第五章 角度调制与解调电路 5.1 角度调制信号的基本特性 5.2 调频电路 5.3 调频波解调电路 5.4 数字调制与解调电路.

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1 第五章 角度调制与解调电路 5.1 角度调制信号的基本特性 5.2 调频电路 5.3 调频波解调电路 5.4 数字调制与解调电路

2 第5章．角度调制与解调电路教案 一．学时安排： 学时上课 4学时实验 1．角度调制信号的基本特征 学时 2．调频电路 学时 3．调频波解调电路 学时 4．数字调制与解调电路 学时 5．习题课 学时 6．变容二极管调频振荡器实验 学时 7．相位鉴频器实验 学时

3 二．授课方式 课堂教学为主 三．重点、难点 1. 角度调制信号的表达式，最大角频偏，调频指数，调角信号的频谱 ，频谱宽度，调频波的功率分配关系，特别要强调与调幅波的区别。 2. 实现调频的两种方式，直接调频、间接调频，变容管直接调频电路的组成及工作原理，变容二极管间接调频电路的组成及工作原理。 3. 实现限幅鉴频的三种方法，斜率鉴频电路的组成及工作原理，相位鉴频电路的组成。

4 4.工作原理。 四．教学内容及要求 要求学生掌握角度调制信号的基本表达式，特性参数、掌握变容二极管直接调频、间接调频的原理，注意二者的区别，掌握限幅鉴频的三种方法，重点掌握实现电路的组成及工作原理，了解数字调制与解调电路的基本组成及工作原理。

5 五．教学方法 首先回顾实现信号传输的两种基本方式，调幅与调频，复习调频信号的性能、特点；引出调频波信号的特征，基本表达式，特征参数；然后分析实现调频的两种方式，直接调频及间接调频的原理及性能特点；最后介绍调频波解调电路的组成及工作原理，简单介绍数字调制与解调电路。

6 六．具体教学方内容 第5章．角度调制与解调电路 角度调制及解调电路属于频谱非线性变换电路。 5—1角度调制信号的基本特征。 5．1．1调频信号和调相信号。 一．AM、PM、FM已调波信号的表达式。 设载波信号 （5-1-1） 是矢量的长度， 是矢量转 动的瞬时角度。

7 1.AM波 （5-1-2） 为调制信号， 为起始相位。 2.PM波 (5-1-3) 为比例常数 （5-1-4） (5-1-5) 。

8 注：在PM信号，叠加在 的附加相角按调制信号的规律变化，而叠加在 上的瞬时相角 则按 的时间积分值规律变化。
3.FM波 （5-1-6） （5-1-7）

9 注：在FM信号中，叠加在 上的瞬时相角则按
规律变化，而叠加在 上的瞬时相角则按 时间积分值规律变化。 一个FM信号可看成 按 的时间积分值规 律变化的PM信号，一个信号可看成 按 的时间导数规律变化的信号。 二．单音调制— p254 图5-1-1 1. FM波

10 （5-1-9） （5-1-10） （5-1-11）

11 式中 , （5-1-12） —最大角频偏， —调频指数，可大于1。 2．PM波 （5-1-14） (5-1-15) (5-1-16)

12 式中， （5-1-17） 调相指数 （5-1-18） 最大角频偏 与 的关系。 单音调制时，PM,FM中的 随 的变化规律不同。图5-1-3

13 当 一定时， 5．1．2调角信号的频谱—频谱分析 单音调制时，FM,PM信号中，均为简谐波，因 而它的频谱结构是类似的。

14 令 则， （5-1-23）

15 式中， 是字数为 的n阶第一类贝塞尔函数 图5-1-4

16 . 图 变化的曲线及相应的调频信号图

17 且满足 （5-1-21） 注：单音调制时，FM信号的频谱不是调制信号频谱的不失真搬移，而是由载波分量和无数边频分量所组成。当为n偶数时，上、下边频分量幅值相等，极性相同；当n为奇数时，上、下边频分量幅值相等，极性相反。且载波及各边频分量幅值均随 而变化。在某些特定值，可使载波分量幅值为0或使其边频分量幅值为0。

18 二．功率分配 据帕塞瓦尔定理，调频信号的平均功率等于各频谱分量平均功率之和，在单位电阻上的值为： （5-1-24） （5-1-25）

19 所以， （5-1-26） 注：当 一定时，FM波的平均功率即一定，且 等于未调载频波功率，其值与 仅引起载波分 量和各边频分量之间功率的平均分配，但不会 引起总功率的改变。这与FM不同， AM波 不仅与 还与 有关，且随着 , 增大而 增大。

20 5．1．3调角信号底频谱宽度 一.单音调制 当 且当 时， 若忽略振幅 的边频分量，则调角 波频谱宽度是有限的， （5-1-27） L—有效上、下边频分量的数目，F为调制频率。 1.高质量通信系统取 边频幅值小于未调载波幅值的1%，

21 2.中等质量通信系统取 3.实际中，当 时, 调角信号的有效频谱为 （5-1-28） —卡森带宽式（5-1-28）—卡森公式 4.当 —窄带调角

22 调角信号的频谱包括载波分量和对幅值相同、 极性相反的上、下边频分量。 5.当 —宽带调角。 (5-1-30) 1) FM波
5.当 —宽带调角。 (5-1-30) 1) FM波 当 即 一定时, 即一定,且与F无关。 2）PM波， 当一定时, ,

23 正比于F。 二.复杂音调角波 在调频广播系统中，按国家规定 实际选取的谱宽为200kHz，而 和 的折中值。

24 5．1．4小结 1．FM、PM信号恒定，平均功率 仅取决于 而与 （或 ）无关。可采用高效丙类谐振功放，将其信号放大到所需发射功率，在接收已调信号时抗干扰能力强。 2．频谱宽度不确定，且与M的大小有关，具体值根据工程要求而定。 3．FM、PM均为频谱非线性变换的已调信号，理论上不能简单用相乘器和滤波器实现调制

25 与解调，而必须根据它的固有特点，提出相应
的实现方法，不过，在工程中仍以相乘器为主 件。 5—2调频电路 5．2．1调频电路概述 一．直接调频和间接调频 1．直接调频—用调制信号直接控制振荡器的振荡频率，使其不失真的反映调制信号的变化规律，称为直接调制法。 被控的振荡器可以是LC、晶振，张弛振荡器。 2．间接调频—将调制信号进行积分，用其值进行调相，可得到所需的调频信号，将其称为间接调频法。

26 （5-2-1） （5-2-2） 式中， （5-2-3）

27 二.调频电路性能要求 1.调频瞬时频率偏移 随调制电压变化的调频特性在原点上的斜率称为调频灵敏度,要求它在指定调制电压范围内是线性的。图5-2-2 （Hz/V） （5-2-4） 对的f控制能力越强。

28 若调频特性非线性，则由余弦调制电压产生的
为非余弦波形，其傅立叶级数为 为 的平均分量，表示调频信号 的中心频率，由 偏离到 ,称为中心频率偏 离量。 2.非线性失真系数

29 . （5-2-5） 5．2．2在正弦振荡器中实现直接调频。 一.工作原理及其性能分析 基本原理：用一可变电抗元件，它的电容或电 感量受到调制信号控制将其接入振荡回路中， 即可实现调频。 1.变容管作为振荡器回路总电容的直接调频电路。

30 1)振荡角频率与 的关系。 （5-2-6） （5-2-7） 结的内建电位差，锗 硅 时的结电容

31 n—变容指数， 其值 —变容二极管反偏工作电压。 —加在变容管上的总电压。 （5-2-8） (5-2-9)

32 (5-2-10) (5-2-11) 载波角频率 2）归一化调频特性曲线 当n取不同值， 随x变化的曲线 称为归一化调频特 图5-2-4

33 图5-2-4归一化调频特性曲线

34 图中，调频特性曲线除n=2时为理想直线外，其余均为非线性曲线。因此，在变容管作为振荡回路总电容的情况下，要实现不失真的线性调频，必须选用n=2突变结变容管。否则，频率调制器产生的调频波不仅产生非线性失真，而且还会使其中的频率偏离 值 。 3）调频波的最大叫频偏、相对角频偏。 当 时，

35 若m足够小。 的傅立叶级数中，x的二 次及以上各次方项可忽略。 （1）调频波的最大角频偏

36 （2）二次谐波失真分量的最大角频偏 （3）中心角频率偏移的数值为： （4）调频波的二次谐波失真系数为

37 。 （5-2-13） （5）中心角频率的相对偏离值为 （5-2-14） 注：增大 ，

38 即：调频波能够达到的最大相对角频偏受非线性失真和中心频率相对偏离值的限制。
当m选定，即调频波的相对角频值 一定时， 提高 ，可以增大调频波的最大角频偏 。 4）交频振荡电压的影响。 图5-2-5 高频电压不仅影响振荡频率随调制电压的变 化规律，而且还影响振荡幅度和频率稳定度等 性能。为了克服这种不良影响，在实际中，总 是力求减小加到变容管上的高频电压。

39 图 高频振荡电路对 的影响

40 2．变容管部分接入振荡回路的直接调频电路 1）调频特性方程 图5-2-6 （5-2-17） 式中， 为回路总电容。 （5-2-16）

41 注；若将回路总电容看作一个等效的变容管。它的等效电容指数n必将小于变容管的变容指数。为了实现线性调频，必须选用n大于2的变容管，同时应正确选择 和 的大小。
2）接入 或 后随x的变化曲线。 图5-2-7 实际电路中， 取值较大， 取值较小， 的接入使 ， 的接入使 ，但改变 的程度取决于 、 与 的相对

42 大小。 主要影响低频区， 主要影响高频区。 小结：变容管部分接入直接调频电路中，选用 的变容管，并反复调节 、 和 值， 就能在一定的调制电压变化范围内获得接近线 性的调频特性曲线而且其负载波等于所要求的 数值。

43 3）最大叫角频偏 （5-2-18） （5-2-19） （5-2-20） ，

44 变容管部分接入时，电路提供的 减小到全 部接入 1/P 时的。当 一定时， 与此同时，因 温度变化而引起的 不稳定而造成载波频率 变化也减小的1/P，即载波温度提高P倍；加到 变容管上的高频电压振幅也相应减小，这对减 小调制失真等都是有利的。

45 二．电路组成 p 图5-2-8 1．原理电路—变容管作为总电容的振荡电路。 各元件作用： —高频扼流圈，对高频开路，对直流和调制信号短路。 —高频滤波电容，对高频短路，对调制信号开路。 —防止 、 被短路的隔直流电容，对高频短路，对调制信号开路。

46 2．实际电路举例 p26 图 图 5．2．3张弛振荡电路实现直接调频 一．张弛振荡器直接调频电路 图5-2-13

47 图 MHz变容管直接调频电路

48 图 直接调频电路及其高频通路

49 图5-2-12 晶体振荡器的变容二极管直接调频电路

50 1.工作原理 2.输出方波电压的频率 （5-2-21） 若受 调制电压控制，其间呈线性关系，则可 得到不失真的方波电压。 3．举例 图5-2-14

51 . 图 集成压控振荡器内部组成电路

52 二． 调频非正弦波转换为调频正弦波 1．调频非正弦波 调频正弦波。 将调频方波展开成的傅立叶级数。 式中， ( )

53 将调频方波通过中心角频率为 的带通滤波器，
取出其中n次谐波的调频正弦波。为保证取出的 调频波不失真，除要求带通滤波器的带宽大于 所取调频波占有的频谱宽度外，还要求相邻两 调频波的有效频谱不重叠。 （5-2-25） 2．调频三角波调频正弦波

54 1）滤波器法 2) 非线性变换网络 图5-2-18 3) 非线性变换网络的传输特性为 当 （三角波）

55 . 采用变换网络，毋需滤除不需要的滤波分量， 因此，频率可在更宽范围内调变。 5．2．4间接调频电路—调相电路 一．矢量合成法调相电路—阿姆斯特郎法，只 能适用于 调相波。 图5-2-19

56 . 当 或 所以， 其误差小于 3%，（若误差允许小于10%，则可限制在 即 以下），则 ,

57 二．变容管调相电路。 1）调相原理 图5-2-21(a) —回路谐振电阻 —变容管电容 （5-2-31） ,

58 ，

59 . （5-2-23） 将随 而变化，如图(b) 在回路上产生的电压将是相位受调变的调相 信号，不过， 的幅度 也同时发生变化， 这是不需要的，称为寄生调幅。

60 2）实现不失真调相的条件。 将（5-2-23）用幂级数展开，限制为m小值， 忽略二次方以上各项。 因为 所以，

61 当 时, 通常满足 所以 , （5-2-34） 式中， （5-2-35）

62 注：限制 要实现不失真调相，要求n=2,m为最小值。 3．实用电路 图5-2-22

63 图 变容管调相电路

64 二.可变时延法调相电路。 1．原理： 图5-2-24 将振荡器产生的载波电压，通过可控时延网络， 时延网络输出的电压为 （5-2-38） 若 受 的控制，且呈线性关系，即 ，则，

65 （5-2-39） 式中， 2．脉宽调相电路组成框图、波形图。 图 图 图5-2-28 此部分内部由学生自学。 为 引起的最大时延差，理论上可达到 的一半，实际上考虑到锯齿波的回扫时间， 一般限制在 以内。所以，

66 图 脉冲调相 电路各组成部分 的波形图

67 当n=1时, 可达 =2.51rad= 四．直接调频与直接调频电路在性能上的差别。 1．两种调频电路性能上的一个重大差别是受到调制特性非线性限制的参数不同，间接调频电路为最大频偏 ,而间接调频电路为最大相对频偏

68 亦即 也就被限定了， 与 的大小无 关。但改变 可以改变相对频偏 。 ②直接调频时， 即 的增大，受到调频特性 非线性的限制，不过其值与 成正比，所以， 增大 可以增大直接调频电路中的 ,反之， 但改变 不会影响相对频偏 。

69 2．多音调制时调制信号频率为 ，当 一定时， 当 时 ， 在间接调频电路中， 调相器提供的最大调 相电路 ，所以， 所以，间接调频电路提供的最大频偏是很小的。 5．2．5 扩展最大频偏的方法 最大频偏是调制器的主要性能指标，在实际调 频设备中，若需要的最大频偏不能由调频电路

70 达到，则可采用如下方法： 1. 倍频法 设 , 经n次倍频器。 倍频器可以在保持调频波相对角频偏不变，即 的条件下，成倍地扩展其最大角 频偏。

71 2. 混频器 若将调频波通过混频器，由于混频器具有角频 率加减的功能，因而它可以使调频波的载波角 频率降低或者提高，但不会使最大角频偏变化， 所以，混频器可以在保持最大角频偏的条件下， 不失真地改变调频波的相对角频偏。 3. 如何在要求的载波频率上扩展频偏。 ①用倍频器扩大 。 ②再用混频器降低载波f到规定值。

72 这种方法对直接调频和间接调频均适用，但实
际电路应用时二者又有区别。 4．区别 ①采用直接调频电路时，因为 受到限制， 当其一定时，提高 可增大 ,若制成 的频率调制器，则 也大，然后，通过混频器 在降低 比上种倍频—混频法简单。 ②采用间接调频电路时，因为 受到限制或

73 受到限制，一般在低 产生调频波,可提高 值,而后通过倍频—混频得到所需的
和最大线性频偏。 5—3调频波解调电路 1．FMD—调频波的解调称为频率检波—简称鉴 频。 2．PMD—调相波的解调称为相位检波—简称鉴 相。

74 为了消除寄生调幅，一般在鉴频前加一限幅器，
所以常用限幅鉴频器。 5．3．1限幅实现方法概述 一．鉴频电路的性能要求 1. 鉴频电路的功能—将输入调频信号的瞬时频率f变换为相应的解调输出电压 。 2. 鉴频特性—随瞬时频偏的变化特性称为鉴频特性。图5-3-1

75 3. 鉴频跨导—鉴频特性原点上的斜率 V/Hz 当 时，不失真输出解调电压为 ，要求鉴频特性近似线性的 频率范围为 鉴频器将 变换为 的能力强。

76 二.鉴频的实现方法 1.反馈环路（琐相环）法 2.波形变换法—将输入调频信号进行特定的波形变换是改变后的波形包含有反映瞬时频率变化的平均分量，通过低通滤波器就能输出所需的解调电压。波形变换法又称为： 1）斜率鉴频器 调频波 线性网络 （振幅按瞬时频率变 化） 包络检波 图5-3-2

77 2）相位鉴频器 调频波 线性网络 （附加相移接f变化） 相位检波器 图5-3-3 3）脉冲计数式鉴频器 调频波 非线性网络 （调频等宽脉冲序列） 低通滤波器 输出反映平均分量的解调电压（或 脉冲计数器） 图5-3-4 三.调频信号通过线性网络时延网络的响应特性。

78 1．理性微分网络和时延网络的特性为： 设线性网络的频率特性为 式中， 理想微分网络 图5-3-6

79 （5-3-7） 当 时 （5-3-8） （5-3-9）

80 式中， 通过包络检波器可以得到所需的解调电压，因 而理论上斜率鉴频器又可用图5-3-7所示模型表 示。 2）理想延时网络 图5-3-8

81 （5-3-10） 当 时， （5-3-11） 若 ,则 （5-3-12）

82 为原调频信号相移。 为附加 相移，反映调频波的瞬时频率变化。 理论上，相位鉴频器又可用图5-3-9的模型。 2．准静态条件下的响应特性。 1)什么是准静态条件—若网络的瞬变过程速率远高于信号的瞬时频率变化速率，则可近似认为，不论网络的频率变化如何，它在任一瞬间对输入调频信号的响应就是对瞬时频率的正弦稳态响应。

83 即有， 若 即 则， (5-3-15)

84 2)在什么条件下，网络满足准静态条件 若网络的3dB带宽为 ,输入调频信号的最大 角频偏为 ,调制信号频率为 , 则当 （5-3-16） 时，网络可满足准静态条件。 3)满足准静态下相位鉴频器的组成方框。 图5-3-10

85 只对幅频特性要求线性 图5-3-11 只对相频特性要求线性 四．振幅限幅器 图5-3-12 1．三极管振幅限幅器 p 工作在过压状态的谐振功率放大器，输出高频 电压振幅 几乎不随 变化，可作为限幅器。 2．差分对限幅器 图5-3-14

86 在 较大时， 电流上、下顶部就被削平， 当集电极上接入谐振回路，且调谐于载波频率 上，通频带 的频谱宽度，则 为等幅调 频波。 5.3.2斜率鉴频器 一．失谐回路斜率鉴频电路 图5-3-15 1．失谐回路和二极管包络检波器组成。 原理：失谐回路是指谐振回路对输入调频波的 载波是失谐的，让输入调谐波的 处在谐振

87 图 单失谐回 路斜率鉴频器

88 回路特性曲线接近直线段的中点上（ 或 点） 这样，单调谐回路就可以将输入等幅调幅波变 换为幅度反映瞬时频率变化的调幅调频波，经 包络检波 输出 反应 的变化，即 包络检波 特点：电路结构简单，但线性范围很小。 2．双失谐回路斜率鉴频器 图5-3-16

89 图5-3-16双失谐回 路斜率鉴频器

90 由两个单失谐回路组成，分别调谐在 上，且与 的间隔相等，即 则， （5-3-17） 为检波电压传输系数。 当 （5-3-18） 时，鉴频特性的线性范围达到最大，为了实现 鉴频，应限制

91 二．集成电路采用的斜率鉴频器 图5-3-17 1.元件说明 —线性网络，将 两调频调幅 波。 —射随器 —检波管 —差放输出 2.原理

92 ，当 时， ；当 自 减小时， 失谐， 且呈现感性， 直到 时， 所呈现的感性与 的容性相消， 整个电路串谐 最小， 最大，若 ( 回路
值)很大，则 将 与 相减， 得到合成线性曲线，再与跟随器、检波器和

93 差放增益常数相乘，即为鉴频特性曲线。 5．3．3相位鉴频电路 一．相位鉴频器—鉴相器，用来检出两信号间的相位差，并输出与相位差大小相对应的电压， 分为数字鉴相器、模拟鉴相器 1. 乘积型鉴相器 图5-3-19

94 设 引入 固定相移,其目的是为了获得正弦的鉴 相特性,以保证 时, , 且上、下奇对 称。 由p189分析，双差分对管输出差值电流为 （5-3-19）

95 1)当 , 由低通滤波器取出平均分量， ,设双 差分对管的直流负载为 ,低通滤波器的传输增 益为为1，则鉴相特性为 （5-3-20）

96 式中， （单位V）为鉴相灵敏度。 与 关系曲线如图5-3-20是非线性的,只有当 与 才成正比。所以，这种鉴相器， 只能不失真的解调 为小值的调相信号。 2）若 , 图5-3-21 则， 当 时， 当 时,

97 经低通滤波器，取出平均分量，则鉴相器的输
出电压为 （5-3-21） 在 范围内，鉴相器特性曲线为一通过原 点的直线，并向两侧周期性重复。 由于这种鉴相器是比较两个开关波形的相 位差而获得的所需的鉴相电压，因而又称为符 合门鉴相器。

98 2．叠加型鉴相器 将两个输入信号叠加后加到包络检波器而构成的鉴相器称为叠加型鉴相器，为了扩展线性范围，一般都采用两个检波器的平衡电路。如图5-3-23 设

99 式中， 如图5-3-24所示 若检波电压传输系数为 。 式中， 以 为变量三次方以上项。 （5-2-23）

100 三.乘积型相位鉴频器 图5-3-25 频相转换 乘积 图 乘积型 相位鉴频电路

101 工作原理：采用双差分对平衡调制器实现鉴相
的乘积型鉴频器电路。 为调频电压，经 设随器分为两路，一路 加到 上， 值较大， 保证 差分管工作在开关状态；另一路，经 ， 分压并经 和LCR压并经和并联 谐振回路组成的频相转换网络及 后加到 （单端方式）输出，即 为其值较小，可 认为差分管工作于小信号状态，输出电压经低

102 低通电路得到鉴频电压 。 1.频相转换网络 图5-3-26 在 附近，

103 —广义失真 注：仅在 附近很小的范围内，才能近似认为 为恒值， 在 上、下变化 。 3．鉴频输出电压 设相频转换网络调谐在 上，即 ， 的增益为1，则， ，

104 （5-3-28） 式中， （5-3-29） （5-3-30）

105 三．叠加型相位鉴频器 图5-3-28—耦合回路 图 乘积型相位鉴频器

106 叠加型相位鉴频器—福斯特—亚莱鉴频器电路
1.原理分析 和 —互感耦合双调谐回路，即频相转换网络。 —隔直流电容，对输入信号短路。 —高频扼流圈， 很大 开路，对平均 分量 短路，为包络检波器提供通路， 几 乎全部加在上，上、下包络检波器的电压分

107 别为 2．频相转换特性 图5-3-29(c)（未考虑次级互 感的影响） （5-3-31） 式中 ， —耦合系数 （5-3-32）

108 3．输出电压—鉴频特性 图5-3-30 （5-3-33） 式中, 图中，虚线为设 为恒值时的特性，实线是 修正后的实际特性。

109 4．考虑 随 变化的鉴频特性。 考虑次级对初级的影响后，引入反映阻抗后得 到初级回路的等效电路如图5-3-31 （5-3-34） —回路的谐振电阻。

110 在不同的幅频特性曲线，如图5-3-32， 的大小对曲线的形状影响很大。当 时，为
单峰曲线且其峰值随 增大而减小， 时， 变为双峰曲线，随 增大，两峰向两边扩展，且峰值和各值均减小。 值不同，修正后的实际鉴频器特性就不同，理论和实际证明， 时，鉴频特性的线性最好。

111 5．耦合回路叠加型鉴频器的变形电路。 图5-3-34 图5-3-35 图 电容耦合回路相位鉴频器

112 5-4 数字调制与解调电路 基本概念: 模拟调制—调制信号为模拟信号的调制统称模拟调制。（Analog Modulation） 数字调制—调制信号为数字信号（Digital Modulation），又称键控（keying）。 优点：抗干扰能力强，同时传输语音、图像和数据等综合信息。特别是可以实现软件调制与解调，灵活性大。

113 分类：振幅 、相位和频率三种键控，重点讨论相位键控和解调电路。
数字信号的再生 1.    数字信号的再生过程 在采用模拟调制的传输系统中，一旦产生失真 或引入干扰，且这些干扰的频谱又与信号频谱 重叠，它们对解调信号的影响一般是无法清除 的。而在采用数字调制的传输系统中，尽管解调信号 存在失真或干扰，但只要取样判决电路能正确判定各 个数码所代表的是1还是0，就可不失真的重现原数字 信号。

114 图 5-4-1所示为取样判决过程中各点的波形。 图中，（a）原数字信号，（b）解调后存在失真和干扰的波形，（c）同步时钟信号，用它对解调信号在最大值上取样，（d）取样后的信号，将它与判决电平 比较，取样值> ，判为1，否则判为零，（e）判别后的窄脉冲序列，由它触发单稳电路，（f）为重现波形。可见，只要失真和干扰引起取样后信号幅度的变化不超过 值，就不会产生误判。

115 1.  2.  码间干扰 在整个传输系统中（包括发射机、传输媒质、接收机），­­瞬变过程会使解调后的波形在相邻码之间重叠,从而导致取样判决电路误判。 例如：前一个码元为1，后一个码元为0，当前一个码元波形的后沿在后一个码元取样时尚未衰减到零，但其值大于 ，0就会误判为1。通常将这种因瞬变过程引起的误判称为码间干扰（Intersymbol Interference 简称ISI），若将整个传输­系统等效为一个滤波器，则要清除码间干扰，就应设计滤波器的瞬态响应，使得解调后前一码元的波形在下一码元取样瞬间已衰减到零。这是数字传输系统中必须解决的一个特殊问题。

116 数字调相与解调电路 数字调相—移相键控（phase shift keying. PSK）—用数字信号调变载波相位，分为二相和多相移相键控。 一. 二相移相键控 1. 二相移相键控信号的表达式及波形 设数字信号 (5-4-1)

117 为随机脉冲序列, 为随机变量，在二元制中， 代表1和0的两种状态，当k个码元为1时， =1 第k个码元为0时， =-1（或0）。 码元的波形， 除了矩形脉冲外，为了克服码间干扰，还广泛 采用升余弦脉冲波，钟形脉冲波等，其中 为 码元宽度， 称为码速，单位比特/秒， 。 已知载波信号 ，BPSK是指1状态时载波相移为零（ ），，0状态时载

118 载波相移为 [ ]的一种键控方式。因为， ，所以，在任意码元波形的一般情况下，二相移相键控信号可表示为：
（5-4-2） 设 为矩形脉冲，则数字信号 、载波信号 和二相移相键控信号的波形 如图P305图5-4-2所示。

119 2．产生与解调电路模型 由上述分析可见, BPSK实际上可等效为由调制信号 和载波信号 相乘的双边带调幅信号.因此BPSK可以用平衡调制器产生,而它的解调电路可以用同步(相干)检波器检出 。如图5-4-3,5-4-4

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121 必须指出:在实际电路中,由载波信号提取电路提取的载波信号往往会出现初相为0或 的不确定情况,由此造成解码信号的不确定。如图5-4-5，初相位为零时，检出的数字信号与原信号一致，初相为 时，检出的数字信号与原信号相反，即原信号1在解调信号中变为0，原信号0变为1。为了解决这个问题，二相移相键控一般采用差分移相键控。

122 图 载波初始相 位不确定造成 解调不确定 的示意波形

123 二．二相差分移相键控() 1．二相差分移相键控信号波形 图5-4-6 BPSK是以未调制的载波信号相位为基准的移相键控,故又称为绝对调相。DPSK则是以相邻的前一码元的载波信号相位为基准的移相键控。 当码元为1时，它的载波相位取前一个码元的载波相位相同，而当码元为0时，它的载波相位取与前一个码元的载波相位差 。 如图5-4-6 BDPSK信号产生电路 图5-4-7

124 图5-4-7 BDPSK信号产生电路

125 —输入二进制码 —差分码， 延一个码元宽度的 差分码，逻辑电路—同或门
当 时， 与 相同（即 时， ； 时， ； 时； 时 ）这样用 进行绝对调相，得到的就是二相差分移相键控网络信号。 3．差动相干解电路 差分移相键控控制信号的解调分为相干和非相干两种。

126 1)相干解调组成，同点检波电路检出差分码 ，码变换器变换为输入二进制码 。
2) 非相干解调 图5-4-8 前一个码元的载波信号与后一个码元的载波信号相乘，经低通滤波器得到输入数字信号 。它不需要载波提取电路和码变换 器。

127 5．4．3数字调频与解调电路。 一．移相键控的分类 1.定义：用数字信号调变载波信号频率的调制方式称为数字调频，或移频1．键控。（）。 2.二元移频键控：传送1码时载波频率为 3.多元移相键控信号表达式 在码元转换时是不连续的，但它的积分值 是连续的。

128 三．DFSK信号的相干解调电路组成方框图 图5-4-12
上积分器的输出： 下积分器的输出： 当 时，上述积分值为零，A为常数。