本实验将介绍如何使用行为级的功能模块实现收发信机的系统级仿真。

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1 本实验将介绍如何使用行为级的功能模块实现收发信机的系统级仿真。
实验 ：ADS系统级仿真 本实验将介绍如何使用行为级的功能模块实现收发信机的系统级仿真。

2 实验目的 使用诸如滤波器、放大器、混频器等行为级的功能模块搭建收发信机系统。
运用S参数仿真、交流仿真、谐波平衡仿真、瞬态响应仿真等仿真器对收发信机系统的各种性能参数进行模拟检测。

3 进行仿真的收发信机方案 零中频接收机方案 外差式接收机方案 外差式发射机方案

4 一、零中频接收机仿真 1. 仿真原理图

5 2. 射频前端参数设置 最前端的微波带通滤波器采用4阶切比雪夫通带滤波器，中心频率为2140MHz，3dB带宽为80MHz，止带宽为400MHz，期望能够得到-25dB的带外衰减。另外，通带波纹为0.1dB，插入损耗为-1dB。 LNA的增益为21dB，噪声系数为2dB,故我们将所选的Amplifier设置为S21=dbpolar(21,180)，NF=2dB。

6 射频前端仿真模块图

7 3. 混频部分参数设置 下变频部分的混频器选用System-Amps & Mixer palette中的behavioral Mixer，注意不要错选成Mixer2，它是用来进行非线性分析的，而Mixer才是用来进行频率转换的。将混频器的边带设为LOWER，增益为10dB，NF为13dB。 本振在Sources-Freq Domain palette选一电压源，由于接收机中频为0，故本振频率应和输入信号频率一致，这里设为变量LO_freq，可以用VAR很方便的进行赋值，输出电压设为1V。 由于要将接收信号分为同相和正交两路，所以本振信号也要分为两路，一路直接和接收信号混频，一路先经移相器移相90°，再进入混频器混频，所以还要用到移相器和功率分离器，它们都可以从System-Passive palette中找到的。

8 混频部分各仿真模块图

9 4. 模拟基带部分参数设置 接下来的模拟基带部分分两条支路，每条都由一个信道选择低通滤波器和基带放大器级联而成。信道选择滤波器采用5阶切比雪夫低通滤波器，通带波纹为0.01dB，-3dB频率转折点为1.92MHz，止带截点频率为5MHz，期望得到36dB的邻道衰减。基带放大器的增益在0~66dB之间可调，所以也设为变量G5，NF为15 dB。最后在基带输出端加入端口Term2和Term3。

10 模拟基带部分仿真模块图

11 5. 接收机频带选择性仿真 我们使用S参数仿真进行接收机的系统选择性分析。首先是接收机的频带选择性分析，S_parameter Simulation Controller设置为从1GHz到3GHz以10MHz为步进进行仿真。

12 接收机的频带选择性仿真结果（1） 接收机在频带选择滤波器的中心频率拥有20dB的最大增益，也就是LNA的增益减去微波带通滤波器的插入损耗。在偏离中心频率70MHz处可得到25dB左右的衰减。

13 接收机的频带选择性仿真结果（2） 接收机射频前端的接收带宽为6MHz，和WCDMA系统对移动终端下行链路的要求是相吻合的，而且通带内的波动不超过0.125dB。

14 6. 接收机信道选择性仿真 信道选择功能主要由中频滤波器完成，对于这里的直接下变频方案就要靠基带低通滤波器来实现，我们接下来进行信道选择性的仿真。仿真的电路图就是整个系统的原理图。

15 信道选择性仿真中的S_parameter Simulation Controller设置
需要注意的是要对S_parameter Simulation Controller的Parameters栏进行设置，启动AC frequency conversion，并将S-parameter freq.conv.port设为1端口。

16 信号源和VAR设置 我们以一个交流功率源模拟从射频输入端的天线双工器输出的接收信号，输入功率和信号频率在VAR中赋值，这里用的是接收机所能接收的最低信号电平-108dBm，因此将基带VGA定为最大增益66dB。

17 接收机信道选择性仿真结果（1）

18 接收机信道选择性仿真结果（2） 从图中可以看到，中心频率2.14GHz处的增益为96dB，为系统的最大增益；邻道抑制达到了49.4dB，优于设计目标；通频带宽为3MHz，一般接收的信息都集中在离中心频率2MHz的范围内，因此不会导致接收到的信号产生较大的失真；通带内的波动不大于0.15dB。

19 7. 接收机系统预算增益仿真 通过这个仿真我们将看到系统总增益在系统各个部分中的分配情况。预算增益仿真在谐波平衡分析以及交流分析中都可以进行，但如果在交流仿真中进行的话，混频器不能是晶体管级的。因为这里进行的是行为级仿真，混频器的非先性特征是已知的，所以我们就用交流分析来进行仿真。

20 接收机系统预算增益仿真参数设置 (1) AC Simulation Controller
频率栏设为Single point，频率为2.14GHz，Parameters栏中的Enable AC frequency conversion和Perform budget dimulation都要激活。

21 两次仿真的VAR设置 仿真会在接收机总增益最大和最小两种情况下进行以得到较为全面的分析结果。当VGA增益为最大值66dB时，信号源的功率电平为接收机的灵敏度-108dBm（已考虑了天线双工器的损耗），反之，当VGA的增益最小时，信号源应输入接收机所能接收的最大功率。这些参数的变化都要在VAR中反映出来。

22 预算增益方程 预算分析还有两项很重要的设置是预算路径设定和建立预算增益方程。这项内容可以在仿真的下拉菜单中找到，选择好输入端RF_source和输出端Term2（因为I/Q两支路的增益分配完全相同，故任意仿真其中的一条即可），点击Generate和Highlight就可设置好预算路径，同时系统将自动生成预算增益方程

23 BudGain component设置 最后我们从Simulation-AC palette中选出BudGain component，将其设置为如图即可。请注意“，”的个数。

24 进行预算增益仿真 进行仿真后我们将Y轴设为BudGain，但图中并没有任何曲线生成，而如果在Y轴的BudGain后键入[0]后，增益预算曲线就出现了，这是因为预算增益仿真必须明确指定频率，这里只有唯一的频率2.14GHz，也就是频率数组中的第1个，故[0]是必须的。我们将两次仿真的结果在一个图中表示出来，可以清楚地看到接收机在VGA增益最大和最小的情况下整机增益的分配情况。

25 预算增益仿真结果（1）

26 预算增益仿真结果（2） 我们也可以把结果用表格的形式表示出来。

27 8. 接收机的下变频分析 通过这次仿真我们将看到接收机是如何将射频信号的频谱搬移到零频的，也就是接收机的频域响应特性。这里使用的是谐波平衡仿真（Harmonic Balance Simulation，HB Simulation），我们在接收机输入端插入一个载频为2140MHz，电平为-40dBm的交流信号作为信源，同样的，本地振荡器也使用交流功率信号源。另外需要对输入、输出端进行编辑，分别命名为Vin、Vout_i和Vout_q。

28 HB controller参数设定 然后插入HB controller，如图进行频率设定。注意HB仿真中为了能够正确进行非线性分析，HB controller中的频率变量必须和原理图中的信源频率相一致，如果有多个频率需要设定，Freq[1]必须是输出功率电平最高的信源。所以这里必须是本振频率，Order指的是谐波个数。

29 射频输入信号和基带输出信号的频谱曲线 仿真结果显示在图中，可以看到接收机对输入信号的下变频作用，射频输入信号的频谱从2.14GHz的载频被搬移到了零中频，并且I/Q两路基带信号都得到了大约62dB左右的增益。

30 9. 接收机传输信号的瞬态分析 瞬态仿真参数设置
在电路图中插入Transient simulation controller，然后进行设置。将仿真时间StopTime定为1000nsec，仿真的步进MaxTimeStep设为1nsec，这样的步进足够小了。另外，我们在输入端输入一个CDMA下行链路信号，输入功率为-32dBm，载频为2140MHz，将本振输出功率定为-20dBm。这些参数均可以很方便的在VAR中进行设置。

31 输入输出信号的时域特性 仿真后在数据显示窗口中我们打开输入信号和两支路输出信号的时域图象，输入的CDMA信号是以2140MHz为载频的幅度随机变化的信号；输出信号明显已处于零中频，而且可以看出，I支路信号与输入信号同相，Q支路信号则与之有一定的相位差。

32 时域特性转变为频域特性 接下来，我们把时域特性曲线转换到频域。选择Trace Options，然后将Trace Expression设定为：dbm(fs(…))，这里使用了函数fs( )，即傅立叶变换，并将数据用dbm表示，另外，将Trace Type设置为Spectral，图象如下所示。与前面用谐波平衡进行的频域分析所得的图象相比，基带输出的信号电平相差有1dB左右，毕竟这里的图象是通过有限的时域信号特性转换而来的，如果瞬态仿真的时间越长，得到的信号时域特征越多，则傅立叶变换后得到的图象与频域分析的结果就越接近。

33 傅立叶变换后的频域图形曲线

34 二、外差式接收机仿真电路原理图 1. 仿真原理图
二、外差式接收机仿真电路原理图 1. 仿真原理图

35 电路原理图说明 先简单介绍接收机仿真所用的电路原理图，整个方案结构和零差式基本相同，区别在于输出信号不再是零频的基带信号，而是中频信号，这里我选择中频为318MHz。相应的本振频率要改为1822MHz；仍通过下变频部分将信号分为I/Q两路，混频器后面不再是基带处理而是中频处理部分，而是采用切比雪夫5阶带通滤波器进行信道选择，具体参数见图；简单起见中频放大器设置和零中频方案保持一致。

36 2. 相位噪声分析 这一部分将在本振中设定一组相位噪声，然后用谐波平衡分析的方法进行仿真，在输出端观察相位噪声的情况，另外也会顺便给出外差式接收机的频谱特性。

37 OSCwPhNoise的参数设置 为进行相位噪声仿真需要专门的本振源，在Source-Fred Domain palette中找到带有相位噪声的本振源OSCwPhNoise，需要设定的参数包括本振频率、输出功率、输出阻抗和相位噪声分布，其中最后一项用列表形式给出。

38 HB噪声仿真器参数设置 在Simulation-HB Palette中选择HB noise controller插入电路图，对HB noise controller进行设定，在Freq tab中设定噪声分析的范围和步进，和OSCwPhNoise的参数设置相一致，从10Hz到10kHz，用log形式，每个数量级仿真5个点。在Nodes tab选择Vout_i和Vout_q为噪声测量管脚。在PhaseNoise tab中设定相位噪声的形式，为Phase Noise spectrum，将噪声的载频定为318MHz，和输出中频一致。最终的设置结果见图。

39 对HB噪声仿真器的说明 HB噪声仿真器必须和HB simulation controller搭配使用，它可独立于simulation controller很方便的进行所有噪声的测量，而且可以使用多个HB noise controller同时进行不同噪声的测量，而且在这种情况下只需一个simulation controller即可。

40 HB controller参数设置 最后加入HB controller，将频率参数设置为射频输入频率和本振频率，这里注意不需要设置中频频率，默认的谐波阶数和混频最大阶数将自动计算电路中的所有频率，当然也包括中频。然后在NoiseCons tab中选择刚才已设定好的噪声仿真器NC1。设置好的HB controller如图所示。

41 VAR变量设置

42 仿真结果 全部设置完成后即可进行仿真，在数据显示窗口中把Vout_iphmx、Vout_qphmx、Vout_i和Vout_q分别表示出来，我们可以看到相位噪声在接收机输出端的分布情况和中频输出信号的频谱特性。

43 中频输出信号的频谱特性

44 3. 本振输出功率对接收机性能的影响 这一节，我将讨论如何通过对本振输出功率的调整来修改接收机的性能。
首先要列出接收机的中频输出功率的测量方程，因为输出的信号是靠混频生成的，因此需要用函数mix来定义方程，如下所示，式中的{}中的-1表示本振，1表示射频输入，结果即是中频输出。

45 变量设置和中频输出功率方程 因为I/Q两条支路性能基本一致，因此我们只仿真其中的I支路。另外我们把混频器的PminLO设为-5，这样将使混频器二极管的响应显得更加真实。变量设置和测量方程表示在图中。

46 HB simulation controller的设置（1）
首先混频所需考虑的最大谐波阶数Order设为8，本振的谐波阶数设定为5，射频信号仍为3，因为它的功率比本振输出要低得多。在Sweep栏中将本振功率定为变量，并将扫描范围设定为-30~10dB。

47 HB simulation controller的设置（2）
在Params栏中，将Status设定为4级，这意味着仿真将得到更多的结果，包括噪声系数和增益，其它的参数像FFT中的Oversample和Convergence设置只有对大型电路进行仿真时才需要增加，这里使用默认值足够了。

48 HB simulation controller的设置（3）
然后是Noise1和2栏，首先击活Nonlinear noise（在1栏的底部），接着将噪声频率设置为中频318MHz，将输入频率设置为变量RF_freq，并把输入输出管脚分别设置为1和2，注意这要和电路图中输入和输出端的标号保持一致。在2栏中，将the Node for noise parameter设置为Vout并将Include port noise in node noise voltages选项勾掉，因为混频器的噪声系数不需要用到端口噪声。另外在solver栏中选定Use Krylov solver就完成了全部参数的设定，其它参数使用默认即可。

49 HB simulation controller的设置（4）

50 仿真状态窗口中的仿真结果 检查好电路图无误后进行仿真，在仿真状态窗口中，LO输出功率的每一点扫描都会有相应的仿真结果写入窗口之中，我们可以看到每一点的噪声系数和变频增益仿真结果。

51 中频输出功率随本振输出功率的变化 我们来看一下最终的仿真结果，首先是中频输出随本振功率的变化，如图，输出功率电平开始随本振输出功率的增加逐渐增大，当本振功率大于0dBm之后，输出功率逐渐稳定在22dB左右。

52 整机增益随本振功率的变化（1） 我们想得到整机增益随本振功率的变化曲线，因为本振增益并非仿真直接可得到的结果，故要建立方程,可以直接运用仿真数据显示窗口中的方程编辑模块完成此项操作，如下所示：

53 整机增益随本振功率的变化（2） 这里将整机增益分别用表格和图象的形式表示出来 。

54 整机增益随本振功率的变化（3） 结果与输出功率是相一致的，也是必须有足够的本振功率输出才能使增益达到稳定的最大值。

55 接收机的噪声系数随本振输出功率的变化（1）
由图得，接收机的噪声系数是随本振信号增大递减的，本振输出达到0dBm以上时，它才会逐渐稳定在最小值，使接收机的噪声性能达到最优。

56 结论 由这次仿真可知，要使系统达到所需的性能指标，足够的本振功率输出是必须的，但收发机的低功耗是其性能中不可忽视的一个重要方面，这也是在系统级设计中需要解决的问题。

57 三、发射机预算增益仿真 1. 发射机仿真电路原理图

58 仿真电路图说明 这里发射机的设计方案将调制和上变频分开，先在较低的中频(10.7MHz)上调制，原理图中就以调制器的输出为发射机射频前端的输入，然后经中频放大器放大（增益为5dB）再将其上变频搬移到发射的载频（1950MHz）上。 二次上变频后必须再通过一个带通滤波器滤除其中的一个不必要的边带，然后经功放放大到发射机需要的发射功率电平上，最后经过一个带通滤波器滤波后发射。 这里所用的两个带通滤波器一个设定为4阶切比雪夫带通滤波器，一个设定5阶的，插入损耗分别为-1dB和-2dB。 上变频器的变频损耗为-6dB，另外我们取振荡器输出功率为+13dB，本振频率为1960.7MHz。输入为1.5dBm的交流信号。所有器件的参数说明在原理图中都有描述。

59 发射机的的预算增益仿真 下面进行发射机的的预算增益仿真，因为具体方法和零中频接收机的相同，故这里只给出仿真参数的设定，预算增益方程和仿真结果，如下面3幅图所示，需要说明一点，最后的仿真没有把本振输出对整个系统增益的贡献考虑在内。

60 AC Simulation Controller和BudGain component设置

61 发射机预算增益测量方程和VAR变量设定

62 发射机的预算增益仿真结果

63 小结 正如开头所提到的，这里的仿真没有用到很具体的电路元件，而是使用一个个的行为级功能模块，直接按设计要求对其参数进行设定，然后对整机方案的各种特性进行仿真。对系统级设计而言，这确实是一种十分简捷易行的做法，它直接用行为级和功能级的角度去研究分析系统性能，这就相当于只需把已经封装好的模块拿来用，而不必去考虑其内部具体的电路构成是怎样的。尤其在具体方案实现前进行设计的可行性分析这样不必涉及具体电路实现的情况下，就更显其独特的优越性和重要性。而且对于像ADS这样功能足够强大的仿真软件而言，可以对系统的各种特性进行全面的模拟，这确实是系统设计工程师所梦寐以求和不可或缺的。所以这里我尽量做到对系统的不同方面指标、性能进行仿真。

64 小结（续） 另一方面，系统级仿真的优点也恰恰是其局限之处，在不考虑系统各个模块内部实现的情况下，如何设置参数才能尽量完整、真实、客观的仿真出所需的结果就成为系统级仿真所面临的一大挑战。毕竟，与真实情况相去甚远的仿真结果是没有什么实际意义的，因此如何全面正确的使用仿真模块所提供的参数，甚至自己设计仿真参数，以及如何构建出一个尽量真实客观的仿真环境就显得尤为重要。作为一位系统设计者，不光要有系统级高屋建瓴的眼光和头脑，还必须拥有深厚的电路设计功底，要对各个电路模块的结构性能有足够深入的了解，才可能真正准确地把握系统的特征，进行正确有效的设计和仿真。