HT-7U超导托卡马克核聚变实验装置快控电源（FCPS）的研究与设计 概述 基于电压型PWM整流器的FCPS方案 基于电流型PWM整流器的FCPS方案 电流型FCPS仿真 电压型FCPS仿真 电压型、电流型FCPS方案比较

1 概述 1.1 FCPS电源的特点 原技术要求： 大功率 21MW 低电压、大电流 20000A/ 50V 电压响应：1ms 四象限运行 快速电流响应（设计目标）: 响应频率～100HZ 最大电流驱动速率20000A/ 5ms

1.2 设计理念 移相式并联组合设计 减小单台容量，降低制造难度 增强故障冗余能力，提高可靠性 提高等效PWM调制频率，改善波形品质 低开关频率运行，降低功率管应力及损耗

1.2 设计理念 受控电流源特性 绿色电能变换 容易多组并联运行 快速跟踪电流响应 四象限运行 网侧无污染（正弦波电流） 可控功率因数（单位功率因数）

1.2 设计理念 故障诊断与保护 主电路故障诊断与保护 系统故障诊断与保护 系统故障运行

1.3 PWM整流器技术 1.3.1 概述 研究现状 分类 电压型PWM整流器（直流侧电容储能） 电流型PWM整流器（直流侧电感储能）

1.3.2 电压型PWM整流器拓扑及特点 拓扑结构

1.3.2 电压型PWM整流器拓扑及特点 特点 四象限运行特性 直流侧受控电流源特性 BOOST AC/DC特性 网侧电流可控（正弦波电流） 功率因数可控（单位功率因数）

1.3.3 电流型PWM整流器拓扑及特点 拓扑结构

1.3.3 电流型PWM整流器拓扑及特点 特点 四象限运行特性 直流侧恒流源特性 BUCK AC/DC特性 网侧电流可控（正弦波电流） 功率因数可控（单位功率因数）

1.4 移相PWM技术 1.4.1 问题的提出 由于特大功率可关断器件（例如GTO）的开关频率上限很低，而低开关频率的正弦PWM技术将产生大量谐波，使得正弦PWM控制难以实现优良的波形品质。 某些超大功率变流装置为了改善输出高次谐波，往往采用多重化技术，以达到系统所要求的技术指标。但多重化输出的阶梯波中含有较多低次谐波，并且难以实现输出波形的动态调节，无法形成闭环控制。

1.4 移相PWM技术 1.4.2 基本原理 在多重化为Lx的组合装置中使用共同的调制波（周期为2π），并将各装置中的三角载波（频率为Kc）相位相互错开2π/（LxKc）角度，利用正弦PWM技术中的波形生成方式和多重化技术中的波形迭加结构产生移相式正弦PWM波形。

1.4 移相PWM技术 移相PWM波形合成图

1.4 移相PWM技术 1.4.3 频谱分析

1.4 移相PWM技术 1.4.3 频谱分析

1.4 移相PWM技术 1.4.4 结论 采用移相PWM技术控制多台变流器组合运行时，虽然每台变流器载波频率很低，但整个组合变流器输出等效于开关频率很高或者说载波频率很高的正弦PWM变流器，不但使正弦PWM技术应用于特大功率场合成为可能，而且在提高装置容量的同时，有效地减小变流器输出谐波，提高整个装置的信号传输带宽。 Back

2 基于电压型PWM整流器的FCPS方案 2.1 主电路拓扑

2 基于电压型PWM整流器的FCPS方案 2.2 特点 2.2 特点 采用PWM 整流器控制，实现了网侧电流正弦化及单位功率因数，大大降低了大功率电源对电网的污染。 由于各组PWM 整流器交流侧电抗器及快速电流跟踪控制，因而使这类电压源型PWM整流器直流侧呈现受控电流源特性，使得多组PWM整流器直流侧直接并联，而无需平衡电抗器。

2 基于电压型PWM整流器的FCPS方案 2.2 特点 2.2 特点 本方案中电抗器设在交流侧且基波电流频率固定（50Hz），因而电抗器设计较容易，从而克服了普通并联方案中负载侧平衡电抗器因其电流频率不固定所导致设计上的困难。 采用移相PWM组合控制技术，使单组不高的开关频率控制通过移相PWM组合获得了等效的高开关频率控制特性，在降低开关损耗的同时提高了波形品质。

2 基于电压型PWM整流器的FCPS方案 2.2 特点 2.2 特点 双PWM 整流器拓朴使快控线圈实现了四象限运行，且当直流侧联接的快控线圈故障时不易损坏变流器功率部件，因而具有较好的故障保护性能。

2 基于电压型PWM整流器的FCPS方案 2.3 三相电压源型PWM整流器的D-Q模型 模型方程 为了描述方便，下述讨论将上式中的上标e省略。

2 基于电压型PWM整流器的FCPS方案 2.3 三相电压源型PWM整流器的D-Q模型 模型结构图

2 基于电压型PWM整流器的FCPS方案 2.4 控制系统的设计 电流内环的建立 2.4 控制系统的设计 电流内环的建立 上述分析表明，三相电压源型PWM AC/DC变流器d-q模型是一个多输入多输出（MIMO）非线性耦合系统模型。为简化控制的整定，首先假定系统在某一工作点运行，并考虑开关函数的直流分量，则d-q模型方程的拉氏频域表达式： 式中，uq、ud为PWM AC/DC变流器交流侧输出电压矢量对应d-q坐标系的q、d分量。

2 基于电压型PWM整流器的FCPS方案 2.4 控制系统的设计 电流内环的建立 对于频域方程描述的耦合系统，采用前馈控制，令： 2.4 控制系统的设计 电流内环的建立 对于频域方程描述的耦合系统，采用前馈控制，令： 式中，uq*、ud*、iq*、id*分别为d-q坐标系中电压电流指令。

2 基于电压型PWM整流器的FCPS方案 2.4 控制系统的设计 电流内环的建立 如果实现无差控制，稳态时应满足

2 基于电压型PWM整流器的FCPS方案 2.4 控制系统的设计 电流内环的建立 2.4 控制系统的设计 电流内环的建立 基于 、 的前馈补偿，使 电流内环获得了d-q坐标系的解耦控制。电流内环的解耦控制结构图如下：

2 基于电压型PWM整流器的FCPS方案 2.4 控制系统的设计 电压中环的建立 由d-q坐标系中的功率矩阵 得电流指令：

2 基于电压型PWM整流器的FCPS方案 2.4 控制系统的设计 电压中环的建立 由于 考虑单位功率因数条件，即Q=0 2.4 控制系统的设计 电压中环的建立 由于 考虑单位功率因数条件，即Q=0 按q轴对交流电源电源矢量进行定向控制，则ed=0。 综上分析得： 式中， 为电网交流电势幅值， 为交流变换系数。

2 基于电压型PWM整流器的FCPS方案 2.4 控制系统的设计 电压中环的建立 综合以上分析不难得电压环基本结构如图所示 2.4 控制系统的设计 电压中环的建立 综合以上分析不难得电压环基本结构如图所示 图中R2为电压调节器，Wi为电流内环等效传函。

2 基于电压型PWM整流器的FCPS方案 2.4 控制系统的设计 电流外环的建立 由于 则电流外环基本控制结构如图所示 2.4 控制系统的设计 电流外环的建立 由于 则电流外环基本控制结构如图所示 图中R3为电流外环调节器，Wu为电压中环等效传函，R’、L’为快控线圈，Ud1、Ud2分别为循环变流器两侧PWM 整流器直流电压值。

2 基于电压型PWM整流器的FCPS方案 2.4 控制系统的设计 系统仿真 无电压（Ud2）前馈和微分反馈控制下的外环阶跃响应和阶跃扰动响应

2 基于电压型PWM整流器的FCPS方案 2.4 控制系统的设计 系统仿真 有电压（Ud2）前馈和微分反馈控制下的外环阶跃响应和阶跃扰动响应

2 基于电压型PWM整流器的FCPS方案 2.4 控制系统的设计 结论 back 2.4 控制系统的设计 结论 快控电源（FCPS）控制系统采用了三环控制结构，其中基于前馈的解耦控制提高了电流内环的动态性能，电压中环起到了改造控制对象、抑制扰动以及加快电流外环响应的作用，而IL*则由电流均分器产生。 在PWM AC/DC变流器d-q模型基础上，采用基于前馈的解耦 控制以及微分反馈控制的三闭环控制系统，使系统在确保跟随 性能的同时获得了优良的抗扰性能，达到了预期的设计要求。 back

3 基于电流型PWM整流器的FCPS方案 3.1 主电路拓扑结构 PWM整流器 H桥

3 基于电流型PWM整流器的FCPS方案 3.2 特点 3.2 特点 采用电流型PWM整流器和电流型H桥逆变器相结合的拓扑结构，PWM整流器提供直流侧恒定电流，H桥逆变器进行PWM电流跟踪控制； 基于电流型PWM整流器的控制，真正实现了网侧单位功率因数正弦电流控制，克服了变流器对电网的污染且无须增加大容量滤波装置；

3 基于电流型PWM整流器的FCPS方案 3.2 特点 3.2 特点 电流型变流器由于较高的输出阻抗，因而特别适合多组并联增容方案，当采用新型移相PWM组合并联控制时，在较低的功率管开关频率基础上获得了等效的高频PWM控制，因而具有损耗低、响应快的特点； 移相PWM组合控制不仅使电流型H桥逆变器获得了快速电流响应，而且等效的高频PWM调制大大降低了交直流电抗器体积和损耗、减少了交流滤波电容；

3 基于电流型PWM整流器的FCPS方案 3.2 特点 3.2 特点 当电流型H桥逆变器交流滤波电容较小时，H桥逆变器可进行电流开环控制，在提高电流响应速度的同时相对地提高了系统稳定性。

3 基于电流型PWM整流器的FCPS方案 3.3 PWM整流器的控制 状态方程描述 令状态变量 则 引入状态反馈后得

3 基于电流型PWM整流器的FCPS方案 3.3 PWM整流器的控制 控制结构图

3 基于电流型PWM整流器的FCPS方案 3.3 PWM整流器的控制 控制规律 对于电流型PWM整流器电流外环采用PI调节器控制直流电流。 为获得较快的动态响应，且能抑制电容电压谐振引入状态反馈控制。 为达到单位功率因数，引入前馈控制（前馈量为 ），以消除电容引起的超前电流。 根据系统的动态响应要求和零极点配置原理确定反馈系数k1、k2 。

3 基于电流型PWM整流器的FCPS方案 3.3 PWM整流器的控制 系统仿真 (a)整流器11000(A)阶跃响应 (b) 整流器输入电压电流波形

3 基于电流型PWM整流器的FCPS方案 3.3 PWM整流器的控制 系统仿真 （a）电网电压降低30%时直流电流波形 （b）电网电压降低30%时输入电压(ea)电流(ia)波形

3 基于电流型PWM整流器的FCPS方案 3.3 PWM整流器的控制 系统仿真 （a）H桥逆变器组跟踪100(Hz)正弦波波形 （b）H桥逆变器组跟踪100(Hz)正弦波时电容电压

3 基于电流型PWM整流器的FCPS方案 3.3 PWM整流器的控制 系统仿真 （a） 单个H桥逆变器跟踪100(Hz)正弦波波形 （b） 单个H桥逆变器跟踪100(Hz)正弦波时电容电压 back

4 电流型FCPS仿真 4.1 第一组仿真参数： 匝数=1，电流=20000A ；线圈：L=24微亨，R=0.28毫欧；引线：L=2 微亨，R=2毫欧；滤波电容：1000微砝 电流跟踪误差(不移相控制) 跟踪100HZ正弦波时电流波形(不移相控制) 跟踪100HZ正弦波时电容电压(不移相控制) 最大误差率为:

4 电流型FCPS仿真 4.1 第一组仿真参数： 电流跟踪误差(20组移相控制) 跟踪100HZ正弦波时电流波形 (20组移相控制) 4.1 第一组仿真参数： 跟踪100HZ正弦波时电流波形 (20组移相控制) 电流跟踪误差(20组移相控制) 跟踪100HZ正弦波时电容电压(20组移相控制) 最大误差率为:

负载瞬时功率 N=1, f=100H, 瞬时功率p=-2.8 ~ +4MW N=1, f=20H, 瞬时功率p=-.35 ~ +1.25MW

4 电流型FCPS仿真 4.2 第二组仿真参数：匝数=2，电流=10000A；线圈：L=96微亨，R=1.12毫欧；引线：L=2 微亨，R=8毫欧；滤波电容：500微砝 电流跟踪误差(不移相控制) 跟踪100HZ正弦波时电流波形(不移相控制) 跟踪100HZ正弦波时电容电压(不移相控制) 最大误差率为:

4 电流型FCPS仿真 4.2 第二组仿真参数： 电流跟踪误差(20组移相控制) 跟踪100HZ正弦波时电流波形 (20组移相控制) 4.2 第二组仿真参数： 跟踪100HZ正弦波时电流波形 (20组移相控制) 电流跟踪误差(20组移相控制) 跟踪100HZ正弦波时电容电压(20组移相控制) 最大误差率为:

负载瞬时功率 N=2, f=100H, 瞬时功率p=-2.6 ~ +3.9 MW N=2, f=20H,

4 电流型FCPS仿真 4.3 第三组仿真参数：匝数= 4, 电流=5000A；线圈：L= 384微亨，R= 4.48 毫欧；引线：L=2 微亨，R= 32 毫欧；滤波电容：100微砝 电流跟踪误差(不移相控制) 跟踪100HZ正弦波时电流波形(不移相控制) 跟踪100HZ正弦波时电容电压(不移相控制) 最大误差率为:

4 电流型FCPS仿真 4.3 第三组仿真参数： 电流跟踪误差(20组移相控制) 跟踪100HZ正弦波时电流波形 (20组移相控制) 4.3 第三组仿真参数： 跟踪100HZ正弦波时电流波形 (20组移相控制) 电流跟踪误差(20组移相控制) 跟踪100HZ正弦波时电容电压(20组移相控制) 最大误差率为:

负载瞬时功率 N=4, f=100H, 瞬时功率p=-2.6 ~ +4.0 MW N=4, f=20H,

4 电流型FCPS仿真 4.4 结论 移相控制与不移相控制相比具有很多优点，表现在： 电容电压明显减小 电流跟踪的最大误差率明显减小 4.4 结论 移相控制与不移相控制相比具有很多优点，表现在： 电容电压明显减小 电流跟踪的最大误差率明显减小 移相控制可以极大地消除高次谐波． 随着线圈匝数的增加，电感也随之增加，其结果导致电容电压明显增加．

4 电流型FCPS仿真 4.4 结论 综合上述分析和仿真结果， 4.4 结论 综合上述分析和仿真结果， 若线圈选择1匝则电容电压较低(峰值为350V)，但此时变流器的电流相对较大（总电流峰值为20000A,采用20组并联时，每组电流峰值为1000A）； 若线圈选择4匝时，变流器的电流减小很多（总电流峰值为5000A,采用20组并联时，每组电流峰值为250A），但是，此时电容电压峰值却增加为1200V。 若线圈采用两匝时，每组变流器电流峰值为500A，电容电压峰值为650V。 综合分析可以得出，对于电流型变流器线圈采用2匝设计较为合理。 back

5 电压型FCPS仿真 5.1 单匝线圈：电流：峰值20000A 100HZ正弦波；线圈：L=24μΗ，R=0.28mΩ；引线：L=2μΗ，R=2 mΩ。 电流跟踪误差 电流跟踪效果 直流侧滤波电容电压 电流最大跟踪误差

负载瞬时功率 N=1, f=100H, 瞬时功率p=-2.7 ~ +4MW

5 电压型FCPS仿真 5.2 双匝线圈：电流：峰值10000A 100HZ正弦波；线圈：L=96μΗ，R=1.12mΩ ；引线：L=2μΗ，R=8 mΩ。 电流跟踪效果 直流侧滤波电容电压 电流跟踪误差

负载瞬时功率 N=2, f=100H, N=2, f=20H 瞬时功率p=-2.6 ~ +3.5MW

5 电压型FCPS仿真 5.3 四匝线圈：电流：峰值5000A 100HZ正弦波；线圈：L=384μΗ，R=4.48mΩ； 引线：L=2μΗ，R=32 mΩ。 电流跟踪误差 电流跟踪效果 直流侧滤波电容电压

负载瞬时功率 N=4, f=100H 瞬时功率p=-2.5 ~ +3.5MW N=2, f=20H

5 电压型FCPS仿真 5.4 结论 参数的选择应该使电压型PWM整流器直流侧两端电压波动最小为宜，可以看出当采用电压型FCPS方案时应选择一匝线圈，此时直流侧电压波动在400V以内。 back

6 电压型、电流型FCPS方案比较 两者均可直接多组并联，但电流型方案更宜采用PWM组合移相技术。 电压型方案适用于电感较小的单匝线圈，而电流型方案更宜采用多匝线圈设计，此时电流降低将减少装置成本。 电流型方案功率管电流利用率较高，而电压型方案由于当电网电压降低时，流入功率管的电流将上升而导致电流利用率降低，比较而言，电压型方案的功率管费用较高。 与电压型方案相比，电流型方案具有较好的电流跟踪性能，且由于可电流开环控制，因而具有更好的系统稳定性。 back