PWM技术培训 谢美娟

PWM控制原理 理论基础 等幅和不等幅PWM波 冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同 冲量指窄脉冲的面积 效果基本相同，是指环节的输出响应波形基本相同 低频段非常接近，仅在高频段略有差异 等幅和不等幅PWM波 由直流电源产生的PWM波通常是等幅PWM波，如直流斩波电路和本节的PWM逆变电路。 输入电源是交流，得到不等幅PWM 基于面积等效原则，其本质是相同的。

举例说明 用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波 理论上，这一系列脉冲宽度可以严格计算出来，但较为实用的是调制方法。 正弦半波N 等分，可看成N个彼此相连的脉冲序列，宽度相等，但幅值不等 用矩形脉冲代替，等幅，不等宽，中点重合，面积（冲量）相等 宽度按正弦规律变化 由于各脉冲的幅值相等，所以逆变器可由恒定的直流电源供电。 要改变等效输出正弦波幅值，按同一比例改变各脉冲宽度即可 理论上，这一系列脉冲宽度可以严格计算出来，但较为实用的是调制方法。

PWM 调制基本概念 基本概念 PWM调制 脉宽调制是利用相当于基波分量的信号波对三角波进行调制，达到输出脉冲宽度的一种方法。 载波比 在一个调制信号周期内所包含的三角载波的个数称为载波频率比。 调制度m 调制波参考信号峰值与三角载波峰值之比。 直流电压利用率 逆变电路输出交流电压基波最大幅值U1m和直流电压Ud值之比。

PWM调制的制约条件 开关频率 逆变器各功率器件的开关损耗限制了脉宽调制逆变器的每秒脉冲数（即逆变器每个开关的每秒动作次数）。 调制度 为保证主电路开关器件的安全工作，必须使所调制的脉冲波有最小脉宽和 最小间隙的限制，以保证脉冲宽度大于开关器件的导通时间与关断时间，这就要求参考信号的幅值不能超过三角载波峰值的某一百分数。

PWM调制分类 根据调制脉冲的极性可分为：单极性和双极性调制 根据载波信号和基波信号的频率之间的关系，可分为同步调制和异步调制 根据基波信号的不同，可以分为矩形波脉宽调值和正弦波脉宽调制。

单极性调制和双极性调制 单极性调制 双极性调制 在调制波的半个周期内三角载波只在一个方向变化， 所得到输出电压的PWM波形也在一个方向变化的控 制方式称为单极性PWM控制方式。 双极性调制 在调制波的半个周期内三角载波正负方向变化，所得 到输出电压的PWM波形也在正负方向变化的控制方式 称为双极性PWM控制方式。

同步调制和异步调制 根据载波比的变化与否可以分为同步调制和异步调制 同步调制 定义 调制特点 在改变信号周期的同时成比例地改变载波周期，使载波频率与信号频率的比值保持不变。 调制特点 优点 在开关频率较低时可以保证输出波形的对称性。 缺点 （1）在信号频率较低时，载波的频率显得稀疏，电流波形脉动大，谐波分量增大 （2）载波的边频带（载波与基波的差频）靠近信号波，容易干扰基波频域。 （3）载波周期随信号波周期变化，不易于用单片机类数字化实现

异步调制 分段同步调制 定义 调制特点 优点： 在调制信号周期变化的同时，载波周期保持不变。 （1） 由于是异步，低频输出时，在一个信号周期内，载波个数成数量级增多，这对抑制谐波电流，减轻电动机的谐波损耗及转矩脉动大有好处。 （2）低频时， 载波频率比很大，载波的边频带远离信号波频率，因此不存在载波边频带与基波之间的相互干扰问题。 （3）载波频率固定，便于微处理机进行数字化处理。 缺点： 载波频率较低，将会出现输出电流波形正负半周不对称，相位漂移及偶次谐波等问题。不过，在IGBT等高速功率开关器件，载波频率可以做得很高，这缺点可以小到可以完全忽略。 分段同步调制 在一定的频率范围之内，采用同步调制，保持输出波形对称的优点。当频率降低较多时，使载波比分段有级的增加，又采纳了异步调制的长处。

数字脉宽调制（PWM）方法 实现方法 三角载波是为了形象说明调制原理而借用或用模拟电路产生PWM时必须采用的波形，在用数字化实现时，三角载波实际上是不存在的，完全由软件来代替了，这样既可以减少硬件投资又可以提高系统可靠性。 不同调制波生成的PWM脉宽对于变频效果，比如输出基波电压幅值，基波转矩，脉动转矩，谐波电流损耗，功率半导体开关器件的开关损耗等的影响差异很大。

SPWM软件生成方法 自然采样法 规则采样法 定义 按照正弦波与三角波的交点进行脉冲宽度与间隙时间 的采样，从而生成SPWM波形。 特点 在自然采样法中，每个脉冲的中点并不和三角载波中点重合 虽然真实地反映了脉冲产生与结束的时刻，但由于实时计算 困难，计算量大，难以用于实时控制中。 规则采样法 每个脉冲的中点都以相应的三角载波的中点为对称，使调制计算量大为简化。 (a) 自然采样法

生成的脉宽比实际的正弦波与载波所生成的脉宽要小，输出电压也会相应的偏低。 不对称规则采样 一个载波周期电采样两次正弦波数值，该采样值更真实地反映了实际的正弦波数值，显然其输出电压高于前者，但是载波频率较高时，单片机运算速度存在难题。 平均对称规则采样 采样时刻设在三角载波的谷点处。以此刻的正弦波数值为中心．引一水平线与两侧的三角载波相交，确定PWM脉冲的前后沿，虽然此时后沿仍较窄，但前沿却较宽，平均起来考虑，与正弦波二角波直接比较已基本相当。 (b) 对称规则采样 (c) 不对称规则采样 (d) 平均对称规则采样

SVPWM技术 SVPWM技术特点： (1)SVPWM(空间矢量PWM)调制方法是将逆变器和电机视为一个整体，着眼于使电机获得幅值恒定的旋转磁场，把电机和控制器作为一个整体来考虑。 (2)SVPWM使得电机脉动降低，电流波形畸变率小，而且与常规SPWM相比，直流电压利用率有很大提高，并且易于数字化实现。 空间矢量的概念 一个在空间按正弦分布,有一定旋转速度的物理量都可以定义为空间矢量。 三相定子绕组通以对称的三相电流： 三相合成磁势： 根据空间矢量概念，得出三相绕组的合成磁势是一个以幅值角速度 旋转的空间矢量。 电机物理模型

取合成矢量的 倍，定义磁势矢量： 由于磁势的大小和电流 成正比，所以电流矢量定义为： 同理，定义三相电机的磁链矢量以及电压矢量为： 忽略定子电阻，磁链可以通过定子电压的积分得到： 为获得电机的圆形旋转磁场，只需要控制三相定子电压的 合成矢量为圆形旋转矢量即可。

调制原理 对于三相电压型逆变器而言，电机的相电压依赖于它所对应的逆变器桥臂上下功率开关的状态。当逆变器采用双极性调制时，上下桥臂的功率器件是互锁的。三相桥式电压型逆变器有8种工作状态。 电压矢量定义： 得到六个有效矢量 和两个零矢量 用矢量表示这8种空间状态，如图所示： 如果三相电压为： 则矢量 就是以角频率为 按逆时针方向旋转的空间矢量，反过来一个这样的空间矢量在三相轴上的投影就是对称的三相正弦量。 最大电压空间矢量轨迹

依据平行四边形法则，可以利用这八个基本矢量可以合成任意角度和模长的等效合成矢量 。如果匀速发出一个圆周里均匀分布的等效合成矢量，也就得到了三相正弦量。一个周期里发出的合成矢量越多，说明采样频率越高。 以扇区I为例,依据平行四边形法则： 得到： 当 不足时，插入零失量补足，一般：

SVPWM直流电压利用率与SPWM比较： 空间电压矢量在线形区调制时的约束条件是： 此约束条件决定了采用支流电压为 ，采用SVPWM调制的逆变器提供的最大电压： 逆变器输出相电压的极限峰值是 SVPWM直流电压利用率与SPWM比较： 传统SPWM最大相电压峰值是 ，因此在同等直流电压下，SVPWM的输出最大电压较 常规SPWM高约 ，即SVPWM的调制度m可以达到 。

一般调制方法 确定参考矢量所在扇区: 相邻两矢量作用时间的确定: 确定比较器的切换点: 定义 开关切换时间表:

简化算法 HISPWM（谐波注入法）思想 利用三相系统中线电压具有自动消除相电压3K次谐波的能力，人为地在三相调制基准正弦拨中掺入一定的3K次谐波，从而实现降低调制波峰值，避免过调制的目的。 HISPWM,SPWM和SVPWM联系 在常规SPWM线性调制时，调制比m是不会大于1的。前面的分析表明，SVPWM的调制度可达到1.1547,且仍能保持线性调制，这与谐波注入法SPWM的线性调制范围一样，于是，可以推测SVPWM是加入了某种零序分量的调制方法。

以扇区I为例: 设三角波频率足够高,一个载波周期内调制波的值为常数 , 以三角波波谷时刻 作采样点,由相似三角形得: 由以上两式可以得到三相调制波: 在扇区I里,一个周期内零序分量的表达式为: 由此可见电压空间矢量调制SVPWM、对称规则采样SPWM、谐波注入法SPWM之间的内在联系，可以认为空间矢量调制和在正弦调制波里加入零序分量Uz的规则采样SPWM调制是等效的。 （1） （2） （3） 加零序分量前的三相正弦调制波 加零序分量后的三相调制波

ISG SVPWM采用(d)

ISG MCU 软件实现 第一步：如图所示: 通过电流调节器输出直轴和交轴参考电压 ，通过Parke和Clarke逆变换得到三相电压，根据式（2）取 k=0.5得到三相调制波信号 第二步：根据式（1）配置 DSP 比较寄存器，产生SVPWM

死区补偿 死区存在的必要性 死区补偿的必要性 采用 SVPWM的电压源逆变器中，同一桥臂的上下两个开关器件施加互补的驱动信号。由于功率器件的开通时间往往小于关断时间，因此容易发生同桥臂两只开关管同时导通的短路故障损坏器件。为了防止这种短路故障的发生，逆变器控制必须引入一段封锁时间，此时上下桥臂均将驱动信号封锁以保证 同桥臂上一只开关管可靠关断后，另一只开关管可靠导通。 死区时间的确定主要依赖于开关器件的导通和关断时间来确定。 死区补偿的必要性 死区时间的存在使得实际输出电压和给定电压之间存在偏差，引起负载相电流的畸变，电机的转矩也因此产生波动，甚至影响电机的稳定性。因此需要对死区进行补偿。

SVPWM死区效应分析 死区效应的影响主要体现在两个方面,一个是电压畸变,另一个是相电流的零电流箝位现象。 死区的影响所造成的电压畸变和电流的极性直接相关，而和电流的大小无关。 以A相分析 电流从逆变器流向负载定义为正， 当 时，死区时间内A相端电压为0 当 时，死区时间内A相断电压为 死区时间内A相的端电压将不受功率开关器件的控制， 而取决于该相相电流的方向。 利用平均电压的概念，得到死区对A相端电压的影响。

零电流箝位 右图所示，电流的变化方向和电压的 变化方向恰好相反，这种相反的变化 趋势使得相电流在过零点处有保持原 值的趋势而形成平台。

补偿原理 电压补偿 电压反馈型： 检测每相的电压值，需要增加硬件结构 设法产生一个和畸变电压大小相同，方向相反的补偿电压来抵消或削弱畸变电压的影响。 电压补偿 电压反馈型： 检测每相的电压值，需要增加硬件结构 电流反馈型：根据三相电流的方向，设定和畸变电压矢量幅值相同，方向相反的误差补偿函数。在输出电压矢量的基础上，加上此补偿函数作为实际的电压输出指令以抵消死区的影响。

电流方向的判断(难点) 死区补偿中需要对负载电流方向进行检测，但是电机系统中，由于PWM的开关噪声以及零电流箝位现象，使得电流过零点的检测极为困难。

SVPWM的过调制策略 最小幅值误差过调制 最小相角误差过调制 如果某些位置的u*的末端位于六边形之外时，则计算的开关电压矢量会出现 的不合理结果。为了能够实现调制，将u*限制到它与六边形的交点D处，形成新的参考电压矢量up*用up*代替u*再计算开关电压矢量的作用时间 最小幅值误差过调制 当u*的末端位于六边形之外时，将u*投影到六边形的AB边上,形成以C点为末端的新的电压参考矢量um*,再计算开关电压矢量的作用时间