第二章 地线干扰与接地技术 为什么要地线 地环路问题与解决方法 公共阻抗耦合问题与解决方法 各种接地方法 电缆屏蔽层的接地 杨继深 2000

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1 第二章 地线干扰与接地技术 为什么要地线 地环路问题与解决方法 公共阻抗耦合问题与解决方法 各种接地方法 电缆屏蔽层的接地 杨继深 2000
实践电磁兼容 - 第二章 地线干扰与接地技术 第二章 地线干扰与接地技术 为什么要地线 地环路问题与解决方法 公共阻抗耦合问题与解决方法 各种接地方法 电缆屏蔽层的接地 杨继深 杨继深 年3月

2 实践电磁兼容 - 第二章 地线干扰与接地技术 安全地 220V 0V + + + + + 设备接地的一个主要目的是为了安全。对于图中的机箱，若机箱没有接地，当电源线 与机箱之间的绝缘良好（阻抗很大）时，尽管机箱上的感应电压可能很高，但是人触 及机箱时也不会发生危险，因为流过人体的电流很小。但如果电源线与机箱之间的绝 缘层损坏，使绝缘电阻降低，当人触及机箱时，则会导致较大的电流流过人体，造成 人身伤害。最坏的情况是电源线与机箱之间短路，这时全部电流流过人体。 若机箱接地，当电源线与机箱短路时，会烧断保险或导致漏电保护动作。 从前面讲述的电源线滤波器电路可以知道，当机箱上正确安装了电源滤波器时（滤波 器的接地端与机箱联在一起），如果机箱不接地，则机箱上的电压为110V，若机箱内 的电路地与机箱相连接，则电路的电位也是110V。这时，若这个机箱中的电路与其它 接地的设备相连接（电位为0V），则需要注意两者之间的参考电位的问题，轻则造成 信号传输质量下降，重则造成电路中的器件损坏（如将另一电路接口上的共模滤波电 容烧毁）。 接地还能为雷击电流提供一条泄放路径，当设施或设备中装有浪涌抑制器时，接地是 必要的，否则无法泄放浪涌能量。这时，不仅要接地，而且还要“接好地”，也就是， 接地的阻抗还必须很低。 对于许多静电敏感的场合，接地还是泄放电荷的主要手段。 思考题：安装了交流滤波器的机箱电位为110V，这是否会造成人身伤害，为什么？ 杨继深 杨继深 年3月

3 信号地 定义：信号电流流回信号源的低阻抗路径 杨继深 2000
实践电磁兼容 - 第二章 地线干扰与接地技术 信号地 定义：信号电流流回信号源的低阻抗路径 电气设备从安全的角度考虑，接地是十分必要的。从电路工作的角度看，接地也是必 要的。 传统定义：在从事电路设计的人员范围内，如果谁提出这样一个问题：什么是地线， 地线起什么作用？马上会引起同事的嘲笑。因为电路接地实在是再自然不过的事情了。 定义也在教科书中不知陈述过多少遍：地线就是电路中的电位参考点，它为系统中的 所有电路提供一个电位基准。 新定义：如上所述，传统定义仅给出了地线应该具有的等电位状态，并没有反映真实 地线的情况。因此用这个定义无法分析实际的电磁兼容问题。新的定义将地线定义为 信号流回源的低阻抗路径。这个定义突出了电流的流动。当电流流过有限阻抗时，必 然会导致电压降，因此这个定义反映了实际地线上的电位情况。 思考题：在分析、解决电磁兼容问题时，确定实际的地线电流路径十分重要。但你所 设计的地线往往并不是实际的地线电流路径，也就是，并不是真正的地线，这是为什 么？ 杨继深 杨继深 年3月

4 地线引发干扰问题的原因 地线是等电位的假设不成立 V = I R 地线电压 电流走最小阻抗路径 地电流失去控制 我们并不知道地电流的确切路径
实践电磁兼容 - 第二章 地线干扰与接地技术 地线引发干扰问题的原因 地线是等电位的假设不成立 V = I R 地线电压 我们并不知道地电流的确切路径 电流走最小阻抗路径 地线干扰的问题是许多人感到困惑的问题。有经验的电路工程师在分析干扰故障时， 知道要用示波器检查地线上的噪声电压，但是对这种噪声产生的原因并不是很清楚。 结果是，面对噪声电压束手无策。 应用上面给出的信号地的定义，结合我们具备的电路常识，很容易发现地线噪声的秘 密： 地线不是等电位体：欧姆定律指出，电流流过一个电阻时，就要在电阻上产生电压。 我们用作地线的导体都是有一定阻抗的，实际上，设计不当的地线的阻抗相当大，这 在后面讨论。因此地线电流流过地线时，就会在地线上产生电压。我们在设计电路时， 往往将地线作为所有电路的公共地线，因此地线上的电流成份很多，电压也很杂乱， 这就是地线噪声电压。 地线噪声电压的严重性：地线噪声意味着地线并不是我们做设计时假设的：可以作为 电位参考点的等电位体，实际的地线上各点的电位是不相同的。这样，我们设计电路 的假设（前提）就被破坏了，电路也就不能正常工作了。这就是地线造成电磁干扰现 象的实质。 地线电流路径不确定：地线电流遵守电流的一般规律，走阻抗最小的路径。对于频率 较低的电流，这条路径比较容易确定，就是电阻最小的路径，电阻与导体的截面积、 长度有关。但是对于频率较高的电流，确定地线电流的路径并不容易，实际的地线电 流往往并不流过你所设计的地线。电流失去控制，就会产生一些莫名其妙的问题。 地线设计的核心：减小地线的阻抗 地电流失去控制 杨继深 杨继深 年3月

5 L = 0.2 s[ln (2s/W) + 0.5 + 0.2W/s ] (H)
实践电磁兼容 - 第二章 地线干扰与接地技术 导线的阻抗 L  1H/m Z = RAC + jL RAC= 0.076r f1/2 RDC 电流 趋肤效应 I  0.37I 深度 导体的阻抗由两部分组成，一部分是电阻成份，另一部分是电感成份。 电阻成份：对于作为信号地线使用的导体，必须考虑交流电阻。因为，地线流过的信 号电流一般是交变电流，而且频率可以很高（与信号频率同样高）。导体的交流电阻 比直流电阻大，这是因为交流电流在导体上产生趋肤效应的缘故。由于趋肤效应，电 流流过的有效截面积减小，电阻增加。 RAC = r f1/2 RDC r 的单位是cm，f 的单位是Hz。 如果导体的截面不是圆形，则用下式求 r ： r = 截面周长（cm）/ 2 电感成份：任何一段导体都存在电感，这种电感称为内电感，以区分于通常所称的， 与环路面积有关的外电感。内电感的计算公式如下： 对于园形截面导体： L = 0.2 s[ln (4s/d) - 1] (H) 式中：s = 导体长度（m)， d = 导体截面的直径(m) 对于金属条或板： L = 0.2 s[ln (2s/W) W/s ] (H) 式中：s = 导体长度（m)， W = 导体宽度 (m)，宽度是厚度的10倍以上。 若s/W > 4，则公式简化为： L = 0.2 s ln (2s/W) (H) r  = 1 / ( f r r)1/2 杨继深 杨继深 年3月

6 导线的阻抗 高频时，导线的直径作用减小 杨继深 2000 从这张表可以看出：
实践电磁兼容 - 第二章 地线干扰与接地技术 导线的阻抗 高频时，导线的直径作用减小 从这张表可以看出： 1 导体的阻抗与频率关系很大：从表中可以看出，频率高时的阻抗与频率低时的阻抗完 全不同，高频时的阻抗远高于低频时的阻抗。低频时阻抗低的导体，高频时阻抗不一 定低。 例如：10Hz条件下，1米长的，d=0.65cm的导线，阻抗为517，10厘米长的， d=0.06cm的导线，阻抗为5.29m，两者相差将近10倍。而在50MHz 的条件下，前者的 阻抗为356，而后者的阻抗为35.7。两者的阻抗还是相差10倍，但是比值完全倒过来 了！ 结论：用万用表测量出来的导体电阻值是不能用作导体的阻抗值的。这在实际工程中， 是一个常见的错误。 2 导体的阻抗低频时与截面尺寸关系大，高频时关系小：从表中可以看出，同样长度地 导线，低频时，由于截面的尺寸不同，阻抗相差很大，而高频时相差很小。这是因为， 阻抗电阻和感抗两部分组成，频率较低时，感抗很小，电阻起主导作用，电阻与导线 的截面尺寸关系很大。频率较高时，感抗起主导作用，而导线的电感与导线的截面尺 寸关系不大。 例如：10Hz条件下，1米长的，d=0.65cm的导线，阻抗为517，1米长的，d=0.06cm 的导线，阻抗为52.9m，两者相差将近100倍。而在50MHz 的条件下，前者的阻抗为 356，而后者的阻抗为500。两者的阻抗相差不到2倍！ 结论：用作高频地线的导体，导线的粗细与地线效果关系不大。工程中常见的错误是， 使用很粗，但却很长的地线，增加了施工困难，增加了成本，却没有必要。 杨继深 杨继深 年3月

7 金属条与导线的阻抗比较 金属条阻抗/导线阻抗 0.6 0.5 0.4 0.3 0.2 0.1 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10
实践电磁兼容 - 第二章 地线干扰与接地技术 金属条与导线的阻抗比较 金属条阻抗/导线阻抗 0.6 0.5 0.4 0.3 当地线很短时，使用金属片可以大大降低阻抗。 但是当金属条的长度超过宽度很大时，金属条与导线相比优势不是很大。一般在工程 中，s/W不要超过5，最好在3以下。 当金属条长度远大于宽度时，其阻抗与导线基本相同，因此，当导体很长时，就没有 必要专门使用金属条作地线，用一条细导线（地线很长时，没有必要使用粗导线）也 具有同样的效果。 0.2 0.1 S / W 杨继深 杨继深 年3月

8 地线问题－地环路 I1 VN I2 地环路 IG VG 杨继深 2000
实践电磁兼容 - 第二章 地线干扰与接地技术 地线问题－地环路 I1 VN I2 地环路 IG 地环路干扰是一种较常见的干扰现象,常常发生在通过较长电缆连接的相距较远的设备 之间。其产生的内在原因是地环路电流的存在。由于地环路干扰是由地环路电流导致 的，因此在实践中，有时会发现，当将一个设备的安全接地线断开时，干扰现象消失， 这是因为地线断开时，切断了地环路。这种现象往往发生在干扰频率较低的场合，当 干扰频率高时，短开地线与否关系不大。 地环路干扰形成的原因1：两个设备的地电位不同，形成地电压，在这个的驱动下，设 备1 — 互联电缆 —设备2 — 地 形成的环路 之间有电流流动。由于电路的不平衡性， 每根导线上的电流不同，因此会产生差模电压，对电路造成干扰。地线上的电压是由 于其它功率较大的设备也用这段地线，在地线中引起较强电流，而地线又有较大阻抗 产生的。 地环路干扰形成的原因2：由于互联设备处在较强的电磁场中，电磁场在设备1 — 互联 电缆 —设备2 — 地 形成的环路中感应出环路电流，与原因1的过程一样导致干扰。 解决地环路干扰的方法：解决地环路干扰的基本思路是有两个：一个是减小地线的阻 抗，从而减小干扰电压。另一个是增加地环路的阻抗，从而减小地环路电流。当阻抗 无限大时，实际是将地环路切断，即消除了地环路。例如将一端的设备浮地、或将线 路板与机箱断开等是直接的方法。但出于静电防护或安全的考虑，这种直接的方法在 实践中往往是不允许的。更实用的方法是下面介绍的隔离变压器、光耦合、共模扼流 圈、平衡电路等方法。 思考题：当将一端的设备与地线断开时，干扰现象消失，往往说明有地环路干扰问题， 但是为什么不能反过来说：“当有地环路干扰时，只要将一端电路与地线之间的联线 断开，就可以解决问题。”？ VG 杨继深 杨继深 年3月

9 VN = VG [RL / ( RL + 1 / jCp)] = VG [ jCp RL / (1 + jCp RL )]
实践电磁兼容 - 第二章 地线干扰与接地技术 隔离变压器 CP RL VS VN VG C1 C2 屏蔽层只能接2点！ 屏蔽 如前所述，解决地环路干扰的最基本方法是切断地环路。用隔离变压器就起到了这个 作用，两个设备之间的信号传输通过磁场耦合进行，而避免了电气直接连接。这时地 线上的干扰电压出现在变压器的初次级之间，而不是在电路2的输入端。 变压器隔离的方法有一些缺点，不能传输直流，体积大，成本高。由于变压器的初次 级之间有寄生电容，因此高频时的隔离效果不是很好。 初次级间寄生电容的影响：设初次级之间的寄生电容是Cp，RL上的噪声电压为： VN = VG [RL / ( RL + 1 / jCp)] = VG [ jCp RL / (1 + jCp RL )] 如果初次级之间的电容较小，则耦合电压也较小。因此，要设法减小初次级间电容。 减小初次级之间寄生电容的方法：在初次级之间加屏蔽层可以减小寄生电容。屏蔽层 的构造是用铜箔或铝箔绕一匝，但不能形成短路环（在搭接处垫一片绝缘材料）。屏 蔽层一定要接地，并且必须接到2点（即信号接收端），这样地线上的干扰经过C1耦合 到屏蔽层，并被短路到地，而不会经过C2 耦合到电路2的输入端。 经过良好屏蔽的变压器能够工作到1MHz。 思考题：如果屏蔽层接到1点，会出现什么情况？ VG 1 2 杨继深 杨继深 年3月

10 光隔离器 发送 接收 RL 发送 接收 RL 光耦器件 VS VG VS VG Cp 杨继深 2000
实践电磁兼容 - 第二章 地线干扰与接地技术 光隔离器 光耦器件 Cp 发送 接收 VS RL VG 用光传输信号是解决地环路问题的理想方法。 光耦器件的寄生电容为 2pf 左右，因此能够在很高的频率起到隔离作用。如果使用光 纤，则没有寄生电容的问题，能够获得十分完善的隔离效果。但是，用光纤会带来其 它问题： 光纤连接需要更大的功率 需要更多的器件 光连接的线形和动态范围都达不到模拟信号的要求 光缆的安装和维护比较复杂 光缆连接技术一般用在数字电路中，由于其带宽很宽，因此可以用在高速数据网中。 发送 接收 RL VS VG 杨继深 杨继深 年3月

11 共模扼流圈的作用 VN / VG  = R1 / L L R1 IS RL IN1 M R1 IN2 VG f VS + VN Vs
实践电磁兼容 - 第二章 地线干扰与接地技术 共模扼流圈的作用 L R1 IS RL VS + VN Vs IN1 M R1 IN2 VG VN / VG 地线电压实际是一种共模电压，在这个电压的驱动下，电缆中流过的电流是共模电流。因此可以 采用在电缆上安装共模扼流圈的方法来抑制地环路电流。共模扼流圈的结构和原理已经在滤波器 一章中介绍。 共模扼流圈的效果：为了分析简单，将共模扼流圈按照理想器件处理，即忽略线圈上的寄生电容。 通过解回路方程可以求解出负载上的干扰电压VN与扼流圈各参数的关系。 对于上面的回路：设 RL >> R1 ，R1 是导线的电阻，则： VG = RL IN1 + j LIN1 + jMIN (1) 对于下面的回路： VG = R1 IN2 + j LIN2 + jMIN (2) 假设共模扼流圈的两根导线采用并绕方式，两根导线之间耦合很紧，这时：M = L ，c从（2）中 解出IN2 ，然后代入（1）， 则可解出IN，利用VN = RL IN1 的条件，可以得到： VN / VG = [R1 /( j L+R1)] 从公式中可以知道，为了使 VN / VG 最小，要使 R1尽量小，而扼流圈的电感L尽量大。这个公式 的渐近线如图中所示。 思考题：这里的分析没有考虑扼流圈的寄生参数，因此VN抑制效果的曲线显示频率越高， 如果 考虑扼流圈的寄生电容，VN的曲线是什么样的？  = R1 / L RL/（RS + RL） f 杨继深 杨继深 年3月

12 平衡电路对地环路干扰的抑制 RS1 IN1 RL1 VS1 IS VG VL VS2 RL2 RS2 IN2 杨继深 2000
实践电磁兼容 - 第二章 地线干扰与接地技术 平衡电路对地环路干扰的抑制 RS1 IN1 RL1 VS1 IS VG VL VS2 什么叫平衡电路：两个导体及其所连接的电路相对于地线或其它参考物体具有相同的阻 抗。典型的平衡电路是差分放大器。但差分放大器的源端通常不是平衡的。上图所示的 电路中如果，RS1 = RS2，RL1 = RL2，VS1 = VS2，则是完全平衡的电路。 地环路电流在平衡电路中产生的噪声电压： 设由于地电压VG的影响，在两根导体中产生了地环路电流IN1 和 IN2，由于电路是平衡的， 因此，IN1 = IN2 ，负载上的电压为： VL = IN1 RL1 – IN2 RL2 + IS（RL1 + RL2 ）= IS（RL1 + RL2 ） 因此，地环路噪声电流在负载上没有造成影响，仅有信号电流流过负载。 高频时平衡是很困难的：图中的电路仅是一种理想的状态，实际的电路会有很多寄生因 素，如寄生电容、电感等。这些参数在频率较高时对电路阻抗发挥着较大作用。由于这 些寄生参数的不确定性，电路的阻抗也是不确定的，因此很难保证两个导体的阻抗完全 相同。因此，在高频时，电路平衡性往往较差，这意味着：平衡电路对频率较高的地环 路电流干扰抑制效果较差。 思考题：现实中的地环路电流往往占有从很低的频率（50Hz）到很高的频率（数百MHz） 较宽的频段，怎样对这样宽频带的地环路干扰进行抑制？ RL2 RS2 IN2 杨继深 杨继深 年3月

13 地线问题－公共阻抗耦合 ~ ~ ~ 电路1 电路2 V 地电流1 地电流2 改进1 公共地阻抗 改进2 杨继深 2000
实践电磁兼容 - 第二章 地线干扰与接地技术 地线问题－公共阻抗耦合 电路1 电路2 ~ 地电流1 地电流2 改进1 公共地阻抗 当两个电路的地电流流过一个公共阻抗时，就发生了公共阻抗耦合。我们在放大器中， 级与级之间的一种耦合方式是“阻容”耦合方式，这就是一种利用公共阻抗进行信号 耦合的应用。在这里，上一级的输出与下一级的输入共用一个阻抗。 由于地线就是信号的回流线，因此当两个电路共用一段地线时，彼此也会相互影响。 一个电路的地电位会受到另一个电路工作状态的影响，即一个电路的地电位受另一个 电路的地电流的调制，另一个电路的信号就耦合进了前一个电路。 对于两个共用电源的电路也存在这个问题。解决的办法是对每个电路分别供电，或加 解耦电路。 放大器级间公共地线耦合问题：图中的放大器前后级之间由于共用了一段地线，结果， 后级放大器的信号耦合进了前级的输入端，如果满足一定的相位关系，就形成了正反 馈，造成放大器自激。 解决办法：可以有两个解决办法，一个是将电源的位置改一下，使它靠近后级放大器 （功率较大），这样，后级较大的地线电流就不会经过前级的地线了（将这个结构与 前面的串联单点接地结构对比一下，加深理解）。另一个办法是后级放大器单独通过 一根地线连接到电源，这实际是改成了并联单点接地结构。 说明：有一个概念要清楚，这就是放大器（或类似电路）的电源电流（经过地线）使 放大器输出功率的源泉，放大器的实质是用小信号来对直流电源调制，得到功率较大 的信号。因此，共用直流电源的路径上的公共阻抗都会造成耦合干扰。 改进2 ~ ~ V 杨继深 杨继深 年3月

14 单点接地对噪声的抑制 RC1 RC1 RS RS RL RL VS VS RC2 RC2 ZSG VG RG RG VG 杨继深 2000
实践电磁兼容 - 第二章 地线干扰与接地技术 单点接地对噪声的抑制 RC1 RC1 RS RS RL RL VS VS RC2 RC2 ZSG VG 如前所述，实际的地线上两点一般不会是等电位的，因此，当电路在多点接地时，地线 上的噪声就会耦合进电路（地环路干扰）。 噪声分析：如左图所示的情况：这是一个典型的电路，信号源与放大器连接的情况。 RC1和RC2是连接源和负载的导线电阻。用两个不同的地线符号来表示源的地线和负载 （放大器）的地线不在同一点，两个地线之间有地线噪声电压VG。 若： RC2 ＜ ＜ RS + RC1 + RL ，则放大器输入端的噪声电压 VN 为： VN =[ RL / （ RL + RC1 + RS ）] [RC2 /（RC2 + RG ）] VG 算例：设 RG = 0.01, RC1 = RC2 = 1  , RS = 500  , RL = 10k，VG =100mV ，则： VN =95mV 。地线上的噪声几乎全部耦合进电路。 解决方法：只要将源或负载侧的地线之一断开，就可以解决这个问题。通常将源端的地 线断开比较方便（在很多场合这也是可行的，如源是一个传感器）。如右图所示，将源 端地线断开后，设源与地之间的阻抗为ZSG。理想情况下，ZSG为无限大，但实际上，由 于寄生电容等存在，它为有限值。 若： RC2 ＜＜ RS + RC1 + RL ，且 ZSG ＞＞ RC2 + RG ，则放大器输入端的噪声电压 VN 为： VN = [ RL / （ RL + RC1 + RS ）] （RC2 /ZSG ） VG 式中第二项是减小VN 的主要原因。这项实际表示了接地阻抗与信号地线阻抗之间的分 压比例关系。如果 ZSG 是无限大，大部分电压都降在了 ZSG 上，一点噪声都不会耦合进 放大器。如果 ZSG 为1M，其它参数同上例，则耦合进放大器中的噪声仅为0.095V， 这比源接地时降低了120dB。 RG RG VG 杨继深 杨继深 年3月

15 接地方式种类 信号接地方式 单点接地 多点接地 混合接地 串联单点接地 并联单点接地 杨继深 2000
实践电磁兼容 - 第二章 地线干扰与接地技术 接地方式种类 信号接地方式 单点接地 多点接地 混合接地 接地对电路的工作情况影响很大，因此在设计电路时，有多种接地策略，通常分为单 点接地、多点接地和混合接地等种类。 单点接地：所有电路的地线接到公共地线的同一点，进一步可分为串联单点接地和并 联单点接地。 多点接地：所有电路的地线接到公共地线的不同点，一般电路就近接地 混合接地：在地线系统内使用电感、电容连接，利用电感、电容器件在不同频率下有 不同阻抗的特性，使地线系统在不同的频率具有不同的接地结构。 交流电源电缆中的地线一般仅可用做安全地，不能用做信号地，两个电源接地点之间 的电压通常有数百mV，小信号电路在这种条件下根本无法工作。 串联单点接地 并联单点接地 杨继深 杨继深 年3月

16 单点接地 1 2 3 1 2 3 并联单点接地 串联单点接地 优点：无公共阻抗耦合 优点：简单 缺点：接地线过多 缺点：公共阻抗耦合 A
实践电磁兼容 - 第二章 地线干扰与接地技术 单点接地 1 2 3 1 2 3 A I1 I2 I3 I2 B I1 C A R2 B R3 C R1 I3 单点接地有两种类型，一种是串联单点接地，另一种是并联单点接地。串联单点接地 中，许多电路之间有公共阻抗，因此相互之间由公共阻抗耦合产生的干扰十分严重。 串联单点接地的干扰： A点的电位是：VA = ( I1 + I2 + I3 ) R1 A点的电位是：VB = ( I1 + I2 + I3 ) R1 + ( I2 + I3 ) R2 C点的电位是： VC = ( I1 + I2 + I3 ) R1 + ( I2 + I3 ) R2 + I3 R3 从公式中可以看出，A、B、C各点的电位是受电路工作电流影响的，随各电路的地线电流而变化。尤其是C点的电位，十分不稳定。 这种接地方式虽然有很大的问题，却是实际中最常见的，因为它十分简单。但在大功 率和小功率电路混合的系统中，切忌使用，因为大功率电路中的地线电流会影响小功 率电路的正常工作。另外，最敏感的电路要放在A点，这点电位是最稳定的。另外，从 前面讨论的放大器情况知道，功率输出级要放在A点，前置放大器放在B、C点。 解决这个问题的方法是并联单点接地。但是，并联单点接地需要较多的导线，实践中 可以采用串联、并联混合接地。 并联单点接地 优点：无公共阻抗耦合 缺点：接地线过多 串联单点接地 优点：简单 缺点：公共阻抗耦合 杨继深 杨继深 年3月

17 串联单点、并联单点混合接地 模拟电路1 模拟电路2 模拟电路3 数字信息处理电路 数字逻辑控制电路 马达驱动电路 继电器驱动电路
实践电磁兼容 - 第二章 地线干扰与接地技术 串联单点、并联单点混合接地 模拟电路1 模拟电路2 模拟电路3 数字信息处理电路 数字逻辑控制电路 串联单点接地结构由于简单而受到设计人员的青睐，但它所带来的公共阻抗耦合干扰 问题又经常让人头疼。 并联单点接地结构能够彻底消除电路之间的影响，但是繁杂的接地线实在让人头疼。 一个折衷的方法：将电路按照特性分组，相互之间不易发生干扰的电路放在同一组， 相互之间容易发生干扰的电路放在不同的组。每个组内采用串联单点接地，获得最简 单的地线结构，不同组的接地采用并联单点接地，避免相互之间干扰。 这个方法的关键：绝不要使功率相差很大的电路或噪声电平 相差很大的电路共用一段 地线。 马达驱动电路 继电器驱动电路 杨继深 杨继深 年3月

18 实践电磁兼容 - 第二章 地线干扰与接地技术 线路板上的地线 模拟 噪声 数字 前面讨论的地线设计原则对于线路板也是适合的。这就是在设计线路板时，要将模拟 地、数字地以及大功率驱动电路的地分开的依据。 这些不同的地仅能在通过一点连接起来。在线路板设计一章种对此进行更详细的讨论。 杨继深 杨继深 年3月

19 长地线的阻抗 L R L R 设备 C C Z0 = (L/C)1/2 ZP = (L)2/R 并联谐振 RAC 串联谐振 RDC
实践电磁兼容 - 第二章 地线干扰与接地技术 长地线的阻抗 L R L R 设备 C C Z0 = (L/C)1/2 ZP = (L)2/R 并联谐振 当地线在地平面上时，类似一条传输线，可用LCR模型来描述。L、C决定了传输线的 阻抗Z。 随着频率升高，电感的感抗不断增加，一直增加到第一个谐振点。超过第一个谐振点 后，电路的阻抗为： Z = Z0 tan [ X (L/C)1/2 ] 式中，X是沿导线倒接地点的长度。 随着频率的增加，交流电阻增加，电路的损耗增加，因此谐振的峰值和峰谷越来越不 明显。 为了保证接地阻抗很小，地线的长度要小于最小波长的1/20。 RAC 串联谐振 RDC FP1 = 1/2(LC)1/2 杨继深 杨继深 年3月

20 多点接地 电路1 电路2 电路3 R1 R2 R3 L2 L1 L3 镀银（减小表面电阻） 良好搭接（减小地线阻抗） 宽金属板（减小电感）
实践电磁兼容 - 第二章 地线干扰与接地技术 多点接地 电路1 电路2 电路3 R1 R2 R3 L2 L1 L3 为了减小地线电感，在高频电路和数字电路中经常使用多点接地。在多点接地系统中， 每个电路就近接到低阻抗的地线面上，如机箱。电路的接地线要尽量短，以减小电感。 在频率很高的系统中，通常接地线要控制在几毫米的范围内。 如前所述，多点接地时容易产生公共阻抗耦合问题。在低频的场合，通过单点接地可 以解决这个问题。但在高频时，只能通过减小地线阻抗（减小公共阻抗）来解决。由 于趋肤效应，电流仅在导体表面流动，因此增加导体的厚度并不能减小导体的电阻。 在导体表面镀银能够降低导体的电阻。 通常1MHz以下时，可以用单点接地；10MHz以上时，可以用多点接地，在1MHz和 10MHz之间时，可如果最长的接地线不超过波长的1/20，可以用单点接地，否则用多 点接地。 镀银（减小表面电阻） 良好搭接（减小地线阻抗） 宽金属板（减小电感） 地线阻抗一定保持很小， 避免公共阻抗耦合 杨继深 杨继深 年3月

21 混合接地 Rs ~ Vs Rs ~ Vs 地电流 地环路电流 安全接地 安全接地 杨继深 2000
实践电磁兼容 - 第二章 地线干扰与接地技术 混合接地 Rs ~ Vs 地电流 Rs ~ Vs 混合接地系统在不同的频率呈现不同的接地结构。 上图是一个系统工作在低频状态，为了避免公共阻抗耦合，需要系统串联单点接地。 但这个系统暴露在高频强电场中，因此屏蔽电缆需要双端接地（在电缆屏蔽一章中会 看到：屏蔽高频需要多点接地）。图中所示的接地结构解决了这个问题。对于电缆中 传输的低频信号，系统是单点接地的，而对于电缆屏蔽层中感应的高频干扰信号，系 统是多点接地的。接地电容的容量一般在10nF以下，取决于需要接地的频率。要注意 电容的谐振问题（见滤波一章），在谐振点电容的容抗最小。 下图所示的是一个系统受到地环路电流的干扰。如果将设备的安全地断开，地环路就 被切断，可以解决地环路电流干扰。但是出于安全的考虑，机箱必须接到安全地上。 图中所示的接地系统解决了这个问题，对于频率较高的地环路电流，地线是断开的， 而对于50Hz的交流电，机箱都是可靠接地的。 地环路电流 安全接地 安全接地 杨继深 杨继深 年3月

22 放大器屏蔽壳的接地 C1S C3S C1S C3S C2S C2S 等效电路 杨继深 2000
实践电磁兼容 - 第二章 地线干扰与接地技术 放大器屏蔽壳的接地 C1S C3S C1S C3S C2S C2S 为了防止外界电场的影响，高增益放大器通常放在屏蔽壳内。这时放大器与屏蔽壳之 间的寄生电容C3S和C1S构成了一个从输出到输入的反馈通路。这个反馈会引起放大器的 振荡。 解决办法：为了解决这个问题，必须将放大器的公共端与屏蔽壳连接起来。通过将屏 蔽壳与放大器公共端连接起来，寄生电容C2S被短路，反馈被消除。 等效电路 杨继深 杨继深 年3月

23 屏蔽电缆的接地 ~ ~ V 0v ~ ~ 电场屏蔽 磁场屏蔽 高频低磁波屏蔽 E H 杨继深 2000
实践电磁兼容 - 第二章 地线干扰与接地技术 屏蔽电缆的接地 E ~ ~ V 0v H 电场屏蔽 屏蔽电缆的应用是十分广泛的。但是真正取得满意效果的却很少。特别是关于电缆层 的接地问题，似乎是一个令人十分困惑的问题。 电缆屏蔽层的接地方式与要抑制的干扰的频率有关。一般分为低频电场、低频磁场和 高频电磁波等种类。屏蔽的对象不同，电缆屏蔽层的接地方式也不同。 对电场的屏蔽，屏蔽层只要接地就能获得满意的效果，而对于磁场屏蔽，则屏蔽层的 接地方式就要复杂一些。对于高频电磁波的屏蔽，一般要与屏蔽机箱形成完整的屏蔽 体才能起作用。 这就是平常所说的，对于高频电磁波，屏蔽电缆与屏蔽机箱要360搭接。 ~ ~ 磁场屏蔽 高频低磁波屏蔽 杨继深 杨继深 年3月

24 电场屏蔽的电缆接地 电缆接敏感电路的信号地，目的是 将屏蔽层的电位保持在地电位。 干扰频率较低 干扰频率较高 单点接地（否则出问题）
实践电磁兼容 - 第二章 地线干扰与接地技术 电场屏蔽的电缆接地 电缆接敏感电路的信号地，目的是 将屏蔽层的电位保持在地电位。 干扰频率较低 干扰频率较高 对电场的屏蔽，电缆的屏蔽层必须接地， 要接信号参考地。 当没有屏蔽电缆时，外界电场在信号导体直接感应出噪声电压，使电路受 到影响。为此，对电缆屏蔽。但是，如果电缆屏蔽层没有接地，外界电场在屏蔽层上 感应出电压，这个电压再次感应到信号导体上，同样产生干扰。如果，将屏蔽层接地， 则屏蔽层上的电压为“0”，不会对信号导体产生干扰。 对于电场屏蔽的场合，当干扰频率较高时，为了保证屏蔽层上各点都为0V，需要将屏 蔽层多点接地，接地间隔要小于/20。 单点接地（否则出问题） （在哪里接地？） 多点接地 （间隔/20接地） 杨继深 杨继深 年3月

25 电缆多点接地带来的问题 ~ ~ 噪声 VOUT IS VIN VOUT M RS VIN = VOUT+ ISRS LS IS
实践电磁兼容 - 第二章 地线干扰与接地技术 电缆多点接地带来的问题 ~ VOUT IS VIN ~ 屏蔽层引入的噪声电压：当屏蔽层的两端地点位不同或外界有磁场时，会在屏蔽层上产生电 流IS，这时，信号回路的电压方程为： VIN =VOUT - jMIS + jLSIS + RSIS 由于：M = LS，（假设屏蔽层上的电流均匀分布，则从自电感的定义：L =  / I，和互电感 的定义：M = / I，容易证明），则回路电压方程变为： VIN = VOUT + RSIS 从式中可以看出，在电路的输入端引入了噪声电压RSIS ， 为了避免这种噪声： 电缆的屏蔽层不要作为信号的回流线（信号地线）； 电缆的屏蔽层要单点接地； 说明： IS的主要来源之一是工频电压，不同的接地点之间往往有较大的电位差，会产生较大的电流，有时甚至会导致电缆屏蔽层过热，造成电缆损坏。这是在进行工程施工中需要注意问题。解决的办法是铺设一块电阻很低的金属板作为公共地线，减小电位差。 VOUT M RS VIN = VOUT+ ISRS LS IS 噪声 杨继深 杨继深 年3月

26 电缆屏蔽层接地位置 ~ 屏蔽双绞线 ~ 屏蔽同轴线 ~ 屏蔽双绞线 ~ 屏蔽同轴线 ~ 屏蔽双绞线 ~ 屏蔽同轴线 杨继深 2000
实践电磁兼容 - 第二章 地线干扰与接地技术 电缆屏蔽层接地位置 ~ 屏蔽双绞线 ~ 屏蔽同轴线 ~ 屏蔽双绞线 ~ 屏蔽同轴线 源浮地、输入电路接地的场合：电缆屏蔽层接到放大器的公共输入端，即使公共端没 有在接地点，也没有关系。 源接地、输入电路浮地的场合：电缆屏蔽层接到源的公共输出端，即使公共端没有在 接地点，也没有关系。 源和输入电路都接地的场合：电缆屏蔽层两端接地。这时，屏蔽层的效果大打折扣。 对于同轴电缆，会发生前面所述的地环路电流在屏蔽层上产生电压降，在电路输入端 产生噪声电压的情况。对于，双绞线，屏蔽层上的地环路电流会通过屏蔽层与双绞线 之间的互感在双绞线上感应出噪声电流，由于双绞线的不平衡性，在放大器的输入端 产生噪声电压。 说明：当源和输入电路都接地时，会在信号线与地构成的回路中产生地环路电流，产 生前面所述的地环路干扰问题。将屏蔽层两端接地后，屏蔽层可以分流一部分地环路 电流，使信号线上的地环路电流减小。 单点接地仅在低频时有效：这里给出的屏蔽电缆单点接地结构实际上只在频率较低时 成立，当频率较高时，由于寄生电容的存在，已经不再是单点接地。另外，当频率较 高时，单点接地已经不能保证屏蔽层上的各点电位为0了，失去了接地的作用。这时， 需要多点接地，接地间隔小于/20。 解决多点接地与地环路的矛盾：要对高频干扰有屏蔽作用，需要电缆多点接地，多点 接地时又会有地环路问题，怎么解决这个问题？常用的方法是屏蔽层仅在一点直接接 地，其它点通过电容接地。这样，对于高频信号，是一个多点接地系统，而对于低频 信号是单点接地系统。这就是前面介绍的混合接地。 ~ 屏蔽双绞线 ~ 屏蔽同轴线 杨继深 杨继深 年3月

27 低频磁场对电缆的干扰 磁通 VN 回路面积A VN ＝ ( d  / dt ) = A ( dB / dt ) 减小面积可以减小噪声
实践电磁兼容 - 第二章 地线干扰与接地技术 低频磁场对电缆的干扰 感应电压 磁通 VN 回路面积A VN ＝ ( d  / dt ) = A ( dB / dt ) 低频磁场干扰在实际中是很常见的，例如电源线的附近、马达或变压器的附近等。当 电缆穿过这种磁场时，电缆所连接的电路中就会产生干扰。 这种干扰是由于导体回路面积所包围的磁通量发生变化所致。根据电磁感应定律，导 体上感应的电压幅度与它所包围的磁通变化率成正比。如果回路面积所含的磁通量为  ，则： VN ＝ ( d  / dt ) 如果假设回路面积A中所包围的磁场是均匀的，也即，回路中各点的磁通密度B是相等的，则  = A B ，则： VN ＝ A ( dB / dt ) 如果磁场按正弦规律变化，且表示成： B ＝ B0e-jt 则： VN ＝ j A B 从公式中，可以看出，感应电压与磁场的频率、磁通密度、回路面积等成正比。由于 外界干扰场的频率是不受控的，因此为了减小感应电压，应尽量减小回路中所包围的 磁通密度和回路的面积。 减小磁通密度只能通过增加电缆与磁场辐射源之间的距离来实现。减小回路面积可以 通过使用适当的电缆和接地方式来实现。 当面积一定时 减小面积可以减小噪声 杨继深 杨继深 年3月

28 抗磁场干扰的电缆接地方式 只有两端接地的屏蔽层才能 屏蔽磁场 VS VS VS 杨继深 2000
实践电磁兼容 - 第二章 地线干扰与接地技术 抗磁场干扰的电缆接地方式 VS VS VS 当没有屏蔽电缆时，外界磁场在信号与地线构成的回路中产生感应电流，形成干扰。 增加屏蔽层后，如果屏蔽层不接地或者单端接地，磁场干扰的情况没有改变，也就是 说屏蔽层没有效果。因为屏蔽层的加入并没有改变干扰磁场的特性。根据磁场干扰的 公式，信号回路所包围的磁场特性如果没有发生变化，则干扰情况也不变。 当将屏蔽层两端接地时，外界磁场在原来信号与地线构成的回路中产生感应电流的同 时，也在屏蔽层与地线构成的回路中产生感应电流Is，Is也会感应出磁场，但是这个磁 场与原来的磁场磁场方向相反，相互抵消，导致总磁场减小，减小了干扰。 只有两端接地的屏蔽层才能 屏蔽磁场 杨继深 杨继深 年3月

29 双绞线对磁场干扰的抑制 ～ ～ 理想同轴线的信号电流与回流等效为在几何上重合，因 此电缆上的回路面积为0，整个回路面积仅有两端的部分
实践电磁兼容 - 第二章 地线干扰与接地技术 双绞线对磁场干扰的抑制 ～ ～ 克服磁场的干扰有效方法是减小回路的面积，也就是使信号线与其回线尽量靠近。双 绞线和同轴线在减小磁场干扰方面有很好的效果。 双绞线：双绞线能够有效地抑制磁场干扰，这不仅是因为双绞线的两根线之间具有很 小的回路面积，而且因为双绞线的每两个相邻的回路上感应出的电流具有相反的方向， 因此相互抵销。双绞线的绞节越密，则效果越明显。 但是，如果电路的两端接地，则不再具有上述特征。因为这时每根导线与地平面之间 构成了一个面积很大的回路，在这个回路中会产生感应电流。由于两根导线是不平衡 的，因此会产生差模电压。 同轴电缆：当同轴电缆适当连接时，对磁场干扰的抑制效果是十分理想的。因为同轴 电缆上信号电流与回流可以等效为在几何上重合，其面积为0。 为了保持同轴电缆的这个特性，在电缆的两端，非同轴部分，要保持面积尽量小。即 屏蔽层的联线尽量短。 实际的同轴电缆，由于芯线与外层不一定是完全同心，因此会有一定的等效面积，影 响其抑制效果。 与双绞线的情况相似，同轴线的两端也不能接地，否则在芯线与大地的回路中和外层 与大地的回路中都会产生电流，由于电路非平衡性，会产生差模噪声。 理想同轴线的信号电流与回流等效为在几何上重合，因 此电缆上的回路面积为0，整个回路面积仅有两端的部分 杨继深 杨继深 年3月

30 抑制磁场干扰的试验数据 (A) (D) (B) (E) (C) 13 27 每米18节 28 13 100 1M 100 1M 100 1M
实践电磁兼容 - 第二章 地线干扰与接地技术 抑制磁场干扰的试验数据 100 (A) 1M 13 100 (D) 1M 100 (B) 27 1M 屏蔽电缆的效果与屏蔽层和电路的接地密切相关。特别是当外界干扰为磁场时，不同 的连接方法效果大不相同。这组数据是在磁场中针对不同的接地结构试验获得的： 结构A：在信号线上套一个非磁性材料的屏蔽套，并且单点接地。对于磁场而言，当非 磁性材料的屏蔽层单点接地时，信号回路中的磁场没有变化，因此磁场感应是相同的， 即这种结构没有屏蔽效果。这种情况屏蔽效果定义为0dB，作为参考点。 结构B：将A中的屏蔽层两端接地。这时就能够提供一定的屏蔽效能了。因为由屏蔽层 与地平面构成的环路中也感应了电流，这个电流产生了一个与原磁场相反的磁场，使 信号回路中的磁场减弱，感应噪声减小。 结构C：双绞线本应提供较好的屏蔽效果（由于相邻绞节中感应的电流方向相反，相互 抵消），但由于电路两端接地，实际的感应回路并不小，因此效果较差。 结构D：在双绞线上加了一个单端接地的屏蔽层，由于单端接地的屏蔽层对磁场没有屏 蔽效果，因此并没有改善双绞线的屏蔽效能。 结构E：将屏蔽层两端接地后，同B一样，屏蔽层中的电流产生的反磁场削弱了原磁场， 屏蔽效能有所提高。 说明：结构C是一种常见的错误，在实践中要避免。 每米18节 28 1M 100 13 (E) 1M 100 (C) 杨继深 杨继深 年3月

31 抑制磁场干扰的实验数据 (F) (I) (G) (J) (H) 80 63 每米18节 55 77 70 100 1M 100 1M 100
实践电磁兼容 - 第二章 地线干扰与接地技术 抑制磁场干扰的实验数据 100 (F) 1M 80 63 100 (I) 1M 每米18节 55 100 1M (G) 结构F：电路只在单点接地，利用电缆的屏蔽层作为回流路径，大大减小了感应回路的 面积，因此屏蔽效能大幅度提高。理想的同轴电缆回路面积为0，不会感应上任何噪声 电压。实际同轴电缆的屏蔽效果取决于芯线与外层轴心的偏差。 结构G：双绞线由于具有很小的感应回路，并且相邻绞节中的感应电流对消，因此表现 出较高的磁场屏蔽效果。实际的抑制效果比55更高，因为这里有些电场感应了进来。 这从结构H可以看出。在结构H中，单端接地的屏蔽层抑制了电场感应，是屏蔽效果提 高到70。 结构H：在G的基础上增加一个单端接地的屏蔽层，消除了（实验装置产生的附加）电 场的影响。这里的屏蔽效果没有F高，是因为双绞线的回路面积没有同轴电缆的小。增 加绞节密度可以进一步提高抑制效果。 结构I：将H中的屏蔽层两端接地后，导致屏蔽效能下降。这是因为屏蔽层两端接地后， 在屏蔽层上产生了感应电流，这个电流在双绞线上感应出电流，由于电路不是平衡的， 导致产生差模电压。 结构J：将H中的屏蔽层非接地的一端接到电路公共端，进一步提高了屏蔽效能，但没 有达到F的水平，因为F中的电缆是同轴电缆，具有很小的感应回路。 问题：结构H的屏蔽效能比结构G提高了一些，这是因为单端接地的屏蔽层消除了实验 装置产生的附加额外的电场，为什么结构D的屏蔽效能没有比结构C的屏蔽效能提高？ 77 1M 70 100 100 (J) 1M (H) 杨继深 杨继深 年3月

32 接地位置不当造成的干扰 稳压电源 火灾 报警器 稳压电源 火灾 报警器 杨继深 2000
实践电磁兼容 - 第二章 地线干扰与接地技术 接地位置不当造成的干扰 稳压电源 火灾 报警器 稳压电源 火灾 报警器 问题：某内含微处理器的设备需要通过在电源线上施加幅度为1500V的电快速脉冲的敏 感度试验，结果当试验脉冲幅度达到700V左右时，发生死机现象。 检查结果1：设备的电源线入口处虽然安装了安装电源线滤波器，但滤波器安装方式不 对（电源输入线过长、滤波器与金属机箱之间没有良好搭接）。 解决方法1：重新安装滤波器，使满足滤波器安装要求。 效果1：稍微改善，但仍达不到要求。 检查结果2：滤波器插入损耗不足。 解决方法2：更换滤波器（原滤波器为单级，更换为两级滤波电路）。 效果2：可以满足要求。 奇怪的现象：此产品批量生产时，抽查发现，当试验电压为1000V以下时，又发生死机。 检查结果3： 经过与原机（通过试验的样机）对比，发现新设备除了电源输入变压器上比原机的电源变压器多了一根接地线外，其它完全一样。 解决方法3：断开电源变压器上的接地线。 原因分析：经向制造厂家了解，新产品为了更可靠地通过试验，将原来的普通变压器更 换为隔离变压器（初次级之间加一金属屏蔽层），这根接地线是隔离层的接地线。但是 这根地线连接到了滤波器的接地点，结果滤波器滤除的干扰直接串到变压器的隔离层上， 通过隔离层与变压器次级之间的寄生 电容耦合到了变压器的次级。 杨继深 杨继深 年3月