总复习.

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1 总复习

2 核电子学研究对象 通过观测微观粒子间相互作用过程中产生的各种辐射、辨别辐射粒子的类型、测量其能量动量、确定各种辐射粒子间时间关系和重建辐射粒子在空间穿越的径迹等，从而获得微观粒子相互作用过程中各种信息，揭示出微观世界的奥秘 核电子学研究的是如何处理和分析核辐射探测器给出的电信号

3 微观粒子的探测过程 辐射源：放射源、对撞机、激光束、固定靶 . . . 探测器：电离室、正比管、闪烁体 . . .
电信号：电信号检出、前置放大、阻抗变换 模拟处理：放大、成形、滤波 . . . 数字化：ADC、TDC、甄别器、计数器 . . . 数据获取系统：数据处理、在线分析、数据存储 . . .

4 核电子学应用领域 随着实验物理的不断发展，核电子学技术也渗透到其他应用领域中，并不断促进着电子技术的发展 原子核物理和粒子物理 等离子体物理
天文物理 量子光学 核技术应用等

5 当代核物理实验发展趋向 实验规模大、粒子能量高 探测单元数量大、类型多和体积规模庞大 实验自动化程度越来越高 实验精度很高
在线与离线处理形成一个整体 事例/本底比越来越小

6 核电子学的特点 电子学和计算机技术与实验物理学的交叉学科 处理的对象是在时间和幅度上随机变化的电脉冲
对时间、幅度、位置等信息量的测量精度要求较高 探测系统庞大，测量的信息量也非常大 有时需要连续运行3-6个月，测量时间长 需要在强辐射、强磁场、高温、高压等环境工作下，测量条件恶劣

7 核电子学基本技术 随机信号处理技术 快电子学技术 实时技术 总线技术 成像技术 网络技术 离线技术等

8 随机信号处理技术 脉冲幅度分析 噪声处理 时间分析 模拟信号的成形、放大，模数变换，数据采集 针对探测器输出信号特点，提高信噪比
时间测量、定时分析、符合测量

9 随机信号处理技术 计数测量 随机脉冲频率 粒子分辨 利用脉冲形状、时间信息、飞行轨迹等 触发判选 从噪声和本底信息中提取有效的事例信息

10 核电子学系统的基本结构

11 核辐射探测器给出的电信号 核辐射探测器给出的电信号特点
一系列幅度大小不一、波形形状不尽一致、前后间隔疏密不均匀出现的时间随机分布的电荷或电流脉冲 由入射粒子的性质和探测器的响应所决定，根据这些脉冲及相关参数，可以得到有关核辐射和粒子的信息 核电子学研究的是通过对核辐射探测器给出的电信号进行处理和分析，获得粒子的各种性质，为研究粒子的内在规律提供实验依据

12 核辐射探测器给出的电信号 脉冲所携带的电荷量 脉冲出现的时刻 电荷量的大小与入射粒子的能量（能量损耗）成正比
若输出电流脉冲，其面积代表电荷量 将脉冲携带的电荷送到电容上累积，电容上的输出电压幅度的大小分布就能反映入射粒子的能谱 脉冲出现的时刻 由该时刻可以确定粒子入射探测器的准确时刻 当使用2个以上探测器时，可以确定入射粒子在时间上的相互关系，从而测定脉冲时间间隔上的分布，即时间谱

13 核辐射探测器给出的电信号 单位时间内平均出现的脉冲数 脉冲的形状
和单位时间内平均入射的粒子数成正比，可以反映入射粒子的强度，从它的变化也可测量粒子的寿命 脉冲的形状 有些探测器输出脉冲波形的某些参数，如上升时间和入射粒子的类型有关，通过对这种波形参数的测量，可以识别入射粒子的类型，如分辨n、γ、p、d或其他粒子

14 核辐射探测器给出的电信号 在核辐射探测器中，射线和物质相互作用所产生的电离、激发、光电转换和倍增过程都是随机的，且核衰变也是以一定的概率性来表现 由于核事件本身（时间特性、幅度分布）的随机性而出现的统计涨落，在探测器输出信号时，具有与通常周期信号根本不同的特点 核辐射测量中，最基本的特点就是它的统计特性

15 核辐射测量中的常用探测器 脉冲电离室 正比计数器 半导体探测器 闪烁探测器

16 探测器的等效电路 iD(t)是入射粒子在探测器中产生的电流信号，CD是探测器输出电容，一般为几pF ~几十pF，RD是探测器输出电阻，一般为几百kΩ ~几百MΩ，入射粒子在探测器内产生的电荷量Q为：

17 探测器输出信号的基本特性 输出信号的幅度 输出信号的幅度取决于探测器中的介质、粒子沉积的能量 入射粒子在探测器介质中产生电荷对的平均对数：
单位能量产生的平均电荷对数：

18 探测器输出信号的基本特性 探测器的固有能量分辨
入射粒子在探测器介质中产生电荷的过程存在着随机性，产生的电荷对数N的分布近似认为服从高斯分布，探测器的固有能量分辨定义为： 从能量分辨率来看，半导体探测器为最佳， 气体探测器次之，闪烁探测器较差

19 探测器输出信号的基本特性 线性和稳定性 时间特性 线性：电荷对数平均值与所消耗粒子能量的线性程度 稳定性：受环境温度和电源电压变化的影响
电荷在外电场作用下漂移，会受到探测器的介质、结构、机理影响 电荷的收集过程决定了输出电流波形的时间特性

20 常用探测器性能比较 电离室 正比计数管 闪烁探测器 半导体探测器 能量-电荷 转换系数 3x104 电子离子对 /MeV Ax3x104
300 光电子 3x105 电子空穴对/MeV 固有 能量分辨 1MeV 7% 14% % 电流 持续时间 μs - ms μs ns 几ns 工作 电源电压 几百 - 几千伏 几十 - 一、二千伏

21 信号的分析方法 信号的频域和时域分析 不管是有效信号还是噪声，都是时间t的实函数，可以在时间域里研究它们的时间函数，也可以在频率域内分析它们的频谱 富里叶变换和拉普拉斯变换是常用的信号富频域分析方法，富里叶变换通常用于分析信号和噪声的频率特性，而拉普拉斯变换含有衰减因子，变换容易收敛，更适合分析系统的时域响应

22 信号的分析方法 冲击响应和频率响应组成富里叶变换对： 多级串联线性系统总的频率响应可表示为各级系统频率响应之积：

23 信号的分析方法 复频域分析的一般方法为： 对输入信号作拉氏变换，得到像函数Vi(s) 利用复阻抗法，计算系统的传递函数H(s)
以上两项相乘得到输出信号的像函数Vo(ω) 利用拉氏反变换求输出信号的时域波形vo(t) 复阻抗法：ZR=R， ZC=1/sC， ZL=sL

24 常用的拉式变换 结合延迟定理和导数定理，就可以很方便地解出大部分时域波形

25 极点、零点与时域波形的关系 在线性时不变系统中，传递函数H(s) 可以化简为两个有理多项式之比，其中Zk称为传递函数的零点，Pi称为传递函数的极点： 在复频域分析中，可以通过极点和零点的特征，方便了解时域波形的变化规律，如波形是否会产生过冲或震荡、是单极性波形或是双极性波形等

26 极点、零点与时域波形的关系 时域函数的形式取决于极点在复平面上的位置，如果极点是单阶的，则时域函数总是以下六种形式之和：

27 极点、零点与时域波形的关系 系统的稳定性分析： 只有当所有极点位于左半平面时，冲击 响应是逐渐衰减的，系统是稳定的
当系统的极点是一阶共轭虚数时，产生的是等幅正弦振荡，属于临界情况 如果在S的右半平面上有极点，则冲击响应是逐减增长，系统是不稳定的 若系统有二阶以上的共轭虚数，冲击响应随时间增长，系统也是不稳定的

28 极点、零点与时域波形的关系 增加负实数极点： 增加实数零点： 通过RC积分电路，可增加负实数极点
输出波形峰位后移，波形更平滑，峰值两边趋向于对称 单极性输入，输出仍是单极性波形 增加实数零点： 对原波形求导，则相当于增加的零点值为0 输出波形为原波形及其时间导数的线性组合 原单极性波形将变为双极性波形，在原峰位时间产生过零点

29 前置放大器 为了从探测器输出端获得所需的电信号，同时减少探测器输出端到主放大器输入端之间的分布电容的影响，减少外界干扰，提高信噪比，并使联接信号用的高频电缆阻抗相匹配，通常把与探测器输出直接相联的电路称为前置放大器 前置放大器的功能主要是预放大探测器的输出信号，进行阻抗变换，从而使能量、时间的测量更加准确

30 前置放大器 在时间和能量测量系统中，前置放大器分别侧重于保留信号的不同特点，可以分为积分型放大器和电流型放大器 积分型放大器 电流型放大器
电压灵敏前置放大器：对探测器信号先积分再放大 电荷灵敏前置放大器：放大和积分同时进行 电流型放大器 电流灵敏前置放大器：保留输入电流信号的形状特征

31 探测器和前放电路的等效模型 探测器和前放电路可等效为： 其中CD为探测器输出电容，CS为引线分布电容，CAi为放大器输入电容
从输出端看，有输入电容：Ci=CD+CS+CAi 输出端电压为：vi(t)=Q/Ci

32 电压灵敏前置放大器 电压灵敏型前置放大器实际上就是电压放大器，其基本原理就是电压-电压放大
电压灵敏型前置放大器电路结构简单，但前放输出电压的幅度受Ci变化影响较大，输出电压的精度不高 CD随外加偏压而变化，CS随引线长短、元件位置等因素而变化，CAi与放大器工作状态有关 一般用在探测器输出信号幅度较大，精度要求不高的系统，如闪烁探测器后面

33 电荷灵敏前置放大器 基本结构：带有电容负反馈的电流积分器 由高输入阻抗、高增益的倒相放大器与一个反馈电容组成
从放大器的输入端来看，有输入电容：Cif=Ci+(1+A0)Cf

34 电荷灵敏前置放大器 当运放开环增益A >> 1时，有：
输出信号幅度VOM ，仅仅决定于Cf值和Q的大小，将不随Ci或A的不稳定而变化 只要Cf值恒定，输出信号幅度保持与电荷量正比关系，可用于高能量分辨率能谱仪系统

35 电荷灵敏放大器的主要指标 电荷-电压转换增益GQV 输出电压稳定性 上升时间 输入阻抗 动态范围和最高计数率

36 电荷灵敏放大器的元件选择 放大器： 反馈电容： 反馈电阻：
在输入级必须选用低噪声放大器，若探测器及前置放大器工作在低温状态下，可以显著改善系统的噪声 反馈电容： 反馈电容Cf的大小影响系统的分辨率，Cf常取pF量级，并且要有很好的稳定性 反馈电阻： 选用低噪声电阻，阻值一般不小于109Ω，为减小输入端的分布电容，反馈电阻的体积要小

37 电流灵敏前置放大器 电流灵敏前置放大器的目的是使输出信号在形状上与探测器电流脉冲相接近，实现方法主要有：
电压-电压型放大器：在输入端并联上小电阻，在电阻上形成电压信号，电阻一般选为50Ω 并联负反馈放大器：采用并联负反馈以减小输入电阻，得到很小的时间常数 电荷灵敏放大后微分输出：既可以获得与电荷量正比的电压信号，同时也可获得宽度与输入电流相近的窄脉冲

38 能谱测量中的能量分辨 粒子能量E ∝ 探测器电荷Q ∝ 前放输出电压V
积分型前置放大器将使其输出信号幅度正比于辐射核子在探测器中沉积的能量，因此测量其被线性放大后信号的幅度就可以确定入射粒子沉积的能量，从而可以获知入射粒子的能量 由于电荷量有统计涨落，必须测量大量信号，统计出这些信号按幅度分布曲线，这就是幅度谱

39 能谱测量中的能量分辨 能谱线的宽窄是衡量探测器系统和电子学系统对相邻很近谱线的分辨能力 能量分辨率的定义为：

40 影响能谱仪能量分辨的因素 探测器的固有分辨 噪声引起的谱线展宽 这是电离或激发过程统计涨落造成的，其在能谱曲线中产生的对应方差为sD
电子学噪声会造成电路中一些重要节点的电平随机涨落，而叠加在信号上，从而造成信号幅度的随机涨落，加宽了能谱曲线，电子学噪声平均值为0，概率分布服从高斯分布，它对能谱线展宽的方差贡献为sn

41 影响能谱仪能量分辨的因素 堆积和基线涨落 径迹亏损
由于探测器产生的信号在时间上是随机的，因而有可能出现二个信号叠加在一起的情况，这种情况称为堆积，堆积会使信号幅度产生涨落，近似认为这种涨落服从高斯分布，对谱线展开的方差贡献为sp 径迹亏损 探测器电流脉冲并不是理想冲击信号，电流信号的宽度和形状会也造成输出信号幅度的变化，近似认为这种展宽对谱线展开的方差贡献为sb

42 影响能谱仪能量分辨的因素 上述四种因素在不同系统和不同条件下对能量分辨的影响主次不一，但可以认为是互相独立的
假定它们均服从高斯分布，那么最终输出幅度的涨落方差可以表述为： 则有：

43 噪声来源 热噪声 散粒噪声 由于载流子的随机热运动引起，存在于所有的器件中 在频域中，表现为全频谱分布的白噪声
由于载流子产生及消失的随机性，而导致电流的涨落，存在于少数载流子导电器件中

44 噪声来源 低频噪声（1/f 噪声） 当两种导体接触不理想时，由接触点电导的随机涨落引起的噪声，主要决定于器件的表面特性，普遍存在于电子管、晶体管、场效应管、电阻等器件中 低频噪声电压幅值与频率有关，频率越低，噪声电压越大 低频噪声的来源与系统的工艺水平有很大关系，通过抑制低频响应，如提高通频带下限频率，也可以抑制低频噪声

45 探测器系统噪声分析 电荷灵敏放大器的噪声等效 并联噪声：探测器漏电流噪声、场效应管栅极电流噪声、偏压电阻RD热噪声、泄放电阻Rf热噪声
串联噪声:场效应管的沟道热噪声、场效应管的低频噪声

46 降低系统噪声的方法 电路元器件的选择： 工作环境的选择： 选择低频噪声小的器件 选择栅极漏电流小的场效应管
热噪声与R成反比，RD和Rf电阻值取大一些 选用低介质损耗的电容进行放电 选择合适的反馈电容，减少冷电容 工作环境的选择： 降低温度，减少热噪声及探测器的反向漏电流

47 滤波 前置放大器输出的信号通常混杂有噪声和干扰，对于幅度分析系统，可以通过滤波网络来提高信号噪声比
滤波网络的作用是在频域里尽可能地滤去噪声的频率成份，尽可能地保留信号的频率成份 滤波网络既然具有一定的频率响应，就必然具有一定的冲击响应，在时域中，必然会使输出信号具有一定的形状，因此滤波网络也可称为成形网络

48 滤波 根据信号和噪声的不同频谱，理论上可以求出一种最佳滤波器，使信噪比达到最佳
使系统获得最佳信噪比的滤波器称为匹配滤波器，此时信噪比仅与输入信号能量及输入白噪声功率谱密度相关，而与滤波器的频率响应无关 匹配滤波器的冲击响应为： ，即为输入波形的镜像，但延时了tm时刻，tm决定了输出信号的峰值时刻

49 滤波 对于白噪声，当滤波器的频率响应为输入信号的富氏变换的复共轭时，可以获得最佳的信噪比：
如果噪声不是白噪声，可以先用一个网络将噪声白化，再接匹配滤波器

50 滤波：最佳滤波 电荷灵敏前置放大器后的最佳滤波： 电荷灵敏放大器输出信号的噪声谱密度可表示为：
可利用高通滤波器对其实现白化，当RC=τc时，有：

51 滤波：最佳滤波 电荷灵敏前置放大器后的最佳滤波： 此时对匹配滤波器，要求其频率响应为： 此时最佳信噪比为：

52 滤波：最佳滤波 电荷灵敏前置放大器后的最佳滤波： 对电荷灵敏放大器，a、b与CΣ、Cf有关： 则有：
即噪声源asbi越弱，信号电荷Q越大，输入端对地冷电容CΣ越小，则信噪比越高

53 滤波：最佳滤波 电荷灵敏前置放大器后的最佳滤波： 在时域内，信号经过匹配滤波器，输出波形可表示为：
为获得这种形状的输出，要求对t=0时刻的输入信号，在t<0的时刻就要有输出，这在物理上是无法实现的，但这种滤波器可以作为一个标准，来衡量其它滤波器的优劣 若实际滤波器输出信号的信噪比为η，则定义它的劣质指数F为F = η∞/η，F越接近于1，表示滤波器的性能越好

54 滤波器的实现方法 目前常用的滤波方式主要分为硬件滤波和软件滤波
基于RC、LC、RL等方式的无源硬件滤波器结构简单，但需要使用隔离级，以避免各级参数互相干扰 基于运放的有源硬件滤波器，可以使用较少元件，实现多级积分效果，具有极大的灵活性 软件滤波则是在对信号进行AD转换后，利用数字信号处理方法，对转换后的数字序列进行滤波，包括FIR、IIR等

55 滤波器的实现方法 CR - RC滤波器 由一级微分、一级积分电路组成 CR微分电路：白化滤波器，并滤去噪声的低频成分
运放A：隔离级，使CR电路和RC电路互不影响

56 滤波器的实现方法 CR - RC滤波器的最佳信噪比为： 即选择最佳时间常数τ = τc时，其劣值系数F为：

57 滤波器的实现方法 CR - (RC)m滤波器 由一级CR微分、m级RC积分电路组成，其时间常数RC均相同

58 滤波器的实现方法 CR - (RC)m滤波器的输出信号为：
在m -> ∞时，Vo(t)趋于高斯分布函数形状，因此该滤波也称为准高斯滤波

59 滤波器的实现方法 CR - (RC)m滤波器达到最佳滤波效果时，其劣值系数F为：
实际使用中，一般取m≥3，τ由实验条件决定，对半导体探测器，τ一般在μs量级，在高计数率测量条件下，要适当减小

60 滤波器的实现方法 有源滤波器 将滤波网络接在放大器反馈回路内构成的滤波器 可以用较少元件构成较多次积分 可获得共轭复数极点，改善滤波性能

61 滤波器的实现方法 低通滤波器

62 滤波器的实现方法 高通滤波器 将低通滤波器中的电阻、电容互换，即可实现高通滤波器

63 滤波器的实现方法 带通滤波器 当通带较宽时，可用一个低通滤波器串联一个高通滤波器，如SK高通滤波器+MFB低通滤波器，来实现带通滤波器
当通带较窄时，可用单运放来实现二阶带通滤波器

64 滤波器的实现方法 带阻滤波器 当需要对某些特定频率分量进行衰减时，需要使用带阻滤波器

65 信号成形 滤波是从提高信噪比的角度出发 在能谱测量中，还有其它因素对信号形状提出要求：
为了减少堆积和基线涨落对能谱线的影响，要求信号宽度尽可能窄，尾部拖的时间短 为了减小径迹亏损的影响，要求波形顶部有一定平坦度 由于设计侧重点不同，同一个电路既可以称为滤波器，也可以称为成形电路，因此有时也统称为滤波成形电路

66 信号成形：极零相消电路 电荷灵敏放大器由于反馈回路泄放电阻的存在，输出信号形状是指数衰减形状，其泄放的时间常数由反馈电阻和反馈电容决定，一般在ms量级 若用CR高通电路对此信号进行微分，可以将其变成较窄的信号，但微分后的信号会由单极性脉冲变为双极性脉冲，而负向的信号会造成幅度过载效应 需要选择一个电路，使得信号在微分之后，仍然保持为单极性信号输出

67 信号成形：极零相消电路 极零相消的具体实现方法： 极零相消除了要对信号微分外，还需要增加正比于信号波形的部分
调节R1，使得τ1=τf，则输出信号为单极性信号，若选择R2 << R1，则可使输出信号变窄

68 信号成形：极零相消电路 极零相消的具体实现方法： 调节电位器K的位置，使τ1=R1C/k=τf，即可达到极零相消的目的

69 堆积与基线涨落 若在被检测信号到达峰值时刻，出现另一个信号，则此信号必然对被测信号产生非零值叠加，这就是所谓峰堆积
峰堆积会使谱形发生畸变，使原谱线峰值计数下降，分辨率变坏，并在峰值的二倍甚至三倍处出现小峰 发生堆积的概率主要由Rtw决定，减小tw将有利于减小峰堆积，若Rtw <1%，则发生堆积的概率小于1%，

70 堆积与基线涨落 若满足：ti < t - tw，则此信号对被测信号仅仅只有尾部很小残余部分叠加上去，这就称为尾堆积
尽管单个信号产生的尾堆积影响很小，但是由于信号数目很大，同时尾堆积出现的时间范围极长，总的影响是可观的 尾堆积除了使谱线展宽之外，同时会引起谱线位移，处理它对能谱影响应用统计方法

71 堆积与基线涨落 减少堆积影响的方法： 尽可能减小信号的宽度tw 缩短输出波形尾部持续时间 用反堆积电路（堆积判弃电路）来剔除峰堆积
基线恢复器可以减小基线涨落 单极性信号成形具有更高的信噪比，因此可在高能量分辨率情况下使用 双极性信号成形的顶部较尖，径迹亏损较大，但可抑制隔直电路带来的基线涨落，适合于高计数率测量环境

72 径迹亏损 探测器输出一定形状的有限宽度电流信号与理想化冲击电流的差异在具体电路上产生幅度的损失，即为径迹亏损
径迹亏损DB不仅决定于iD(t)的宽度和形状，还与系统的冲击响应形状有关 对于任意电流输入，当冲击响应平坦部分Tw比电流持续时间Td长时，径迹亏损接近于零 在探测器输出电流脉冲宽度变化较大时，设计具有一定平顶的冲击响应的系统，对减少径迹亏损是有利的

73 常用放大器的类型 谱仪放大器：用于核辐射能谱仪中信号放大，一般在前置放大器之后，称之为主放大器
快放大器：用于时间测量或高计数率条件下信号放大 弱电流放大器：用于强度测量中计数积累效应产生电信号的放大

74 主放在核测量系统中的作用 前置放大器对探测器信号进行初步放大和处理，但其输出的脉冲幅度和波形并不适合后面分析测量设备，如单道分析器和多道分析器等，所以对信号还需要进一步放大和成形 在进一步放大和成形的过程中，必须保持探测器输出的有用信息，如射线的能量信息和时间信息，尽可能减少它们的失真，这样的任务由主放大器来完成

75 谱仪放大器 在能谱测量中所用的放大器，需要尽可能降低在能谱测量中对能量分辨率的影响，同时放大器的输出信号要适应能谱分析设备的要求，即需要：
小信号需要放大到合适的幅度 通过滤波成形，提高信噪比 保持由探测器输出的幅度信息（能谱测量中一般对时间信息并无要求，因此无需考虑时间信息方面的要求）

76 谱仪放大器的原理方框图

77 谱仪放大器的基本功能 谱仪放大器需要放大前置放大器的输出信号，使其达到分析测量系统所要求的幅度范围，同时尽可能减少谱形畸变并提高能量分辨率
提高信号噪声比 减少堆积和基线涨落 减小径迹亏损 提高抗幅度过载能力

78 谱仪放大器中的常用技术 谱仪放大器中的常用技术 滤波成形技术：采用一次微分和三次到四次积分滤波成形电路，提高信号噪声比
基线恢复技术：在高计数率情况下，信号堆积和隔直电容充放电会引起的基线漂移使谱线变宽、分辨率变坏、峰位移动，因此需要引进基线恢复器 堆积拒绝技术：在高计数率条件下脉冲堆积的影响将是十分严重的，导致能量分辨率变差、能量畸变，采用堆积拒绝电路，剔除堆积信号

79 谱仪放大器的基本特性 增益及稳定性 放大器的放大倍数取决于放大器输出幅值和后续分析测量设备所要求的信号大小，通常谱仪放大器的增益要求为几倍到几千倍，并要求可调 放大器的增益稳定性是放大器在连续使用的时间内由于环境温度的变化，电源变化等因素导致放大器放大倍数的不稳定程度 提高增益稳定性主要采用深度负反馈方法，负反馈愈深即愈大，增益的稳定性也就愈好

80 谱仪放大器的基本特性 线性 积分非线性（INL）：描述了放大器实际输出与理想输出之间的最大偏离，它影响到能量刻度误差及使峰位发生偏移
微分非线性（DNL）：描述了放大器在不同的输出幅度时放大倍数的变化，它会使能谱产生畸变 非线性的改善方法：通过选择电路中有源元件合适的工作点，在要求的动态范围内使它们能线性的应用；采用深度负反馈来减少非线性畸变

81 谱仪放大器的基本特性 噪声及信号噪声比 幅度过载特性 计数率过载特性
为避免能量分辨率变坏，一般放大器输入端的噪声要比前置放大器输入端的噪声小一个量级 幅度过载特性 与放大器的耦合电容充放电有关，会带来放大器的死时间 过载恢复时间越短，抗过载性能越好 计数率过载特性 加入微分电路使输出脉冲变窄、使用极零相消电路消除脉冲下冲、引入基线恢复电路和堆积拒绝电路

82 谱仪放大器的基本特性 上升时间 输入阻抗和输出阻抗 放大节上升时间必须比成形滤波电路的上升时间要小得多，以避免输入信号产生畸变
采用负反馈可以有效的提高放大节的上升时间 输入阻抗和输出阻抗 对放大器输入阻抗大小的要求，取决于信号源的内阻大小 放大器的输出阻抗则取决于后续电路的要求，通常放大器输出阻抗小一些好，以便能适应在不同幅度情况下工作

83 谱仪放大器的基本特性 一个谱仪放大器一般由若干个负反馈放大单元串接组成，每个放大单元称为一个放大节
在一个放大单元内，加以深度负反馈时很容易引起振荡 谱仪放大器需要若干级微分和积分电路，并且这些电路之间一般还要求有隔离节 单元放大节组成：通常由高增益的运算放大器和反馈网络组成，其性能指标在很大程度上决定了谱仪放大器的指标优劣

84 谱仪放大器的基本电路 基线恢复器 基本原理：能跟踪基线的变化，在信号到达之前，随时随地记录当前的基线电平，当信号到达，它能完成该信号减去信号到达前瞬间的基线电平的功能，从而得到真正的信号电平 CD基线恢复器：由电容和二极管构成，结构简单，但只适应缓慢变化的单极性正信号 CDD基线恢复器：在缓慢变化条件下，能跟踪正负基线电平 有源CDD基线恢复器：将二极管接入运放的反馈回路，等效提高了基线恢复速度

85 谱仪放大器的基本电路 逻辑展宽电路 模拟展宽电路 线性门电路
功能类似于实时更新单稳电路，具有检测随机信号间隔是否小于监察周期的功能，常用于堆积判弃电路 模拟展宽电路 可以将信号幅度展宽到需要使用时为止，并可在模拟信号幅度达到峰值时给出峰值检测信号，因此又称为峰展宽电路 线性门电路 通过开门电平和关门电平控制，可实现在时间上的信号筛选

86 堆积判弃 在高计数率测量情况下，堆积，尤其是峰堆积，将导致能谱产生畸变，严重影响能谱测量的分辨率
对峰堆积的处理方法首先要能够随时发现峰堆积，通常是通过判断信号的时间间隔是否过小来判别堆积是否发生，然后将发生峰堆积的信号剔除，不予放大和记录，这种技术称为堆积判弃（或堆积拒绝、反堆积）

87 堆积判弃 对一个信号是否发生堆积的判别 以一个信号脉冲为观察脉冲，如果后一个脉冲峰部前沿落在观察脉冲的达峰时间上产生的峰堆积称为前堆积，这时两个脉冲幅度都产生畸变，都应该舍去 如果前一个脉冲峰部后沿落在观察脉冲的达峰时间上产生的峰堆积称为后堆积，这时前一个脉冲可以保留，而观察脉冲应该舍去

88 堆积判弃 死时间校正 从堆积判弃原理中可知，在监察信号的时间T内，如果再有信号输入都要被舍弃，因此监察时间就是堆积判弃电路所产生的死时间，这个死时间内不能记录输入信号 从总的测量时间中扣除这个死时间得到活时间，由测到的总计数除以活时间就是信号计数率，这种办法称为死时间校正 虽然堆积信号被舍弃，但通过死时间校正，其计数损失得到了校正

89 堆积判弃 允许最高计数率 逻辑展宽电路对每一个信号都要给出持续时间为一个监察周期的信号输出，若输入信号的计数率增高到1/T 时，则监察周期的持续时间可以一直持续下去，即死时间也一直持续下去，因此用堆积判弃电路来执行堆积信号判别时，对输入的计数率有一定的要求 若谱仪放大器输出脉冲的峰部宽度为Tw，取监察周期T=Tw时，当输入脉冲的平均计数率为R=1/Tw时，输出计数率n达到最大值1/eTw

90 快放大器 快放大器分为快电流放大和快电压放大 由于探测器形成的电流脉冲宽度很窄，因而电流放大器一定是快放大器
快电流放大器主要用于小分辨时间、高计数率、快定时及时间甄别等系统中，结构上常采用电流并联负反馈电路形式 在主放大器的输入端，用50Ω电阻实现信号匹配，可提高电压放大器的速度，使其成为放大快信号的放大电路 快电压放大器在结构上多采用串联电压负反馈模式，以提高输入阻抗

91 弱电流放大器 为测量电流强度在10-7~10-15A量级、并且电流变化极为缓慢的微弱电流，就必须弱电流放大电路
电阻式弱电流放大器：实质上是个阻抗变换器，在输入级使用静电计管或MOS场效应管等输入电阻极高的器件，而其输出电阻很小，从而驱动测量仪表 动电容式弱电流放大器：将待测电流转换为交流电压，在交流放大后，进行解调测量 电容式I-f转换弱电流电流放大器：将弱电流转换为与频率相关的脉冲信号后进行计数测量

92 阻抗匹配 传输线的特征阻抗 对于理想的无损耗、无畸变传输线，有： 对于实际的传输线，一般有：
因此，特征阻抗是频率的一个强函数，在低频情况下，R超过ωL，特征阻抗与频率的平方根成反比，在高频时，ωL超过R，特征阻抗变得趋近于常数

93 阻抗匹配 传输线上的反射 输入接收函数A(ω) 由源端阻抗ZS和传输线特征阻抗Z0决定：
当信号出现在传输线远端时，远端反射函数R2(ω)为： 当反射信号传播回源端时，源端反射函数R1(ω)为：

94 阻抗匹配 控制传输线反射的方法 末端端接：控制负载阻抗ZL等于传输线特征阻抗Z0，使远端反射函数R2(ω)为零，消除远端第一次反射，对于工作在RC情况下的长传输线，要获得在很宽频率范围内与特征阻抗匹配的网络比较困难 源端端接：控制源端阻抗ZS等于传输线特征阻抗Z0，使源端反射函数R1(ω)为零，此时输入接收函数A(ω)为1/2，若将传输线的源端开路，即使ZS=∞，则有R2(ω)≈1，线路末端的电压加倍，可以补偿输入端电压的减半

95 阻抗匹配 控制传输线反射的方法 传输线端接的方法
短线：当使用非常短的传输线（线路小于上升沿电气有效长度的1/6）连接时，传输线的传输函数HX(ω)=1，此时可得到负载阻抗ZL和源端阻抗ZS由构成的简单阻抗分配网络 传输线端接的方法 传输线末端并联端接：终端阻抗R1等于特征阻抗Z0 传输线末端分离式端接：戴维南等效端接 传输线源端串联联端接：源端阻抗R1等于特征阻抗Z0

96 典型谱仪放大器电路 一个实际谱仪放大器的简化结构 输入级采用末端并联匹配形式，并由两个二极管组成保护电路，防止大幅度脉冲信号的冲击
极零相消电路用隔离级与前后电路隔开，放大电路采用多级SK滤波放大结构 输出级采用串联匹配方式

97 脉冲幅度甄别器 甄别器的主要功能 甄别器的主要用途 将幅度落入在电路设定的电平范围内输入脉冲转换成幅度和宽度符合一定标准的脉冲输出
剔除噪声的干扰 进行幅度选择 脉冲幅度精密测量 能谱测量（单道分析器） 定时（前沿定时）

98 脉冲幅度甄别器 脉冲幅度甄别器的分类 由电路设定的电平范围上、下限VTH和VTL分别称为上、下甄别阈
积分甄别器：仅有下甄别阈而不存在上甄别阈的甄别器 微分甄别器：上、下甄别阈均为有限值的甄别器，当作为幅度分析用时，又称为单道脉冲幅度分析器

99 脉冲幅度甄别器 核测量中对甄别器的要求 甄别阈：阈值动态范围大，阈值稳定，阈值与刻度之间非线性程度小，对微分甄别器，要求其上下甄别阈值之差保持稳定 输出信号：幅度和宽度恒定，与输入信号等因素无关 响应速度要快，尤其是用于定时情况 死时间小，可适应高计数率工作

100 脉冲幅度甄别器 积分甄别器 常采用施米特电路实现单稳态成形，可解决触发模糊造成的不确定性，同时可以保证输出信号有确定的宽度
直流施米特甄别器输入输出的特性曲线为：

101 脉冲幅度甄别器 微分甄别器 只有当输入信号幅度落在上下阈值VTH和VTL之间，上下阈值之差VK 称为窗宽或道宽，微分甄别器才产生输出信号
微分甄别器可作为单道分析器，用来测量幅度谱，即幅度概率密度分布曲线，此时在调节阈值时要求保持道宽不变

102 多道脉冲幅度分析器 多道脉冲幅度分析器的基本功能：将输入信号按其幅度大小进行分类，然后按其类别作统计而获得计数按幅度大小分布的关系，这种分布图称为直方图，从分布关系中可以得到脉冲幅度谱 多道脉冲幅度分析器的结构

103 多道脉冲幅度分析器 ADC的基本功能： 将输入信号按其幅度进行分类，并用二进制数码输出代表其类别
ADC输出端的量化数码值m的大小正比于输入信号幅度Ui，其中δ为误差项，E0称为零道阈，VH称为道宽： ADC将模拟信号幅度转换成数字量的过程称为“量化处理”， E0+mVH称为第m道的量化电平，一个L位输出的ADC最大量化电平数为2L

104 多道脉冲幅度分析器 数据获取和处理系统的功能：
对经过ADC量化处理的信息进行按类统计，并将结果存储起来，实现方法：以ADC的输出数码作为地址，将该地址对应的存储单元加1 数据获取和处理系统还具有实时显示、数据输出和谱数据处理等 系统可以用专用硬件组成，也可用计算机来完成其功能。

105 多道的性能指标 道数M和量化电平数mmax 线性
道数M指数据获取和处理系统可提供的存储单元数目，量化电平数mmax指ADC变换之后最多道址数 线性 实际多道中，m ~ Vi之间关系曲线与理想直线存在偏离，积分非线性INL会造成刻度的非线性 微分非线性DNL反映了各道均匀性的差异，从宏观上看，道宽在随道址的变化曲线与积分非线性变化情况相一致；从微观上看，相邻道之间道宽涨落会出现“奇偶对”现象

106 多道的性能指标 死时间 稳定性 在分析一个信号时，需要对输入端进行封锁，不允许再有信号输入到多道分析器，即存在一定的死时间Td
在死时间Td 中，变换速度tc是主要因素，因此提高tc是减小Td的关键问题 稳定性 在多道分析器中，道宽VH和零道阈E0的稳定性会影响Vi ~m关系的稳定性，通常要求道宽和零道阈随温度、工作时间增长产生的漂移小于1%VH

107 多道的性能指标 道容量 变换系数 道容量是指可容最大计数值
能谱测量中，为减小测量的相对误差，多道脉冲幅度分析器对道容量要求为每道105到106计数 变换系数 变换系数P定义为每单位幅度可变换成多少道，其与道宽是倒数关系，可用于表示模数变换器的精度

108 线性放电型ADC 线性放电型ADC的结构框图

109 线性放电型ADC 线性放电型ADC的特点 优点：变换精度高，微分非线性小 缺点：变换时间很大，尤其是大道数ADC
对应最大道址mmax的输入信号，其变换时间为mmaxT0，若时钟脉冲频率为f=100MHz，即T0=10ns，对4096道分析器的ADC，最大幅度的变换时间可达到约41μs 道数越多，tc越大，死时间就越长，对于高计数率输入的信号，会造成很大计数损失 采用两次放电法会缩短变换时间，但会影响微分非线性

110 Flash ADC Flash ADC特点 Flash ADC，又称为一次直接比较法ADC，其实质上是由m个甄别器组成，每个甄别器间阈值差为VH，每相邻二个甄别器组成一个微分甄别器串联相接 对任何幅度信号只作一次与阈值电平进行比较，就可产生数码输出，速度极快 量化电平数即道数，不能很大 各甄别器之间阈值差不能保证很一致，即微分非线性较差

111 逐次比较ADC 逐次比较法ADC特点 逐次比较法ADC采用多阈值比较的方式对输入信号进行数字变换，对任意幅度的输入信号，只需进行固定次数的比较，就可得到变换输出结果 逐次比较法ADC的变换时间是固定，若比较一次所需的时间为tm，最大道数为M，则变换时间tCC为：

112 逐次比较ADC 逐次比较法ADC特点 对于最大道数也为M的线性放电型ADC，若是时钟周期若为t0，则最大变换时间tCL为：
虽然通常tm > t0 ，但随着M的增大， tCC与tCL相比小得更为明显 逐次比较法ADC中的多阈值常使用电阻网络型DAC来实现，这就存在着刻度均匀性问题，若DAC中网络电阻的阻值有0.01%误差，就会造成电阻网络电流有0.01%误差，对一个12位的ADC，由于阈值切换造成的道宽相对偏差能达到20%

113 逐次比较ADC 逐次比较法ADC特点 逐次比较法ADC的微分非线性较差，可用道宽均匀器来改善ADC的非线性性能
道宽均匀器原理：对幅度为Ui信号，逐一加上0、VH、2VH一直到nVH幅度后做AD变换，并在变换后减去相应的附加数码作为最后输出，这样经过大量信号变换之后，信号幅度Ui落在Vm到Vm+Vhm的信号加入各种大小附加信号的概率是相等的，经过这样平均之后，各相邻道的道宽也将趋于一致

114 时间信息分析 核事件的许多信息是以时间信息方式存在于核辐射探测器输出信号中 时间信息分析所要解决的基本问题 时间谱的测量：核素的激发态寿命
事例的选择：时间上具有关联的粒子事件 粒子的鉴别：脉冲形状甄别 粒子的质量测量：飞行时间法 时间信息分析所要解决的基本问题 时间间隔甄别 时间间隔测量

115 时间信号检出 无论是时间间隔的甄别还是测量，都有一个重要的环节，就是时间信号的检出 从探测器输出的电流信号有以下几点需要考虑：
延迟，t0'在t0之后一定时间之后出现 展宽，实际的电流信号不是一个δ信号 涨落，(t0'-t0)是一个随机量，而且信号形状也会随机变化 时检电路的功能是使(t0‘-t0)涨落尽可能小

116 时间信号检出 时间检出电路接收来自探测器和放大器的随机脉冲，产生与输入脉冲时间有确定关系的定时输出脉冲，定时技术主要解决时间检出信号的晃动
时间检出信号出现晃动主要因素包括 探测器的固有晃动 噪声引起时检电路输出的时间晃动（time jitter） 幅度时间游动效应（time walk） 上升时间游动效应

117 定时方法 前沿定时 前沿定时是检出定时信号的最简单方法，来自探测器或经过放大器的脉冲直接触发一个阈值固定的触发电路，在脉冲的前沿上升到超过阈值的时刻产生输出脉冲作为定时信号 前沿定时中的定时误差主要包括：幅度游动效应；上升时间游动效应；输入信号超阈延迟时间的影响；输入噪声及阈值涨落的影响 为减小定时误差，则应使甄别阈尽量低，同时应限制输入信号幅度的动态范围

118 定时方法 过零定时 若用输入信号的过零时间作为定时点，则可以克服前沿定时在输入信号幅度变化时引起时间移动太大的缺点
为了实现过零定时，需要将信号成形产生新的过零点，获得新的过零点的方法一般是把单极性信号成形为双极性信号，成形方法包括：微分电路成形、短路延迟线DL成形等 过零定时电路一般由双极性成形电路、预置甄别器、过零甄别器组成

119 定时方法 过零定时 为了比较各种因素对定时误差的影响，定义触发比p为探测器输出电流脉冲使时检电路触发时的输出电荷QT与电流脉冲总电荷量Q之比
过零定时电路能消除输入信号幅度变化的时间移动，所以输入信号幅度范围很宽，电路调节简单 但过零定时电路的触发比不易调节，且都比较大：对于微分成形，p=1；对于DL成形，p在1/2 ~ 1之间

120 定时方法 恒比定时 恒比定时在输入脉冲幅度的恒定比例点上产生过零脉冲，既使用了过零定时技术，又能调节触发比为最佳，减小时间晃动，大大提高了定时精度，是应用最广的定时方法 恒定定时电路的结构框图：

121 定时方法 幅度和上升时间补偿定时 恒比定时、过零定时仅解决了幅度游动效应，并未解决上升时间游动效应，为此提出了幅度和上升时间补偿定时ARC
ARC的电路结构与恒比定时完全相同，但其延迟时间td需满足关系： 当tm不变时，ARC保持恒比功能；当tm不是常数时，触发比并不恒定，因此ARC仅在信号为线性增长前沿，如半导体PIN探测器时，才能消除时间游动

122 符合电路 具有符合功能的电路单元称为符合单元
当输入信号的时间重叠满足预先给定的符合条件时就输出一个时间确定的信号，符合单元一般可以由逻辑门构成，其的基本逻辑功能相当于一个数字门电路 二输入符合电路的基本结构：

123 符合电路 符合电路的分辨时间 符合电路分辨时间τ定义为：能产生符合输出的几个输入端脉冲之间的最大时间间隔
测量符合电路输入信号的相对延迟时间与符合计数之间的关系曲线，符合曲线的半高宽即为符合电路的分辨时间 电子学瞬时符合曲线：仅反映电路本身的特性；物理瞬时符合曲线：反映了探测器和电子学组成的测量系统特性

124 符合电路 符合电路的分辨时间 当分辨时间减小时，由于真符合计数的丢失，会导致物理曲线形状发生变化；分辨时间增大，偶然符合会使测量结果的统计误差增大，因而分辨时间的选择要综合考虑

125 时间分析 时间分析是分析一个事件与另一个事件之间的时间关系，也就是测量核事件的时间间隔概率密度分布
两个信号之间的时间间隔分布可以用延迟符合方法测量 通过改变两道符合输入信号之间的相对延迟时间测量其相应计数得到符合曲线，这种方法称之为单道时间分析器 多道时间分析器进行时间分析，与用多道脉冲幅度分析器进行分析类似，在一次测量中首先将各种时间间隔的脉冲进行分类转化为数字编码，然后分别存入多道分析器的存储器对应的道中，并对数字化信息进行统计和分析

126 时间分析 常用时间分析器分类 第一类：二个信号输入到时间间隔幅度变换电路（TAC），TAC的输出幅度正比于信号间的时间间隔，然后进行幅度-数字变换（ADC），最后送入数据获取与处理系统 第二类：二个信号加入到时间间隔编码电路（TDC），TDC输出的数码正比于信号间的实时间间隔，再将其送入数据获取和处理系统（DAQ）

127 时间分析 常用TDC类型 直接计数型TDC：将待测二个信号分别输入RS触发器的起始端和停止端，则RS触发器Q端输出信号的宽度即为二个输入信号的时间间隔

128 时间分析 常用TDC类型 直接计数型TDC的精度取决于时钟频率f，当时钟频率提高到一定程度时会产生很大困难，目前用到最高的时钟频率为GHz量级，时间分辨约为亚ns量级 直接计数型TDC的时钟脉冲与输入起始、停止信号之间在相位上并不是同步的，它们间相位差是随机的，最大会有2T0的时间误差，在时钟与起、停信号间相对位置不同情况下，输出码的误差可达1LSB以上

129 时间分析 常用TDC类型 游标尺计时器：用两个不同的时钟频率同时测量，并以两者的符合输出作为控制信号，以提高计时精度

130 时间分析 常用TDC类型 游标尺计时器的时间道宽为二个振荡器的频率差ΔT，可通过二段延迟时间略有差别的延迟线循环电路来实现很小的频率差，就以获得很小的时间道宽

131 时间分析 为测量较短的时间间隔，常采用时间放大技术 Wlkinson型电路结构：

132 时间分析 Wlkinson型电路原理 采用两个不同的恒流源I1和I2进行充放电，时间放大因子K由两个恒流源电流的比值确定，当使用足够大的K时，就可以获得较好的时间分辨 死时间较大，约为(K+1)T 模拟处理电路容易受到干扰，难以集成化 电路中使用了积分技术，因而在积分点上对噪声和电容的非线性性能比较敏感

133 时间分析 为满足大尺度范围、高精度时间分辨等综合性能要求，通常采用“粗”计数和“细”时间测量结合的方法
“粗”计数一般采用高性能的Gray码计数器实现 “细”时间测量则主要依靠时间内插技术（Time Interpolation）

134 时间分析 时间内插技术 时间内插技术是目前高精度、宽动态范围时间数字转换系统中的基本技术，而延迟线技术则是时间内插技术的基础
通过控制延迟时间，可以将一个时钟周期分成N等分，相当于将时钟频率提高了N倍，从而使测量精度提高N倍

135 时间测量技术 锁相环（PLL）技术 锁相环主要由压控振荡器VCO（Voltage Controlled Oscillator）、鉴相器PD（Phase Detector）、环路滤波器LF（Loop Filter）以及参考时钟源组成 PLL技术具有灵活性、高集成能力和低功耗等特点，其在设计时，应充分考虑环路的稳定性

136 时间分析 流水线型计数器 时间数字转换电路结构如图 在每个时钟周期都记录时间测量信息 根据实验的具体情况选择有效的数据
其触发时间固定，可以处理非常高的事例率 但受数据的存储和读出速度的限制较大

137 时间分析 数据驱动型计数器 时间数字转换电路结构如图 只对有效时间测量信息进行获取和缓存 通过设置触发信号来进行数据读出筛选
利用两级数据判选，提高了有效数据带宽 降低了对存储器的容量需求

138 时间分析 时间-幅度变换器TAC TAC是把两个信号之间的时间间隔长短转换成一个幅度与其间隔成正比的输出信号，最方便的办法是在时间间隔内对电容器进行恒流充电 若起始信号计数率高于停止信号情况下，为了减小死时间，可以将两者颠倒过来输入，同时对起始信号作一定延迟 将TAC与ADC组合在一起，就可以起到时间数码变换器的作用，用这种方法得到的TDC，其时间道宽也可以做得很小

139 脉冲形状甄别 脉冲形状甄别经常用来鉴别粒子的类型 脉冲形状甄别有电荷比较法与时间比较法二种
时间比较法利用恒比定时、过零定时等电路中过零点与信号幅度无关的特点来实现

140 数据获取系统 在核脉冲计数测量中，最普遍的计数设备是定标器 用来测量一定时间间隔内的输入脉冲数
定标器有多种工作方式：手动起停、外控起停、定时计数、定数计时等 若定标器最高工作频率为fmax，对平均计数率为R的脉冲，则每记录一个脉冲，相对计数损失为：δ=R/(fmax +R) 在定标器的前级采用频率更高的逻辑电路，可减少定标器的计数损失，同时会减弱信号的随机性

141 数据获取系统 无论是多道幅度分析器还是多道时间分析器，都是用数据获取系统来完成按输入的数码进行分类统计和将数据结果存储起来的功能
专用硬件多道分析器 主体部分由存储器、运算器和控制器组成 输入部分可以是ADC或TDC 辅助部分则包括显示器和输出接口电路等

142 数据获取系统 微机多道分析器 多道分析器数据获取的方式 以CPU为主控制器，包含信号获取、存储、显示、操作接口和数据I/O等部分组成
脉冲幅度分析方式 (PHA)：常用来测量能谱或时间谱 多定标方式 (MCS)：用于测量脉冲计数率随时间的变化趋势 列表方式 （LIST)：能记录信号幅度随时间的变化，可用于波形采样

143 数据获取系统中新技术 电子科学和技术 计算机科学和技术 总线技术（BUS） 专用集成电路（ASIC） 可编程逻辑器件（PLD）等
硬件方面：嵌入式系统（Embedded System）、数字信号处理器（DSP）、处理器阵列（Processor Farm）、高速网络等 软件方面：虚拟仪器（Virtual Instrument）、面向对象编程（OOP）、数据库（DB）、图像处理等

144 数据获取系统中新技术 总线技术 总线是指计算机、测量仪器、测试系统内部以及相互之间信息传递的公共通路，是计算机、自动测试等系统的基础
利用总线技术，能够大大简化系统结构，增加系统的兼容性、开放性、可靠性和可维护性，便于实行标准化以及组织规模化的生产，从而显著降低系统成本 按照应用场合来分可分为：芯片总线、板内总线、设备互连总线、现场总线、网络总线等；按应用领域可以分为：计算机系统总线、测控总线等

145 数据获取系统中新技术 总线技术 早在上世记六十年代，就推出了CAMAC总线、快总线（Fast Bus），这些总线系统不仅成本很高，而且兼容性、开放性、可靠性和可维护性等方面都存在问题 VME（VersaModule Eurocard）总线是一种通用的计算机总线，它定义了一个在紧密耦合硬件构架中可进行互连数据处理、数据存储和连接外围控制器件的系统 VXIbus系统是VMEbus在仪器领域的扩展具有模块式结构、高速数传、系统组建及使用灵活方便、易于充分发挥计算机效能和标准化程度高等诸多优点

146 数据获取系统中新技术 总线技术 PCI (Peripheral Component Interconnect)总线是一种同步的、独立于CPU的32/64位局部总线，CompactPCI总线是PCI总线的增强和扩展，更适合于工业测控的应用 PXI总线是PCI在仪器领域的扩展，更适合于测控仪器、设备或系统的要求，是用于自动测试系统机箱底板总线的规范 USB(Universal Serial Bus)总线具有传输速率高、即插即用、热切换(带电插拔)等特点，并可利用总线传送电源，近年来开始广泛运用于核电子和高能物理实验领域数据获取系统中

147 数据获取系统中新技术 嵌入式系统 虚拟仪器（Virtual Instrument）
嵌入式计算机是嵌入于各种设备及应用产品内部的计算机系统，它具有体积小，结构紧凑等特点，可使设备及应用系统有较高智能和性价比 虚拟仪器（Virtual Instrument） VI是指以微型计算机为核心，将微机和测量系统融合于一体的测量仪器，充分体现了“软件就是仪器”的新思想，打破了传统仪器结构固定、功能单一、可扩展性差等限制

148 数据获取系统中新技术 可编程逻辑器件PLD
70年代，PROM等：能快速实现需要的逻辑、操作简单、无平台要求；工作速度慢、无法实现时序逻辑和大规模逻辑、功耗大 80年代， PAL 、GAL：任何组合逻辑都可以描述成逻辑函数的乘积项之和SOP，就可以用可编程的与或阵列实现；能方便形成任意逻辑、并可由与或结构+触发器构成时序逻辑；可编程单元密度较低、编程规模小、工作速度仍需要提高

149 数据获取系统中新技术 可编程逻辑器件PLD
90年代，CPLD、FPGA等：具有丰富的编程资源，可完成极其复杂的时序与组合逻辑电路功能，适用于高速、高密度的数字逻辑电路设计领域 FPGA CPLD 实现方法 查找表 与或阵列或查找表 门规模 数百万门 数万门 FPGA适于实现时序逻辑，CPLD多用于组合逻辑 延时 不可预测 固定 时序约束对FPGA非常重要 配置方式 多属于RAM型 一般为ROM型 FPGA通常需要外部的配置ROM 互连结构 分布式 集总式 FPGA布线更加灵活

150 数据获取系统中新技术 可编程逻辑器件PLD
基于FPGA的嵌入式系统（SoPC）技术：在FPGA芯片内部构建处理器，可以在短时间完成SoPC系统的构建和调试工作 高性能、高密度、低功耗的FPGA芯片：提高FPGA的性能和密度，并降低芯片功耗 基于IP库的设计方法：通过 IP整合，完成顶层模块设计 FPGA的动态可重构技术：实现“按需动态重构”，提高配置效率

151 数据获取系统中新技术 专用集成芯片ASIC
根据应用的特定需要专门设计和开发的集成电路，因而在性能上比通用芯片更符合应用的要求，已经开始广泛应用在高能物理实验和核医学成像中 FPGA的设计优势 ASIC的设计优势 无需布局、掩模和其他制造步骤，可获得更快的上市时间 可实现全定制性能 无前期非重发性设计成本 可通过大批量设计，降低单位成本 可通过软件处理布线、布局和时序等问题，缩短了设计周期 根据设计规范进行生产，可实现小型化 消除了可能的重置、晶圆容量等阶段，可更准确的预测项目周期 可实现较高的原始内部时钟速度 具备现场可重编程能力