穿，使晶体管损坏。为了避免微波功率晶体管发生二次击穿，偏置电路中应该具有过流保护及过压保护功能。

63 图7-42 场效应管偏置电路 图7-43 场效应管稳流电路
微波功率放大器的直流供电电路 63 7．场效应管稳流电路 在高增益功率放大器中， 仅仅采用稳压偏置是不够的，还应稳定场效应管的漏流Ids，如图7-37所示。如果需要温度补偿，可以在R1支路中串一个二极管。 图7-42 场效应管偏置电路 图7-43 场效应管稳流电路

64 MESFET 功率放大器设计：小信号法 64 作者： Al Sweet 基本工程问题: 没有大信号器件模型,怎样设计功率放大器?
*许多器件供应商不提供其器件的大信号模型. *通常提供的唯一设计数据是器件的小信号S参数和静态IV曲线. *利用前面STEVE CRIPPS 介绍的负载线法,根据这些数据足以设计第一类的功率放大器. 功率放大器是大信号器件，因为在接近功率饱和时其特性呈现非线性。但许多场合，设计师仅有一组小信号S参数，在电路仿真时，作为表示有源器件的根据。由于这些S参数只适用于小信号，在大信号时怎样设计最大射频输出功率和线性，并不清楚。Steve Cripps提出一种方法，可以用器件的静态IV曲线确定大信号负载线阻抗（RL），设计第一类放大器。RL用做目标阻抗，即用输出匹配电路表示的管子漏极负载。用该方法设计师可以对RF最大输出功率优化输出电路，同时对最佳输入匹配和最大增益优化输入电路。通常输出匹配较差，这是因为为了输出最大RF功率，有意造成一定失配（即：输出匹配对RL优化，而不是对器件的S22优化）。

65 MESFET 功率放大器设计：小信号法 65 该方法的局限性 *仅对最大Psat优化 *仅对A类和AB类工作状态有效
*无法计算交调产物：IM3，IMR5，IP3 *无法计算谐波电平 *无法计算ACPR（对数字调制） 小信号设计技术有其局限性。输出电路对最大RF饱和功率优化，但不一定对最大线性功率。就是说无法直接计算1dB压缩点输出功率。而且也无法直接计算放大器的二音交调性能：IM3，IM5，IP3和IP5。为了计算这些重要参数，设计师必须依靠测量法或“经验（rules of thumb）”。MESFET放大器的两个重要“经验”是： *P-1dB比Psat约低1dB。 *IP3比P-1dB约高10—12dB。