第二章 简单的线天线 2.1水平对称天线 天线的结构、结构参数、架设方法 天线的电参数，及其特点 天线的用途及尺寸选取方法 天线的优缺点 在通信、电视或其它无线电系统中，常使用水平天线(Horizontal Antenna)。水平架设天线的优点是： （1）架设和馈电方便，阻抗可调； （2）地面电导率对水平天线方向性的影响较垂直天线的小； （3）可减小干扰对接收的影响。因为水平对称天线辐射水平极化波，而工业干扰大多为垂直极化波，故可以减少干扰对接收的影响，这对短波通信是有实际意义的。 天线的结构、结构参数、架设方法 天线的电参数，及其特点 天线的用途及尺寸选取方法 天线的优缺点 天线的改进方法

第二章 简单的线天线 2.1水平对称天线 2.1.1 双极天线 π型天线 2.1.1 双极天线 π型天线 双极天线即水平对称振子(Horizontal Symmetrical Dipole)，如图所示，又称π型天线。天线的两臂可用单根硬拉黄铜线或铜包钢线做成，也可用多股软铜线，导线的直径根据所需的机械强度和功率容量决定，一般为3～6mm。天线臂与地面平行，两臂之间有绝缘子。天线两端通过绝缘子与支架相连，为降低天线感应场在附近物体中引起的损耗，支架应距离振子两端2～3m。为了降低绝缘子介质损耗，绝缘子宜采用高频瓷材料。支架的金属拉线中亦应每相隔小于λ/4的间距加入绝缘子，这样使拉线不至于引起方向图的失真。

由图2―1―1可见，这种天线结构简单，架设撤收方便，维护简易，因而是应用广泛的短波天线，适用于天波传播。 当天线一臂的长度l=12m或22m时，天线特性阻抗通常为1000Ω左右，馈线使用H=10m长的双导线，馈线特性阻抗为600Ω。这就是移动通信常用的44m（即2H+2l长度）或64m双极天线。当其架设高度小于0.3λ，向高空方向（仰角90°）辐射最强，宜作300km范围内通信用天线。当天线距离较远时，这种天线增益较低，方向性不强，且工作频段较窄。

1.双极天线的方向性 由于双极天线主要用于天波传播，而天波传播时，电波射线以一定仰角入射到电离层后又被反射回地面，从而构成甲乙两地的无线电通信，通信距离与电波射线仰角有密切关系。为了便于描绘场强随射线仰角Δ和方位角φ的变化关系，一般直接用Δ、φ作自变量表示天线的方向性，而不使用射线与振子轴之间的夹角θ’作方向函数的自变量。按图2―1―2中的几何关系，可得 y A x O H j q D P z 在分析天线的方向性时，可以把地面看作是理想导电地，因为在大多数情况下水平极化波地面反射系数都接近-1，可用地面下的负镜像天线来代替地面对辐射的影响。由自由空间对称振子方向函数和负镜像阵因子按方向图乘积定理得

根据2―1―3表达式，可以画出双极天线的立体方向图，图2―1―3表示双极天线在相同架设高度不同臂长情况下的方向图，图2―1―4表示在相同臂长不同架高时的方向图。

根据2―1―3表达式，可以画出双极天线的立体方向图，图2―1―3表示双极天线在相同架设高度不同臂长情况下的方向图，图2―1―4表示在相同臂长不同架高时的方向图。

y A x O H j q D P z 为了便于分析，我们在研究天线方向性时，通常总是研究两个特定平面的方向性，例如在研究自由空间天线方向性时，往往取两个相互垂直的平面即E面和H面作特定平面。但在研究地面上的天线方向性时，一方面要考虑地面的影响，另一方面要结合电波传播的情况选取两个最能反映天线方向性特点的平面，通常选取铅垂平面和水平平面，这两个平面具有直观方便的特点。 所谓铅垂平面，就是与地面垂直且通过天线最大辐射方向的垂直平面。鉴于实际天线的臂长l<0.7λ，单元天线最大辐射方向垂直于对称振子，故取振子的H面为垂直平面，在图2―1―2中，xOz平面就是双极天线的垂直平面。水平平面是指对应一定的仰角Δ，固定r（OP），观察点P绕z轴旋转一周所在的平面，在该平面上P点场强随φ变化的相对大小即为双极天线的水平平面方向图。下面分别讨论天线的垂直平面和水平平面方向图。

1）垂直平面方向图 图2―1―2中，φ=0°的xOz面即为双极天线的垂直平面。将φ=0°代入式（2―1―3）,可得 fxOz(Δ,φ=0°)=|1-oskl|·|2sin(kHsinΔ)| (2―1―4) 由于单元天线的xOz面方向图是圆，故双极天线的垂直平面方向图形状仅由地因子决定。地因子方向图可以参考第1章图1―7―4。

1）垂直平面方向图 fxOz(Δ,φ=0°)=|1-coskl|·|2sin(kHsinΔ)| (2―1―4) 故双极天线的垂直平面方向图形状仅由地因子决定 垂直平面方向图具有下列特点： (1)垂直平面方向图只与H/λ有关，而与l/λ无关。这是因为，不管单元振子有多长，元因子在垂直于振子轴的平面内方向图恒为一个圆。故可用改变天线架设高度H/λ来控制垂直平面内的方向图。 (2)无论H/λ为何值，沿地面方向（即Δ=0°方向）均无辐射。这是由于天线与其镜像在该方向的射线行程差为零，且两者电流反相，因而辐射场互相抵消。所以，这种天线不能用作地波通信。 (3)当H/λ≤0.25或放宽到H/λ≤0.3时，最大辐射方向在Δ=90°，在Δ=60°～90°范围内场强变化不大，即在此条件下天线具有高仰角辐射性能，我们称这种天线为高射天线。这种架设不高的双极天线，通常应用在0～300km内的天波通信中。

(4)当H/λ>0.3时，最强辐射方向不止一个，H/λ越高，波瓣数越多，靠近地面的第一波瓣Δm1越低。第一波瓣的最大辐射仰角Δm1可根据式（1―7―2）求出，令 在架设天线时，应使天线的最大辐射仰角Δm1等于通信仰角Δ0。根据通信仰角Δ0就可求出天线架设高度H，即 当双极天线用作天波通信时，工作距离愈远，通信仰角Δ0愈低，则要求天线架设高度越高。 (5)当地面不是理想导电地时，不同架设高度的天线在垂直平面内的方向图的变化规律与理想导电地基本相同，只是场强最大值变小，最小值不为零,最大辐射方向稍有偏移。不同地质对水平振子方向性影响不大。

2）水平平面方向图 水平平面方向图就是在辐射仰角Δ一定的平面上，天线辐射场强随方位角φ的变化关系图。显然这时的场强既不是单纯的垂直极化波，也不是单纯的水平极化波。方向函数如式（2―1―3）所示（式中Δ固定），即方向函数是下列地因子与元因子的乘积: 因为地因子与方位角φ无关，所以水平平面内的方向图形状仅由元因子f1(Δ，φ)决定。图2―1―5和图2―1―6分别给出了l/λ=0.25及l/λ=0.50时双极天线在理想导电地面上不同仰角时的水平平面方向图。

图2―1―5和图2―1―6分别给出了l/λ=0.25及l/λ=0.50时双极天线在理想导电地面上不同仰角时的水平平面方向图。

(1) 双极天线水平平面方向图与架高H/λ无关。因为当仰角一定而φ变化时，直射波与反射波的波程差不变，镜像的存在只影响合成场的大小。 由图可以看出： (1) 双极天线水平平面方向图与架高H/λ无关。因为当仰角一定而φ变化时，直射波与反射波的波程差不变，镜像的存在只影响合成场的大小。 (2)水平平面方向的形状取决于l/λ，方向图的变化规律与自由空间对称振子的相同,l/λ越小,方向性越不明显。当l/λ<0.7时，最大辐射方向在φ=0°方向；当l/λ>0.7时，在φ=0°方向辐射很少或没有辐射。因此,一般应选择天线长度l/λ≤0.7。 (3)仰角越大时，水平平面方向性越不显著。因为方向性决定于cosΔsinφ，当仰角越大时，φ的变化引起的场强变化越小。因此，当用双极天线作高仰角辐射时，振子架设的方位对工作影响不大，甚至顺着天线轴线方位仍能得到足够强的信号。 图2―1―6 l/λ=0.5时双极天线水平平面方向图 图2―1―5 l/λ=0.25时双极天线水平平面方向图

综合双极天线垂直平面和水平平面方向图的分析，可得如下重要结论： (1)天线的长度只影响水平平面方向图，而对垂直平面方向图没有影响。架设高度只影响垂直平面方向图，而对水平平面方向图没有影响。因此控制天线的长度，可控制水平平面的方向图。控制天线架设高度，可控制垂直平面的方向图。 (2)天线架设不高（H/λ≤0.3）时,在高仰角方向辐射最强,因此这种天线可作0～300km距离内的侦听、干扰或通信，又由于高仰角的水平平面方向性不明显，因此对天线架设方位要求不严格。 (3)当远距离通信时，应该根据通信距离选择通信仰角，再根据通信仰角确定天线架设高度，以保证天线最大辐射方向与通信方向一致。 (4)为保证天线在φ=0°方向辐射最强，应使天线一臂的电长度l/λ≤0.7。

2.双极天线的输入阻抗 为了使天线能从发射机或馈线获得尽可能多的功率，要求天线必须与发射机或馈线实现阻抗匹配，为此，必须了解天线的输入阻抗。 计算双极天线输入阻抗不仅要考虑到振子本身的辐射，还要考虑地面的影响。地面对天线输入阻抗的影响，可用天线的镜像来代替，然后用耦合振子理论来计算。应当说明的是,由于实际地面的电导率为有限值，因此用镜像法和耦合振子理论所得的结果误差较大，一般往往通过实际测量来得出天线的输入阻抗随频率的变化曲线。图2―1―7即是一副双极天线的输入阻抗随频率的变化曲线。 由图可见，双极天线的输入阻抗在波段内的变化比较激烈，如果不采取匹配措施，馈线上的行波系数将有明显变化，传输线的传输效率将受到明显影响。这也是欲在宽频带内使用双极天线时应当注意的问题。 怎样展宽频带？？？ 图2―1―7 l=20m、H=6m的双极天线输入阻抗

3.方向系数 天线的方向系数可由下式求得： 式中,f(Δm1,φ)为天线在最大辐射方向的方向函数，Δm1 按式（2 ― 1―5）计算;Rr为天线的辐射阻抗。 f(Δm1,φ)和Rr二者应归算于同一电流。对双极天线而言，Rr=R11-R12，R11是振子的自辐射电阻，R12是振子与其镜像之间（相距2H）的互辐射阻抗。图2―1―8表示天线架高H>λ/2，且地面为理想导电地时的方向系数与l/λ的关系曲线。当H较低或地面不是理想导电地面时，天线的方向系数低于图中的数值。 图2―1―8 双极天线的D~l/λ关系曲线

4.双极天线的尺寸选择 1) 臂长l的选择原则 (1)从水平平面方向性考虑。 为保证在工作频率范围内，天线的最大辐射方向不发生变动，应选择振子的臂长l<0.7λmin，其中λmin为最短工作波长，满足此条件时，最大辐射方向始终在与振子垂直(即φ=0°)的平面上。

考虑电台在波段工作，则应满足 l≥0.2λmax (2―1―10) (2) 从天线及馈电的效率考虑。 若l/λ太短，天线的辐射电阻较低，使得天线效率ηA降低。同时当l/λ太短时，天线输入电阻太小，容抗很大，故与馈线匹配程度很差，馈线上的行波系数很低。若要求馈线上的行波系数不小于0.1，由图2―1―9可见，通常要求l≥0.2λ 考虑电台在波段工作，则应满足 l≥0.2λmax (2―1―10) 图2―1―9 馈线上行波系数K~l/λ关系曲线 综合以上考虑，天线长度应为 0.2λmax≤l≤0.7λmin (2―1―11) 若工作波段过宽，一副天线不易满足要求时，宜选用长度不同的两副天线。例如,某单边带电台的工作频率为2～30MHz，由于波段较宽，就配备两副双极天线，在2～10MHz时,使用2l=2×22m的双极天线；在10～30MHz时，使用2l=2×12m的双极天线

2) 天线架高H的选择 选择原则是保证在工作波段内通信仰角方向上辐射较强。 如果通信距离在300km以内，可采用高射天线,通常取架设高度H=(0.1～0.3)λ。对中小功率电台，双极天线的架设高度在8～15m范围内，此时对天线的架设方位要求不严。 如果通信距离较远，则应当使天线的最大辐射方向Δm1与所需的射线仰角Δ0 一致，根据式（2―1―6）计算天线架设高度H，即 实际工作中往往使用宽波段，当架设高度一定而频率改变时，天线的最大辐射仰角会随之改变，所选定的架设高度对某些频率可能不适用。因此，对一定频段内工作的双极天线架设高度应作全面考虑，一方面架设要方便，另一方面要求各个频率在给定仰角上应有足够强的辐射。幸好对于中、短距离（r<1000km），若工作波段不是过宽还是可以满足的。例如，工作波段为3～10MHz，所需仰角Δ0=47.5°，按10MHz时的工作条件选择H=10m，该高度对于3MHz来讲只有0.1λ，虽然此时天线的最大辐射方向指向Δ=90°，但在Δ=47.5°方向上的辐射仍能达到最大方向的0.76，即Δ0仍处于天线的半功率角之内，能够满足工作需要。实际上，双极天线也主要工作于中、短距离。 综上所述，双极天线是一种结构简单、架设维护方便的弱方向性天线，特别适用于半固定式短波电台。但其主要缺点是工作频带窄，馈线上行波系数很低，特别是在低频端尤为严重。因此，不宜在大功率电台或馈线很长的情况下使用。必要时为了改善馈线上的行波系数，应在馈线上加阻抗匹配装置

2.1.2 笼形天线 如前所述，双极天线的臂由单根导线构成，它的特性阻抗较高，输入阻抗在工作频段内变化较大，馈线上的行波系数很低。为了克服这个缺点，可采用加粗振子直径的办法来降低天线的特性阻抗，改善输入阻抗特性，展宽工作频带。然而，单纯用加粗导线直径的办法，往往不实用。例如，64m（即2×10（高）＋2×22（长）=64m）双极天线，其导线直径为4mm时，特性阻抗约为1kΩ，若用增加直径的办法，使特性阻抗为350Ω，根据天线的特性阻抗公式 可算得天线的导线直径为1.75m，式中a为导线半径。显然，用这样粗的铜管作天线是不现实的。

实际工作中常用几根导线排成圆柱形组成振子的两臂，这样既能有效地增加天线的等效直径，又能减轻天线重量，减少风的阻力，节约材料，这就是笼形天线(Cage Antenna)，其结构如图2―1―10所示。天线臂通常由6～8根细导线构成，每根导线直径为3～5mm，笼形直径约为1～3m，其特性阻抗为250～400Ω。因特性阻抗较低，天线输入阻抗在波段内变化较平缓，故可以展宽使用的波段。 图2―1―10 笼形天线结构示意图

由于笼形天线的直径很大，振子两臂在输入端有很大的端电容，这样将使天线与馈线间的匹配变差。为了减小在馈电点附近的端电容，以保证天线与馈线间的良好匹配，振子的半径应从距离馈电点3～4m处逐渐缩小，至馈电处集合在一起。为了减小天线的末端效应，便于架设，振子的两端也应逐渐缩小。 笼形天线的等效半径ae可按下式计算: 其中，a为单根导线半径；b为笼形半径；n为构成笼的导线根数。若取a＝2mm，b＝1.5m，n＝8，则ae＝0.85m，上述64m双极天线的特性阻抗为353.6Ω。笼形天线的方向性、尺寸的选择都与双极天线相同。笼形天线用于移动式电台是很不方便的，它在固定的通信台站中应用较多

图2―1―11 分支笼形天线 (a)结构示意图；(b)等效电路 为了进一步展宽笼形天线的工作频带，可将笼形天线改进为分支笼形天线，如图2―1―11（a）所示，其等效电路如图2―1―11（b）所示，开路线3―5、4―6与短路线3―7―4（分支）有着符号相反的输入阻抗，调节短路线的长度，即改变3和4(参见图2―1―11(a))在笼形上的位置，可以改善天线的阻抗特性，展宽频带宽度。 图2―1―11 分支笼形天线 (a)结构示意图；(b)等效电路

图2―1―12 笼形构造的双锥天线 图2―1―14 平面片形对称振子 图2―1―13 扇形天线 除了采用加粗振子臂直径的方法来展宽阻抗带宽外，还可以将双极天线的臂改成其它形式，如图2―1―12所示的笼形构造的双锥天线、图2―1―13所示的扇形天线等。在米波波段可应用平面片形臂，如图2―1―14所示。 图2―1―12 笼形构造的双锥天线 图2―1―14 平面片形对称振子 图2―1―13 扇形天线

2.1.3 V形对称振子（终端开路传输线张开2θ0 ） 在第1章我们学习了自由空间对称振子。对于这种直线式对称振子，当l/λ=0.635时，其方向系数达到最大值Dmax=3.296。 如果继续增大l，由于振子臂上的反相电流的辐射，削弱了θ=90°方向上的场，使该方向的方向系数下降。如果对称振子的两臂不排列在一条直线上，而是张开2θ0，构成如图2―1―15所示的V形对称振子(Vee Dipole)，则可提高方向系数。 1 2 为了求出V形对称振子的远区场，首先考虑振子的一个臂。设线上电流按正弦分布，仿照1.4节由电基本振子的场通过积分求对称振子场的方法，可求得这一驻波 单导线的远区场为 式中,Im为电流的波腹值;l为导线长度;r为坐标原点到观察点的距离;θ为射线与导线轴之间的夹角。

振子一个臂辐射场： V形振子另一个臂辐射场： 1 2 在V形振子张角平分线方向上，即θ=θ0方向上，两臂的辐射场振幅相等、相位相同，叠加可得V形振子角平分线上的辐射场为 相应地,可求出V形振子角平分线方向上的方向系数，如图2―1―16所示。 图2―1―16 V形振子的方向系数

在角平分线上方向性系数与电尺度l/λ、张角 2θ0有关，对应于最大方向系数的张角称为最佳张角2θopt，一般来说，l/λ值愈大，2θopt值也就愈小。对于0.5≤l/λ≤3.0的V形天线,有如下的经验公式： 上述2θopt的单位以度表示，对应的角平分线上的最大方向系数为 图2―1―16 V形振子的方向系数 V形天线的设计任务是选择适当的张角2θ0，使得两根直线段所产生的波瓣指向同一方向。一般来说如果希望V形天线的最大辐射方向位于V形平面的角平分线上，则张角的最佳值是单根直线天线轴与其主瓣夹角的两倍。

一般将臂长小于0.5λ的V形天线称为角形天线，其特点是水平平面的方向性很弱。这种天线在短波通信中应用亦较广，天线臂可做成笼形，以增大阻抗工作频带宽度。 对称振子的两臂除上述介绍的不排列在一条直线上的外，两臂还可以是其它曲线的形状。振子臂的几何形状由直线改变成曲线后，可以取消振子可使用的长度受到2l≤λ的限制；同时,若曲线选择得恰当，则还可以降低旁瓣电平，提高增益。以增益最大为出发点进行优化可得出最佳形式的曲线，高斯曲线就是其中的一种。但优化曲线振子的曲线形状复杂，加工不便，增益对振子形状敏感。 1、曲线振子天线方向性系数的近似计算 2、小横向尺寸的圆弧振子背射天线 3、天线理论与技术 钟顺时 4、高斯曲线振子LPDA的特性分析与计算 等等论文与书籍参考

2.1.4电视发射天线 1.无线电波的波段划分

(1)地波或表面波传播:电波沿着地球表面传播：长波和中波传播,信号稳定，地面吸收能量 2.无线电波的主要传播方式 (1)地波或表面波传播:电波沿着地球表面传播：长波和中波传播,信号稳定，地面吸收能量 (2)天波传播：发射天线向高空辐射的电磁波在电离层内连续折射而返回地面到达接收点的传播方式 天波 电离层 长、中、短波均可利用天波传播进行远距离通信。反射，吸收和色散 (3)空间波传播，又称视距传播：电波依靠发射天线与接收天线之间的直视的传播方式 空间波 超短波和微波波段

1.电视发射天线的特点和要求 电视所用的1～12频道是甚高频（VHF），其频率范围为48.5~223MHz；13～68频道是特高频（UHF），其频率范围为470～958MHz。由于电波主要以空间波传播，因而电视台的服务范围直接受到天线架设高度的限制。为了扩大电视台的服务区域，一般天线要架设在高大建筑物的顶端或专用的电视塔上。这样一来，就要求它在结构、防雷、防冰凌等方面满足一定的要求。 电视演播中心及其发射中心一般在城市中央，为了增大服务范围，要求天线在水平平面内应具有全向性。如果在城市边缘的小山或高山上建台，就应考虑某些方向人口多，而某些方向人口少等问题；为了有效地利用发射功率，就必须考虑水平平面具有一定的方向性。而在垂直平面内要有较强的方向性，以便能量集中于水平方向而不向上空辐射。当天线架设高度过高时，还需采用主波束的下倾方式。 从极化考虑，为减小天线受垂直放置的支持物和馈线的影响，减小工业干扰，并且架设方便，应采用水平极化波。因此，电视发射天线都是与地面平行即水平架设的对称振子及其变型。 另外，因为人们的视觉要比听觉灵敏得多（人眼对光的延迟和相位失真的感觉要比耳朵对声音灵敏得多），所以对电视在电特性方面的要求比一般电声广播要高，因而要求天线要有足够带宽，并要满足对驻波比的要求，以保证天线与馈线处于良好的匹配状态。此外，在馈电时还要考虑到“零点补充”问题，以免临近电视台的部分地区的用户收看不好。

电视台若台采用8层或8层以上偶极子天线，或8层蝙蝠翼天线，结果覆盖并不理想，造成近区收看不好，远区有时也收不好，在高山上，甚至在飞机上才能看好。有的在城区收看不好，而在县外(非覆盖区)反而能收看好。其主要原因是天线增益太高，造成垂直方向图主瓣过窄，零点太多，而没有采取波瓣下倾和和零点填充措施而致，方向图如图

2.旋转场天线 对于电视及调频广播发射天线，要求它为水平平面全向天线，即水平平面的方向图近似一个圆，从而保证各个方向都接收良好。为得到近似于圆的水平方向图，可以采用旋转场天线(Turnstile Antenna)。 下面先以电基本振子组成的旋转场天线为例，说明它的工作原理。 设有两个电基本振子在空间相互垂直放置，如图2―1―17所示，馈给两个振子的电流大小相等，相位相差90°，则在振子组成的平面内的任意点上，两个振子产生的场强分别为

其中A是与传播距离、电流和振子电长度有关而与方向性无关的一个因子（为简单起见，忽略式（2―1―19）中滞后相位kr。 ）。在两振子所处的平面内，两振子辐射电场方向相同，所以总场强就是两者的代数和，即 E=E1+E2=Asin(ωt+θ-kr) (2―1―20) （为简单起见，忽略式（2―1―20）中滞后相位kr ）。由式（2―1―20）可见，在某一瞬间（如t=0），在振子所在平面内的方向图为一个“8”字形，而在任一点处，E又是随时间而变化的，变化周期为ω。也就是说，在任何瞬间，天线在该平面内的方向图为“8”字形，但这个“8”字形的方向图随着时间的增加，围绕与两振子相垂直的中心轴以角频率ω旋转，故这种天线称为旋转场天线。天线的稳态方向图为一个圆，如图2―1―18（a）所示。 在与两个振子相垂直的中心轴上，场强是一个常数，因为此时电场 2―1―18 而且在该中心轴上电场是圆极化场。

如果把基本振子用两个半波振子来代替，就是实际工作中常用的一种旋转场天线，其方向图与前者相比略有不同，与一个圆相比约有±5%的起伏变化，如图2―1―18（b）所示。在半波振子组成的平面内，合成场为 在与两个振子相垂直的轴上，电场仍为圆极化波。 这种天线可以架设在一副支撑杆上，杆子与两振子轴垂直。因“8”字形的方向图围绕杆子旋转，故又称绕杆天线。 为了提高天线的增益系数，可以在同一根杆子上安装几层相同的天线。

采用粗天线，满足带宽要求 防雷击，在E－E处与地短路， 平板代替圆柱体，减轻重量 用栅板代替金属板，减少风阻 3.蝙蝠翼天线 电视发射天线的种类很多，目前在VHF频段广泛采用的一种是蝙蝠翼天线(Batty Wing Antenna)。它是由半波振子逐步演变而来的，如图2―1―19所示，为了满足宽频带的要求，采用粗振子天线；为了减轻天线重量，用平板代替圆柱体；为了减少风阻，以用钢管或铝管做成的栅板来代替金属板；为了防雷击，还加入接地钢管，在E―E处短路，并在中央钢管中间馈电。图2―1―20为蝙蝠翼天线的结构示意图。 采用粗天线，满足带宽要求 防雷击，在E－E处与地短路， 平板代替圆柱体，减轻重量 用栅板代替金属板，减少风阻 图2―1―19 蝙蝠翼天线的演变过程

短路点 终端开路线 开路点 馈电点 终端短路线 由图可见，中间的振子较短，两端的振子较长，这种结构是为了改善其阻抗特性。因为两翼的竖杆组成一平行传输线，两端短路，在A～E间形成驻波，短路线的输入阻抗为感抗，其大小从E→D→C→B→A逐渐增大，而在这些点上接入的对称振子的臂长从D到A逐渐减短，因而其输入容抗逐渐增大，从而与短路线的输入感抗相互抵消，所以具有宽频带特性。经实验测试，天线的输入阻抗约为150Ω。顺便指出，这样一组同相激励的振子在垂直平面的方向图大体上与平行排列的、间距为λ/2的等幅同相两半波振子的方向图相同。

（1）频带很宽，在驻波比ρ≤1.1时，相对带宽可达（20～25）%； 实际应用时，为了在水平平面内获得近似全向性，可将两副蝙蝠翼面在空间呈正交。为了增加天线的增益，可增加蝙蝠翼的层数，两层间距为一个波长，如图2―1―21所示。 蝙蝠翼天线的优点是： （1）频带很宽，在驻波比ρ≤1.1时，相对带宽可达（20～25）%； （2）不用绝缘子，可很牢固地固定在支柱上； （3）功率容量大。 图2―1―21 多层旋转场蝙蝠翼天线

为达到用不平衡同轴电缆给平衡电对称振子进行平衡馈电的要求，分馈线采用特性阻抗为75Ω的两条同轴电缆，其中与左振子连接的一根同轴电缆芯线与左振子相连，外皮与支撑杆相连；右边一根芯线与支撑杆相连，外皮与振子相连。这种联接方式将能解决由不平衡馈线向平衡振子馈电的要求

2.2 直立天线 在长波和中波波段，由于波长较长，天线架设高度H/λ受到限制，若采用水平悬挂的天线，受地的负镜像作用，天线的辐射能力很弱,而且在此波段主要采用地面波传播。由于地面波传播时，水平极化波的衰减远大于垂直极化波，因此在长波和中波波段主要使用垂直接地的直立天线(Vertical Antenna)，如图2―2―1所示，也称单极天线(Monopole Antenna)。 图2―2―1 直立天线示意图 这种天线还广泛应用于短波和超短波段的移动通信电台中。在长波和中波波段，天线的几何高度很高，除用高塔（木杆或金属）作为支架将天线吊起外，也可直接用铁塔作辐射体，称为铁塔天线或桅杆天线。在短波和超短波波段，由于天线并不长，外形像鞭，故又称为鞭状天线。

这类天线的共同问题是，因结构所限而不能做得太高，即使在短波波段，在移动通信中，由于天线高度H(H为天线高度，区别于架设高度H)受到涵洞、桥梁等环境和本身结构的限制，也不能架设太高。这样，直立天线电高度就小，从而产生下列问题： （1）辐射电阻小，损耗电阻与辐射电阻相比，相应地就比较大，这样，天线的效率低，一般只有百分之几。 （2）天线输入电阻小，输入电抗大（类似于短的开路线），也就是说，储能高，耗能小，天线的Q值很高，因为带宽成反比，因而工作频带很窄。 （3）易产生过压。当输入功率一定时，由于输入电阻小而输入电抗高，使天线输入端电流很大（Pin=RinI2in/2），输入电压Uin=Iin(Rin+jXin)≈jIinXin就很高，天线顶端的电压更高，易产生过压现象，这是大功率电台必须注意的问题。所以电高度小，使得天线允许功率低。天线端电压和天线各点的对地电压不应超过允许值。 上述问题中，对长波、中波天线来说，要考虑的主要问题是功率容量、频带和效率问题；在短波波段，虽然相对通频带２Δf/f0不大，但仍可得到较宽的绝对通频带2Δf，加之距离近，电台功率小，故主要考虑效率问题；对超短波天线来说，只要天线长度选择得不是太小，上述这些问题一般可不考虑。

鞭状天线是一种垂直极化天线，在理想导电地面上，其辐射场垂直于地面，在实际地面上虽有波前倾斜，但仍属垂直极化波。 2.2.1 鞭状天线 鞭状天线(Whip Antenna)是一种应用相当广泛的水平平面全向天线，最常见的鞭状天线就是一根金属棒，在棒的底部与地之间进行馈电，如图2―2―1所示。为了携带方便，可将棒分成数节，节间可采取螺接、拉伸等连接方法，如图2―2―2所示。 1.鞭状天线电性能 1）极化 鞭状天线是一种垂直极化天线，在理想导电地面上，其辐射场垂直于地面，在实际地面上虽有波前倾斜，但仍属垂直极化波。 2）方向图及方向系数 根据1.7节的分析，地面对鞭状天线的影响可以用天线的正镜像代替，鞭状天线与其镜像一起，构成对称振子的两臂。其辐射电阻可按计算对称振子的有关方法求得等效的辐射功率和辐射电阻。应该注意到，由于这里天线的实际辐射场只存在于地面以上，在无限大理想导电平地面以下的部分辐射场应为零。在计算辐射功率时，只需要在半个球面上进行积分。显然，鞭状天线的辐射功率和辐射电阻均为同样臂长的自由空间中对称振子相应值的一半。而方向系数则是2倍。当天线很短H/λ<0.1时，方向系数近似等于3。 图2―2―2 鞭状天线的几种连接方法 (a)螺接式；(b)拉伸式

3）有效高度 在1.2.8节中已经介绍了天线有效长度的概念，对直立天线而言即为有效高度。有效高度是直立天线的一个重要指标，可以定义如下： 假想有一个等效的直立天线，其均匀分布的电流是鞭状天线输入端电流，它在最大辐射方向（沿地表方向）的场强与鞭状天线的相等，则该等效天线的长度就称为鞭状天线的有效高度He。 如图2―2―3所示，假设鞭状天线上的电流分布为 其中,I0是天线输入端电流;H为鞭状天线的高度。 依据有效高度定义，得 图2―2―3 鞭状天线的有效高度 当H/λ<0.1时， ，故

其中Rr0和Rl0分别为归算于输入端电流的辐射电阻和损耗电阻，其计算公式如下: 由此可见，当鞭状天线高度H<<λ时，其有效高度近似等于实际高度的一半。这是显然的，因为振子很短时，电流近似直线分布( )，图2―2―3中两面积相等时有He=H/2。有效高度表征直立天线辐射强弱，即辐射场强正比于He。 4）输入阻抗 对理想导电地来说，或在有良好的接地系统的情况下，鞭状天线的输入阻抗等于相应对称振子输入阻抗的一半。但在实际计算输入阻抗的电阻部分时，若采用自由空间对称振子的方法，则误差很大，因为此时输入到天线的功率，除一部分辐射外，大部分将损耗掉。除天线导线、附近导体及介质等引起的损耗外，还有相当大的功率损耗在电流流经大地的回路中，参见图2―2―4，传导电流和位移电流构成广义的电流回路概念。因此输入电阻包括两部分，即Rin=Rr0+Rl0 (2―2―4) 其中Rr0和Rl0分别为归算于输入端电流的辐射电阻和损耗电阻，其计算公式如下: 式中，A是取决于地面导电性的常数，干地约为7，湿地约为2 图2―2―4 鞭状天线的电流回路

5）效率: 由于损耗电阻大，同时又由于受到天线高度H的限制，辐射电阻通常很小，故短波鞭状天线的效率很低，一般情况下仅为百分之几甚至不到1%。因此，如何提高短波鞭状天线的效率成为本节要讲述的重要内容之一。 从效率的定义可知，要提高鞭状天线的效率，不外乎从两方面着手，一是提高辐射电阻，另一是减小损耗电阻。 5.1.加顶负载 如图2―2―5所示，在鞭状天线的顶端加小球、圆盘或辐射叶，这些均称为顶负载(TopLoading)。天线加顶负载后，使天线顶端的电流不为零，如图2―2―6所示，这是由于加顶负载加大了垂直部分顶端对地的分布电容，使顶端不是开路点，顶端电流不再为零，电流的增大使远区辐射场也增大了。只要顶线不是太长，天线距地面的高度不是太大，则水平部分的辐射可忽略不计。因此，天线加顶负载后比无顶负载时辐射特性得到了改善。 图 2―2―5 图 2―2―6

其中,H为垂直部分高度;a为导线半径。经上述变换后，加顶负载天线可以看成是高度为h0=h+h′的无顶负载天线。 计算顶负载的作用时，可将顶端的电容等效为一段延长线H′，如图2―2―6(a)所示；同时，天线电流分布就比较均匀，如图2―2―6(b)所示。设顶端电容为Ca，垂直线段的特性阻抗为Z0，则此等效长度H′可计算如下: 图 2―2―6 式中单根垂直导线的特性阻抗为 其中,H为垂直部分高度;a为导线半径。经上述变换后，加顶负载天线可以看成是高度为h0=h+h′的无顶负载天线。 对于固定电台，天线的顶负载允许大一些，显然这些较长的导线，不能再视为集中电容，而是一分布系统，可以按传输线理论计算其水平部分的输入电抗，然后再按上述方法处理。 对于短波移动电台，顶负载不能太大，否则行动不便。当星形辐射叶片的长度为鞭形天线高度的1/5~3/10时，h′约等于(0.1~0.2)h。

下面计算加顶负载鞭状天线的有效高度he。设天线上电流分布为 式中,z是天线上一点到输入端的距离；I0是输入端电流。于是有效高度为 当(h+h′)/λ很小时，上式可简化为 对于高度很小的直立天线，未加顶负载时的有效高度近似等于h/2，加顶负载后由上式可见有效高度大于h/2。这样在不增加天线实际高度的前提下，增加了天线的有效高度，从而达到提高天线辐射电阻的目的。 加顶负载鞭状天线的方向图在水平平面仍是一个圆，在垂直平面内，由于垂直部分的顶端电流不为零，故方向函数为

5.2.加电感线圈（Induction Coil） 在短单极天线中部某点加入一定数值的感抗，就可以部分抵消该点以上线段在该点所呈现的容抗，从而使该点以下线段的电流分布趋于均匀，如图2―2―7所示，它对加感点以上线段的电流分布并无改善作用。   从理论上说，感抗愈大，则加感点以下的电流增加量愈大，这对提高有效高度有利；但是当电感过大时，不仅增加了重量，而且线圈的电阻损耗也加大，反而会使天线效率降低。 图2―2―7 加电感线圈改善天线电流分布 加感点的位置似乎距顶端愈近愈好，因为线圈仅对加感点以下线段上的电流分布起作用，但靠近顶端容抗很高，要能有效抵消容抗必须加大感抗。如上所述，加大线圈的匝数，这不仅增加了重量，也加大了损耗。由于线圈仅对加感点以下线段上的电流分布起作用，加感点的位置也不应选得太低。加感点的位置一般选择在距天线顶端（1/3～1/2）h处，h为天线的实际高度。 无论是加顶负载还是加电感线圈，统称为对鞭状天线的加载，前者称为容性加载，后者称为感性加载。实际上对天线的加载并不限于用集中元件加载，也可用分布在整个天线线段的电抗来加载，例如用一细螺旋线来代替鞭形天线的金属棒，作成螺旋鞭状天线；再如在天线外表面涂覆一层介质，制成分布加载天线。

鞭状天线的损耗包括天线导体的铜耗、支架的介质损耗、邻近物体的吸收、加载线圈的损耗及地面的损耗，其中地面损耗最大。 5.3. 降低损耗电阻 鞭状天线的损耗包括天线导体的铜耗、支架的介质损耗、邻近物体的吸收、加载线圈的损耗及地面的损耗，其中地面损耗最大。 减少地面损耗的办法是改善地面的电性质。对大型电台常采用埋地线的办法，一般是在地面以下采用向外辐射线构成的地网，如图2―2―8所示，地网不应埋得太深，因为地电流集中在地面附近，地网埋设的深度一般在0.2～0.5m之间，导线的根数可以从15根到150根，导线直径约为3mm，导线长度有半波长就够了。 图2―2―8 鞭状天线地线的埋设 若加顶负载，由于加顶部分与地面的耦合作用，则地网导线必须伸出水平横线在地面上的投影。一般h/λ越小，地网效果越明显。例如，某工作于λ=300m的直立天线，高15m，不铺地网时，ηA≈6.5%,架设120根直径3mm、长90m的地网后，效率提高到93.3%。 但是埋设地线对于移动电台不方便，这时可在地面上架设地网或平衡器，如图2―2―9所示，地网或平衡器的高度一般为0.5～1m，导线数目为3～8根，长度为0.15λ～0.2λ。 图2―2―9 平衡器的架设

图2―2―10 T形天线 2.2.2 T形天线、Γ形天线及斜天线 T形天线、Γ形天线是超长波天线的基本形式。 1. T形天线 且一般使l≥h，尽量让h高些。超长波T形天线的电高度h/λ一般都小于0.15。T形天线电流分布如图2―2―11所示，直立部分电流分布比较均匀，但水平部分两臂的电流方向则相反。因此，这种天线的垂直平面方向图与鞭状天线的很相似，也主要用于地面波传播。 图2―2―11 T形天线的电流分布

T形天线结构简单，架设也不困难，其高度H可以比普通的鞭状天线高。为了提高T形天线的效率，其水平部分可用多根平行导线构成，如图2―2―12所示，也可以附设地网来减小地的损耗。 2.斜天线 把直立软天线倾斜架设就成为斜天线，如图2―2―13所示，这种天线架设比较方便，把单导线一端挂在树木或其它较高的物体上，另一端接电台并倾斜架设即可。 由于地波传播中有波前倾斜现象（参考9.2节），因而在水平平面内具有微弱的方向性，如图2―2―14（a）所示。在垂直平面内的30°～60°方向上有较明显的方向性，如图2―2―14(b)所示，所以该天线也可用于天波工作。为了提高效率，也可以架设地网。 图2―2―12 宽T形天线 图2―2―13 斜天线架设图 图2―2―14 斜天线方向图 (a)水平平面；(b)垂直平面

Γ形天线又称倒L形天线，如图2―2―15所示，与鞭状天线的差别在于多了一条水平臂。天线上电流分布如图2―2―16所示。 3.Γ形天线 Γ形天线又称倒L形天线，如图2―2―15所示，与鞭状天线的差别在于多了一条水平臂。天线上电流分布如图2―2―16所示。 水平臂的作用是改善垂直部分电流分布，提高辐射效率。但与T形天线不同，该部分将会参与辐射，对天线的垂直平面方向图有一定的影响。下面按l的长短分三种情况加以讨论。 图2―2―15 Γ形天线 图2―2―16 Γ形天线的电流分布

（1）当水平臂长l很短时，其辐射能力很低，与鞭状天线加顶负载的作用相同，对Γ形天线方向性影响不大。图2―2―17(a)为h较低的情况，水平部分的辐射由于负镜像的作用可略而不计。而当h较高时，水平臂对高空有辐射，但由于l很短，辐射较弱，此时与鞭状天线相比较，有一些差别，如图2―2―17(b)所示。 l很短,h较高 l很短,h较低 l很长,h较低 l很长,h较高 图2―2―17 Γ形天线的垂直平面方向图

图2―2―18 h较低，l较长时Γ形天线水平平面方向图 （2）当水平臂长l较长而H较高时，水平臂相当于对称振子的一个臂，对高空有一定的辐射能力，此时对地面波、天波均有较强辐射，方向图如图2―2―17（c）所示。这种天线可以同时工作于两种电波传播方式，故称为复合天线。 （3）当水平臂长l较长而H较低时，水平臂受其地面负镜像的影响对高空辐射弱，天线仍然沿地面方向辐射最强，但与鞭状天线不同之处在于这种Γ形天线在水平平面有明显的方向性。其水平平面方向图如图2―2―18所示，垂直平面方向图如图2―2 ― 17(d)所示。 l很长,h较高 l很长,h较低 图2―2―18 h较低，l较长时Γ形天线水平平面方向图 图2―2―17 Γ形天线的垂直平面方向图

为什么水平臂较长，H很低时水平平面会有方向性呢？这可以从接收的观点来定性分析。由于地面波传播过程中存在波前倾斜现象，电场不仅有垂直分量E⊥，在传播方向上也存在分量Ez，如图2―2―19(a)所示，当电波由“1”方向顺着水平臂传来时，电波在水平臂与垂直臂上的感应电动势方向一致，因而接收最强。反之，当电波由“2”方向顺着水平臂传来时，如图2―2―19(b)所示， E⊥与Ez在垂直臂与水平臂上产生的感应电动势方向相反，接收最弱。 若电波从其它方向传来，由于Ez与水平臂有一夹角，水平臂感应电动势将减小。故这种Γ形天线在水平平面有一定的方向性，在使用时应注意。 若水平臂很短，其感应电动势很小，对水平平面方向性影响很小，此时的水平平面方向图基本上是一个圆。 图2―2―19 Γ形天线水平平面方向性的解释

2.2.3 螺旋鞭天线 提高天线的有效高度的方法之一是对天线加载。前面已讨论了集中加载方法，与之对应的另一方法是分布式加载，其典型天线之一即为螺旋鞭天线（Helical Whip Antenna）。   螺旋鞭天线如图2―2―20所示，螺旋线是空心的或绕在低耗的介质棒上，圈的直径可以是相同的，也可以随高度逐渐变小，圈间的距离可以是等距的或变距的。由图可知，它相当于将加载的电感分布在鞭状天线的整个线段中。这种天线广泛地应用于短波及超短波的小型移动通信电台中。它和单极振子天线相比，最大的优点是天线的长度可以缩短2/3或更多。 图2―2―20 螺旋鞭天线

螺旋天线(Helical Antenna)的辐射特性取决于螺旋线直径D与波长的比值D/λ，此类天线具有三种辐射状态，如图2―2―21所示。这里讨论D/λ<0.18的细螺旋天线，最大辐射方向在垂直于天线轴的法向，又称为法向模螺旋天线，如图2―2―21(a)所示。图2―2 ― 21(b)所示为D/λ=0.25～0.46的端射型螺旋天线，这时在天线轴向有最大辐射，又称为轴向模螺旋天线或简称螺旋天线(将在3.2节中介绍)。图2―2―21（c）所示为D/λ>0.46的圆锥型螺旋天线。

可以将螺旋鞭天线看成由N个单元组成，每个单元又由一个小环和一电基本振子构成，如图2―2―22所示，由于环的直径很小，合成单元上的电流可以认为是等幅同相的。小环的辐射场只有Eφ分量，即 式中D为小环的直径。电基本振子的辐射场只有Eθ分量，即 式中Δl为螺距。一圈的总辐射场为上两式的矢量和。两个相互垂直的分量均具有sinθ的方向图，并且相位差为90°，合成电场是椭圆极化波。 椭圆极化波的长轴与短轴之比称为轴比，用AR表示，即 图 2―2―22

一般而言，由于D<<λ，其辐射场是一轴比很大的椭圆极化波，Eφ分量很小，因此在计算中主要考虑Eθ分量，这与集中加载的情况是相同的。 理论和实验表明，沿螺旋线的轴线方向的电流分布仍接近正弦分布，它是一种慢波结构，电磁波沿轴线传播的相速比沿直导线传播的相速小。 螺旋鞭天线多用作垂直极化方式，以取代车载或船载鞭状天线。由于电磁波沿螺旋轴线传播的相速比垂直偶极天线小，故其谐振长度可以缩短，从而可使天线的垂直高度大大降低。 螺旋鞭天线由于绕制螺旋的导线细而长，导线损耗较大，使天线效率比同高度鞭天线要低一些。但如果与调谐匹配电路一起考虑，其效率并不比一般鞭状天线差，因为螺旋鞭天线可以工作在谐振点附近，其输入阻抗是纯电阻，或带有不大的电抗，这样调谐回路可采用低耗的电容元件，而短鞭状天线中的调谐电路的损耗是很大的。故从总的效果看，螺旋鞭天线的增益比等高度的普通鞭状天线高。但其带宽比较窄，驻波比小于1.5的相对带宽约为5%。

2.2.4 中馈鞭状天线 常用的鞭状天线是在底部馈电的直立单极天线，又称底馈天线。在VHF频段其高度一般选在λ/4附近，故底部电流很大。当这种天线安装在车辆上时，天线与车体之间存在较强的电磁耦合，随着车型或在车上的安装位置的改变，天线的输入阻抗也会随之变化，原来设计好的匹配装置将失去原有效能。中馈鞭状天线(Elevatedfeed Whip Antenna)就是为了克服底馈天线的这一缺陷而研究设计的。

图2―2―23为中馈鞭状天线示意图。天线由两部分组成，一部分为辐射体，另一部分为基座。辐射体是用同轴线“中间”馈电的直立不对称偶极天线。因其直立，外观仍像一根“鞭”，故称中馈鞭状天线。馈电点以上的部分为上辐射体，又称上鞭，它是同轴线内导体的延伸；馈电点以下部分为下辐射体，又称下鞭，它是馈电同轴线的外导体。相比于普通的偶极天线，它的一臂终端是开路的，另一臂的终端则端接一负载。辐射体的外部套有塑料壳或玻璃钢管，以增加其机械强度并防止行进中辐射体直接与市电高压线碰撞而损坏电台。 图2―2―23 中馈鞭状天线示意图 (a)结构图；(b)原理图；(c)等效偶极天线

基座部分由弹簧、扼流套、步进电机和波段开关以及相应的电抗元件构成。弹簧的作用是防止运动中天线与树枝等碰撞造成折断并适应车体运动带来的晃动 馈线引入馈点前，中间插入一段同轴线阻抗变换器，其内径较细，特性阻抗较高，将高的天线输入阻抗在宽频带内转换成低阻抗，即起阻抗变换作用，以便与馈电同轴线匹配。 基座部分由弹簧、扼流套、步进电机和波段开关以及相应的电抗元件构成。弹簧的作用是防止运动中天线与树枝等碰撞造成折断并适应车体运动带来的晃动 图2―2―23 中馈鞭状天线示意图 (a)结构图；(b)原理图；(c)等效偶极天线

在天线的底端安装一扼流装置，使天线底端与安装天线的车体之间的阻抗非常大，以减小天线底端的电流，从而减小车体与天线之间的耦合，构成中馈对地无关天线。扼流套由一个在同轴电缆四周填充铁氧体的套筒构成，也可将电缆缠绕在低损耗铁氧体芯线上构成扼流圈。 图2―2―23 中馈鞭状天线示意图 (a)结构图；(b)原理图；(c)等效偶极天线

这样，铁氧体上电缆便形成了具有一定电感量的扼流线圈，且该扼流圈的一端接下辐射体，另一端接地。但只有一个扼流套很难在宽波段内满足阻抗匹配要求，故在不同频率接入不同电纳值，等效关系如图2―2―23(c)所示。实际工作中往往将整个波段划分成多个分波段（例如10个分波段），在每个分波段中，通过遥控步进继电器并联不同的电纳值，以满足馈电阻抗的要求。 图2―2―23 中馈鞭状天线示意图 (a)结构图；(b)原理图；(c)等效偶极天线

辐射体总高度的选择原则是在尽量降低高度的前提下保证天线增益，而馈电点位置则是保证鞭上有足够大的电流。例如对工作于30～76MHz的中馈鞭状天线，总高度选为3m，在30MHz的频段低端，电高度为0.3λ，其电高度不算很低；而在76MHz的频段高端时约为0.77λ，天线上也没有出现反向电流，从而保证了在整个频带内的天线增益。可以通过类似于鞭状天线加载的方法来降低中馈鞭状天线的高度 图2―2―23 中馈鞭状天线示意图 (a)结构图；(b)原理图；(c)等效偶极天线

2.2.5 宽频带直立天线 在许多应用中，都要求天线能在较宽的频率范围内有效地工作。通常，当天线的相对带宽达百分之几十以上时，则称之为宽频带天线。对于天线上电流分布为驻波分布的线天线，限制其工作频带的主要因素通常是它的阻抗特性，即在宽频带内天线的输入阻抗随频率变化很大，理论分析与实验均说明这种天线的线径及形状对天线带宽有明显影响。例如，在短波波段将双极天线的臂改成笼形，增大了天线臂的有效半径，从而达到展宽阻抗带宽的目的。又如，也可以将偶极天线的臂改成锥体而变成双锥天线(Biconical Antenna)，如图2―2―24所示，双锥天线具有很宽的工作带宽。盘锥天线和套筒天线则是另一种结构简单的宽带天线。 图2―2―24 双锥天线

盘锥天线通常用于VHF和UHF频段，作为水平面全向的垂直极化天线，可以在5∶1的频率范围内保持与50Ω同轴馈线上的驻波比不大于1.5。 1.盘锥天线 盘锥天线(Discone Antenna)出现于1945年，结构如图2―2―25所示，它由一个圆盘和圆锥构成，二者之间有一间隙。该天线由穿过锥体内部的同轴线馈电，同轴线的内导体接在顶部圆盘的中心处，外导体在间隙处与圆锥顶部相连。与双锥天线相比较，可将盘锥天线看成是双锥天线的变形，即将双锥天线的上部改为圆盘，换用同轴线馈电。 盘锥天线通常用于VHF和UHF频段，作为水平面全向的垂直极化天线，可以在5∶1的频率范围内保持与50Ω同轴馈线上的驻波比不大于1.5。 图2―2―25 盘锥天线 圆盘直径D的大小对天线方向图影响很大。若直径过大，相当于在锥顶上加了一块相当大的金属板，会减小高于水平方向处的场强；若直径太小，又会破坏天线的阻抗宽带特性，而且使天线方向图主瓣明显偏离水平方向。锥顶Cmin的大小与天线带宽成反比，一般使Cmin仅比同轴线馈线的外导体稍稍大一点。圆盘与锥顶之间的间隙S对天线性能影响较小，要求不严。 盘锥天线存在最佳设计尺寸，实验中得出最佳尺寸为S=0.3Cmin，D=0.7Cmax，取锥角θh=30°，Cmin=L/22，其中L为锥的斜高。在此尺寸下，若只允许驻波比小于1.5，则该天线具有7∶1的带宽，若允许驻波比放宽到2，则带宽可达9∶1。

盘锥天线 圆盘直径 盘－锥 间距 锥顶直径 斜高 锥角 锥底直径

该天线的H面方向图为圆，即水平平面是全向的。E面即垂直平面方向图如图2―2―26所示，由图可见，在频率较低时，此结构小于一个波长，方向图与短振子类似；如果频率增高，由于盘的电尺寸增大，辐射波瓣被限制在下半空间。 图2―2―26 盘锥天线垂直平面方向图

为了降低重量并减小风的阻力，盘锥天线可设计成线状结构，即用辐射状的金属棒取代金属片，如图2―2―27所示，为携带方便，有时也采用伞状结构，不用时可收成一束。 线状结构的盘锥天线 伞状便携天线 盘锥－单极复合天线 图2―2―27 线状结构示意图

2.套筒天线 如前面指出的，谐振式天线的输入阻抗对频率的变化是非常敏感的，但如果在单极天线外面增加一个套筒，就可以将它们的带宽增加到大于一个倍频程。图2―2―28示出了两种套筒天线(Sleeve Monopole)，套筒的外表面起辐射元的作用，图2―2―28（a）中的箭头表示当L+L′≤λ/2时电流的极性，套筒外表面上的电流与单极天线的上部分的电流几乎是同相的，电流的最大值出现在套筒天线的底部。 图 2―2―28

套筒天线与中馈天线的不同之处在于：套筒天线底部接地，而中馈天线底部接扼流套和调谐元件，以保证中馈天线底端对地的阻抗非常大，从而使天线底部电流为零，构成对地无关天线。   为了使问题简化，假设沿高度H天线具有均匀截面和等值半径ae（ai<ae≤ao，其中ao为套筒半径，ai为辐射器半径），并假设地面是无限大理想导电平面，由镜像原理可得图2―2―29所示的等效天线，这一天线可看成是两个不对称激励的天线的叠加。 不对称激励天线可以看作是两个单极接地天线组成的，如图2―2―30所示。由于单极天线的输入阻抗等于同等臂长对称振子输入阻抗的一半，因此不对称天线的输入阻抗等于两臂各自构成的对称振子的输入阻抗的平均值，即 式中,Zin1为臂长等于L的对称振子的输入阻抗；Zin2为臂长等于L+2L′的对称振子的输入阻抗。由此结果再按图2―2―29的叠加方法就可计算出套筒天线的输入阻抗。以上这种处理方法是很粗糙的，但比较简便。 图2―2―29 套筒天线的分析 图2―2―30 不对称天线的分析

表2―2―1 最佳方向图设计的套筒天线的技术规格 套筒天线的阻抗随频率的变化较一般单极天线的平缓，这是由于：①等效半径较粗，平均特性阻抗低；②辐射器与其镜像构成一段开路线，而套筒与其镜像构成一段短路线，两者的输入电抗性质相反,具有互补性。因而套筒天线具有工作频带宽的优点。 实验结果表明，当L/L′=2.25时，在4∶1的带宽内天线有最佳方向图，即对频率来说,方向性几乎是不变的，表2―2―1列出了最佳方向图设计的套筒天线的技术规格。   表2―2―1 最佳方向图设计的套筒天线的技术规格

用靠近内导体两侧的两根导线（寄生元）来代替套筒就构成了开式套筒天线(Opensleeve Antenna)，如图2―2―31所示，其频带宽度可达一倍频程，例如从310MHz到510MHz,与50Ω电缆连接时，电压驻波比可在1.8以下。 图2―2―31 开式套筒天线

2.3 环形天线 环形天线是一种结构简单的天线，它有许多不同的形式，如矩形、方形、三角形、菱形、椭圆形和圆形等。为了分析上和结构上的简单性，通常多使用圆环天线。本节主要讨论的就是圆环天线，其它形状的环形天线的分析方法与此类似．其性能也与具有相同电流分布的圆环天线的性能相似。 环形天线技尺寸大小可分为小环大线和大环天线。若圆环的半径很小，其周长C=2πb≤0.2λ ,则称为小环天线。小环天线沿线电流的振幅和相伙变化不大，近似均匀分布。当环的周长可以和波长相比拟时，称为大环天线，此时必须考虑导线上电流的振幅和相位的变化，可近似地将电流看成驻波分布，这种天线的电持性和对称振于的电特性有明显的相似之处，均属谐振型天线。若在天线适当部位接人负载电阻，使线上载行波电流．使非谐振型环大线或称加载环天线。该天线具有较好的宽带特性。小环天线主要用于测向及广播接收等场合、大环大线应用于广播和通信中。

对称振子天线可以视为由终端开路的传输线张开而成。在前面有关对称振子的分析中，我们特别提及该类天线的谐振特性。分析表明，这类天线具有类似于终端开路传输线的谐振特性，具体表现为在谐振频率上，天线的输入阻抗为纯电阻。这种情形下，一方面馈入能量直接变成天线上的辐射能量及金属欧姆损耗（在忽略欧姆损耗时，则馈入能量全部转化为辐射能量），从而有效地将导行波的能量转化为辐射电磁波的能量；另一方面，纯电阻的输入阻抗有利于天线与馈线之间的匹配，进而提高辐射效率。联系到“微波技术基础”课程中介绍的有关知识，我们知道终端开路和终端端路传输线均有谐振特性。如果说开路情形在天线中有其对应物半波天线、全波天线等，那么短路情形下是否有对应物呢？上图给出由开路传输线到对称振子和短路传输线到谐振（圆）环天线的对比图，显然，在这一意义上谐振环天线可视为短路传输线的变形。

f=0子午 面内方向性图随圆环尺寸增大的变化 一 谐振环天线 30 60 90 120 150 180 210 240 270 300 330 (a) q面内(f=0,a≤0.001l) (d) q面内(f=0,a=0.15l) (e) q面内(f=0,a=0.2l) (f) q面内(f=0,a=0.285l) (g) q面内(f=0,a=0.35l) (h) q面内(f=0,a=0.4l) (i) q面内(f=0,a=0.48l) (b) q面内(f=0,a=0.01l) (c) q面内(f=0,a=0.0935l) f=0子午 面内方向性图随圆环尺寸增大的变化

由第1章的分析可知，如图2―3―1所示的小环天线(Small Loop Antenna)的辐射场为 2.3.1 小环天线 由第1章的分析可知，如图2―3―1所示的小环天线(Small Loop Antenna)的辐射场为 图2―3―1 环形天线坐标 其中，I为环线上电流，由于环的直径很小，故可设环的电流沿线均匀分布；S为、 环的面积。小环天线的辐射电阻为 当电尺寸很小时，小环天线实际上相当于一个带有少量辐射的电感器，它的辐射电阻很小，其值通常小于导线的损耗电阻Rl，因而天线辐射效率很低，其效率由下式计算:

通常假设小环的损耗电阻与长度为环周长的直导线的损耗电阻相同。设环线的电导率为σ，导线半径为a，环半径为b，则欧姆损耗电阻为 如上所述，小环天线辐射电阻小，效率低，因而在无线电通信中很少用它作发射天线，在一些通信应用中，常用它作接收天线，因为在接收情况下，天线效率没有信噪比那样重要。小环天线的方向系数D=1.5，其有效接收面积为

电波传播方向 As the current is along the x direction,b is the length of the block, and w δc is the equivalent cross-sectionsl area with w as its width and δc as its thickness

【例2―3―1】设均匀电流的小环半径为λ/25，求环的几何面积，并把该面积与有效接收面积比较。 解： 几何面积为 有效接收面积为 若从电性能上看，环的作用相当于它的几何面积的10倍。对这一点不必奇怪，为了高效，小环在电性能上必须大大地超过它的几何面积。

为提高天线辐射电阻，多匝小环是一种非常可取而且很实用的结构，小电偶极振子却没有这个优点。由于多匝小环天线（简称多环天线）具有电尺寸小（其绕制导线总长度小于λ/2，通常为λ/4左右）、较隐蔽、相对尺寸而言增益较高、结构简单等优点，因而在背负或车载电台、船舶中的高频电台、地震遥测系统中都有使用，适用的频率范围为2～300MHz。N匝小环天线的辐射电阻为单匝值的N2倍(N匝线圈的电流为NI，产生的辐射场为场强为NE1，功率为N2P1)，即 对于多匝环的损耗电阻，紧挨着的环的邻近相互耦合效应引起的附加损耗电阻可能大于趋肤效应引起的损耗电阻，N匝环总的损耗电阻为 式中,Rp为邻近效应引起的附加损耗电阻;R0为单位长度趋肤效应的欧姆电阻, 为了给大家一个数量上的概念，举例如下。

例2―3―2：设小环天线的半径为b=λ/25，导线半径为a=10-4λ，匝间距为4×10-4λ，天线导线是铜制的，电导率为5 例2―3―2：设小环天线的半径为b=λ/25，导线半径为a=10-4λ，匝间距为4×10-4λ，天线导线是铜制的，电导率为5.7×107(S/m)。试求工作在f=100MHz的单匝和8匝小圆环天线的辐射效率（已知Rp/R0=0.38）。 解 单匝环的辐射电阻为 8匝环的辐射电阻为 单匝环的损耗电阻为 8匝环的损耗电阻为 单匝环的辐射效率为 8匝环的辐射效率为 计算结果表明，多匝环天线相对于单匝环天线而言，辐射效率有较明显的提高。

式中，Rr为空芯环天线的辐射电阻；μe为铁氧体磁芯的有效磁导率。 图2―3―2 磁棒天线 式中，Rr为空芯环天线的辐射电阻；μe为铁氧体磁芯的有效磁导率。 由于在小铁氧体棒上绕几匝而成的铁氧体天线的小型化，它特别适用于作袖珍半导体收音机的天线。这种天线通常与射频放大器的调谐电容并联，它除了作天线外还提供了一个必需的电感，以构成调谐回路。因为这个电感只用几匝线圈，所以损耗电阻仍很小，Q值通常很高，从而获得良好的信号选择能力和较大的感应电压。

2.3.2 电流非均匀分布的大环天线 1.大圆环天线： 环的半径加大以后，必须考虑沿环电流的振幅和相位分布。J.E.Storer分析获得了单匝圆环上的电流振幅及相位分布,如图2―3―3所示。其中φ角如图2―3―1所示，环天线几何特征参量用Ω=2ln(2πb/a)表示，其中a为导线半径，b为环的半径。 由图可见，当kb=0.1时,电流近似于均匀分布，kb=0.2时电 流变化稍大，当kb再增加时,电流变化就很大了。根据这些结果，当环参数远大于kb=0.2（半径远大于0.03λ～0.04λ）时就不能认为是小环了。当kb=1即环的周长为一个波长时，在φ=0°和180°处为电流波腹点，在φ=90°和270°处为电流波节点。 振幅 相位 图 2―3―3 圆环天线的电流分布

这里分析常用的一种情况，即周长C＝2πb=λ的圆环。环形天线坐标如图2―3 ― 1所示，设环上电流按下式分布 已知自由空间矢量位 A的表示式为 式中,凡带上标“′”的表示源点的坐标，不带上标“′”的表示场点的坐标。对于远区的辐射场，仅取r-1项，则电场化简为 图2―3―1 环形天线坐标 为了求得远区场，环上一点到场点的距离R可近似为

将R的近似式代入A矢位的表达式（2―3―11），可得球坐标系中A矢位的三个分量表示： 在yOz平面，即φ＝90°的平面，kb=1时，由上式积分可得 式中,J0和J2分别是第一类0阶和2阶贝塞尔函数。在xOz平面，即φ＝0°或180°的平面

由式（2―3―12）可求出辐射电场，从而这两个平面的方向函数为 ; yOz平面: fθ(θ)=cosθ［J0(sinθ)+J2(sinθ)］ (2―3―17) xOz平面: fφ(θ)=J0(sinθ)-J2(sinθ) (2―3―18) 根据上述两式画出方向图如图2―3―4所示。 图2―3―4 一个波长的圆环天线方向图 (a)yOz平面；(b)xOz平面 由图可见，一个波长的圆环天线在环面法向上有最大辐射，这完全不同于小环天线，小环天线在环面法向上无辐射。一个波长环的方向性与两平行排列、间距为0.27λ的半波振子相

图2—3—6给出了不同尺寸时环的轴线方向（z轴）的方向系数。 图2―3―5 圆环天线的输入阻抗 (a)电阻；(b)电抗 图2―3―6 圆环天线轴向方向系数 0≤kb=2πb/λ=C/λ≤2.5时输入阻抗随周长 C(以波长计)的变化关系。由图可见，天线具有明显的谐振特性，当电尺寸从较小时，小环呈感抗性质。当环周长大约是λ／2时发生第一个谐振点，其形状十分尖锐（并联谐振Xin为无穷大）；当环的线径增加时，谐振特性很快消失；若几何特征参量Ω=2ln(2πb/a) ＜9，阻抗曲线上就只有一个明显的并联谐振点，显然，这对阻抗带宽特性有利。 当kb>1时，其电抗曲线在性质上和数值上都和对称振子相似。通常使用一个波长圆环环大线(kb=1） ，Ω≈8，其输入阻抗约为100 Ω 。 图2—3—6给出了不同尺寸时环的轴线方向（z轴）的方向系数。

（1）馈电简单，馈电点少。多环天线可以只有两个馈电点，因而馈线系统简单。 2. 双环天线 将两个周长约等于一个波长的大圆环通过平行双导线并联起来，在平行双导线的中点馈电就构成了双环天线，如图2―3―7所示。平行双导线的长度通常选为(0.3～0.5)λ。在实用中,为了提高增益，还可以将几组这样的环通过0.5λ的平行双导线串联起来，根据环的数目，这些环组分别称为2L形、4L形、6L形双环天线，如图2―3―8所示。双环天线的优点是： （1）馈电简单，馈电点少。多环天线可以只有两个馈电点，因而馈线系统简单。 （2）阻抗具有宽频带特性。（3）增益高，可通过反射板来增加增益。（4）可利用多面组合得到任意的水平平面方向图。 这些优点使得双环天线在电视发射台中获得广泛的应用。 图2―3―8 双环天线阵 (a)2L形；(b)4L形；(c)6L形 图2―3―7 双环天线结构

由前面的分析可知，当kb＝1时，大圆环上的电流基本上按余弦分布，输入电抗约为零，输入电阻约为100Ω。环上电流如图2―3―9（a）箭头所示，环的上边和下边是同方向的，它可以等效为两个同方向间距0.27λ的半波振子。因此，一个2L形双环天线即可等效为如图2―3―9（b）所示的四个半波对称振子的天线阵，因而提高了增益。图中,反射板用网状或栅状导线做成，透风省料。使用中, 双环天线的环面垂直于地面架设。对于远区辐射场，每一个环上电流的垂直分量所辐射的场强由于对称关系而相互抵消，只有水平分量的辐射起作用，故辐射的电磁波具有水平极化的性质。 反射板 图2―3―9 2L形双环天线及其等效天线 (a)双环天线上的电流分布；(b)等效半波振子阵

通过天线阵的分析，不难由单个环的方向图得出多个环在垂直于地面的方向上串联后的方向图。2L、4L、6L形双环天线的水平平面方向性都和带反射板的一个波长圆环天线的水平平面方向性相同。采用图2―3―10（a）的坐标系时，根据镜像原理，放在反射板前的双环天线的水平平面方向图如图2―3―10（b）所示（此时H=0.25λ）。2L、4L、6L形双环天线的垂直平面方向图可用方向图乘积原理，但要考虑到环上的电流分布是有衰减的，图2―3―10（c）是用直角坐标系表示的垂直平面方向图。 图2―3―10 双环天线的方向性 (a)坐标系；(b)水平平面方向图；(c)垂直平面方向图

影响双环天线的输入阻抗的因素很多，其中包括：①单个圆环的自阻抗；②圆环振子与反射板之间的互阻抗；③相邻环之间的互阻抗；④平行线的阻抗；⑤两个环的末端短路线的影响。由于互阻抗和两端短路线的补偿作用，使得双环天线阻抗具有较宽的频带特性。当电压驻波比ρ≤1.05时，相对带宽约为16％；ρ≤1.1时，相对带宽约为20％。 2.3.3 加载圆环天线 若在小环天线的中点(短路点接匹配负载)串入适当数值的电阻，则可以使得沿线电流近似行波分布，这种天线称为加载圆环天线(Loaded Circular Loop Antenna)如图2―3―11所示，其具有良好的宽频带特性，且为单向辐射。该天线结构简单，造价低，特别适用作VHF全频道室内电视接收天线，但由于效率较低，故只适宜在强信号区使用。 图2―3―11 加载圆环天线

根据传输线理论可知，若负载阻抗RL等于小环的平均特性阻抗Z0，则加载圆环可看成是一行波天线。用类似计算对称振子的平均特性阻抗的方法，可以近似求出加载圆环的平均特性阻抗为 上式在kb较小时是足够准确的。图2―3―12（a）给出了特性阻抗随几何参量Ω=2ln(2πb/a)的变化曲线，图（b）给出了RL＝325Ω，尺寸Ω＝9.4时加载圆环天线的输入阻抗计算曲线。由图可见，输入电阻约为300Ω。当kb较小时，输入电抗为感抗，几乎为零，而当kb较大时，输入电抗为200～300Ω的容抗。与无载圆环天线相比，阻抗特性有明显的改善。 图2―3―12 加载圆环天线的特性阻抗与输入阻抗 (a)特性阻抗；(b)输入阻抗

当kb≤1时,天线为单向辐射，其最大辐射方向沿环面的中心线由负载端指向馈电端，如图2―3―11所示的心脏形方向图，kb>1时,最大辐射方向偏离馈电端，而且随着周长C/λ的增大,方向图出现副瓣。因此，应按照在工作频段内的最高频率上C/λmin≤1的原则来选择环天线尺寸。 由于环内接有负载电阻，故天线效率很低，当天线尺寸不大时，效率可用下式估算： 图2―3―11 加载圆环天线 由上式可见，平均特性阻抗愈低，效率愈高，因此使用宽的金属带制成的加载环天线，比使用细导线制成的天线效率要高些。在靠近馈电点或靠近加载点，环形金属带的宽度逐渐变窄，这样可使沿线的特性阻抗比较均匀。由于这种天线的效率很低，故天线增益小于1，仅能作接收天线用。

8.6.1 Surface resistance Let the electric field intensity in a good conductor be Neglecting the displacement current density in a good conductor, the total current is The average power dissipated per unit volume is

Let us concentrate on a region bounded by 0<x<b,0<y<w,and 0<z<∞.Then the total power dissipated within this region is The total current along the x direction is If R is the resistance of the block ,then the power that it dissipates is

Comparing (6.68)and (6.69),we obtain the resistance of the block as As the current is along the x direction,b is the length of the block, and w δc is the equivalent cross-sectionsl area with w as its width and δc as its thickness The skin resistance(趋肤电阻) or surface resistance(表面电阻) is defined as the resistance of a plane conductor of unit length (b=1),unit width(w=1),and thickness δc

电波传播方向 As the current is along the x direction,b is the length of the block, and w δc is the equivalent cross-sectionsl area with w as its width and δc as its thickness

Although we have computed the skin resistance on the basis that a plane wave is propagating through a flat block,(8.71)can also be used to obtain an approximate value of the skin resistance for a cylindrical conductor.when the current is along the length of a cylindrical conductor of radius a such that a> δc ,the skin resistance per unit length is

2.4 引向天线和背射天线P91 图2―4―1 引向天线 一、引向天线（Yagi－Uda）antenna 八木－宇田天线 引向天线(YagiUda Antenna)最早由日本Uda（宇田）用日文（1926年），Yagi（八木）用英文（1927年）先后作了介绍，故常称“八木—宇田”天线。它是一个紧耦合的寄生振子端射阵，结构如图2―4―1所示，由一个(有时由两个)有源振子及若干个无源振子构成。有源振子近似为半波振子，主要作用是提供辐射能量；无源振子的作用是使辐射能量集中到天线的端向。其中稍长于有源振子的无源振子起反射能量的作用，称为反射器；较有源振子稍短的无源振子起引导能量的作用，称为引向器。无源振子起引向或反射作用的大小与它们的尺寸及离开有源振子的距离有关。 通常有几个振子就称为几单元或几元引向天线。例如，图2―4―1共有八个振子，就称八元引向天线。由于每个无源振子都近似等于半波长，中点为电压波节点；各振子与天线轴线垂直，它们可以同时固定在一根金属杆上，金属杆对天线性能影响较小；不必采用复杂的馈电网络，因而该类天线具有体积不大、结构简单、牢固、便于转动、馈电方便等优点。其增益可以做到十几个分贝，具有较高增益。缺点是调整和匹配较困难，工作带宽较窄。 图2―4―1 引向天线

1.引向器(Director)与反射器(Reflector) 1.1两个有源振子的情况 图2―4―2 引向天线原理 (a)振子“2”为反射器；(b)振子“2”为引向器 图a振子“2”的作用好像把振子“1”朝它方向辐射的能量“反射”回去，故振子“2”称为反射振子(或反射器)。;图b此时振子“2”的作用好像把振子“1”向空间辐射的能量引导过来，则振子“2”称为引向振子(或引向器)。

现在继续分析这一问题。如果将振子“2”的电流幅度改变一下，例如减小为振子“1”的1/2，它的基本作用会不会改变呢？ 图2―4―2 引向天线原理 (a)振子“2”为反射器；(b)振子“2”为引向器 现在继续分析这一问题。如果将振子“2”的电流幅度改变一下，例如减小为振子“1”的1/2，它的基本作用会不会改变呢？ E2对E1的相位关系并没有因为振幅变化而改变，因此最大辐射方向及零射方向不会改变 即：图a中仍然在φ=0°方向，但最大值E=1.5E1,在φ=180°方向，最小值E=0.5E1,因此相对于振子“1”，振子“2”仍然起着引向器的作用。结论：在一对振子中，振子“2”起引向器或反射器作用的关键不在于两振子的电流幅度关系，而主要在于两振子的间距以及电流间的相位关系。

若振子“2”所在方向的M点辐射场较强，则“2”为引向器； 反之，则为反射器。设I2=mI1ejα，间距d=0.1λ~0.4λ， 实际工作中，引向天线振子间的距离d一般在0.1λ~0.4λ之间，在这种条件下，振子“2”对振子“1”的电流相位差等于多少才能使振子“2”成为引向器或反射器呢？下面作一般性分析。为了简化分析过程，我们只比较振子中心联线两端距天线等距离的两点M和N处辐射场的大小（图2―4―3）。 若振子“2”所在方向的M点辐射场较强，则“2”为引向器； 反之，则为反射器。设I2=mI1ejα，间距d=0.1λ~0.4λ， 则在M点E2对E1的相位差Ψ=α+kd。则在N点E2对E1的 相位差Ψ=α-kd。根据d的范围0.1λ~0.4λ之间,36°≤kd≤144°。如果0°<α<180°，即I2的初相导前于I1时，在N点辐射场较强，所以振子“2”起反射器的作用。如果-180°<α<0°，即I2落后于I1时，则在M点辐射场较强，振子“2”起引向器作用。 图 2―4―3 结论：在d/λ≤0.4的前提下，振子“2”作为引向器或反射器的电流相位条件是 反射器：0°<α<180° 2超前 引向器：-180°<α<0°2滞后 电磁波总是向相位滞后的方向传播

2.4.1引向天线的工作原理（两个有源阵子） 结论：波总是沿相位滞后的方向传播

2.4.2 二元引向天线 实用中为了使天线的结构简单、牢固、成本低，在引向天线中广泛采用无源振子作为引向器或反射器，如图2―4―4所示。因为一般只有一个有源振子，在引向天线中无源振子的引向或反射作用都是相对于有源振子而言的。 为什么无源振子能够起引向或反射器的作用呢?我们可以从最简单的二元引向天线进行分析。如图2―4―4所示，假定有源振子“1”的全长为2l1，无源振子“2”的全长为2l2，二者平行排列，间距为d，则从概念上讲，在有源振子电磁场的作用下，无源振子将被感应出电流I2。有电流就会有辐射，无源振子的辐射场将对二元引向天线做出贡献，因而就方向性而论,无源振子实质上也是一个有效天线单元。只不过I2不是由振子“2”本身的电源而是由它自身的尺寸以及与有源振子的相对关系决定而已。 y 2l 1 2 d x z 1: 有源振子 2: 无源振子

等效回路方程式： U1=I1Z11+I2Z12 U2=I1Z21+I2Z22 =0 m和α由振子的长度(2l1,2l2)和间距d所决定。

表2―4―1 电流比（2l1/λ=0.475）

分析图2―4―5可以看出： ; （1）当有源振子2l1/λ一定时，只要无源振子长度2l2/λ及两振子间距d/λ选择得合适，无源振子就可以成为引向器或反射器。对应于合适的d/λ值，通常用比有源振子短百分之几的无源振子作引向器，用比有源振子长百分之几的无源振子作反射器。 （2）当有源及无源振子长度一定时，d/λ值不同，无源振子所起的引向或反射作用不同，例如对于2l2/λ=0.450，当d/λ=0.1时有较强的引向作用，而当d/λ≥0.25以后就变成了反射器。因此，为了得到较强的引向或反射作用，应正确选择或调整无源振子的长 度及两振子的间距。 （3）为了形成较强的方向性，引向天线振子间距d/λ不宜过大，一般d/λ<0.4。 图2―4―5 二元引向天线方向图

3.多元引向天线(Multiple Element Antenna) 图2―4―6 某六元引向天线及其方向图 (a)引向天线示意图；(b)E面方向图； (c)H面方向图；(d)立体方向图

通过调整无源振子的长度和振子间的间距，可以使反射器上的感应电流相位超前于有源振子（满足式（2―4―1））；使引向器“1”的感应电流相位落后于有源振子；使引向器“2”的感应电流相位落后于引向器“1”；引向器“3”的感应电流相位再落后于引向器“2”……如此下去便可以调整得使各个引向器的感应电流相位依次落后下去，直到最末一个引向器落后于它前一个为止。这样就可以把天线的辐射能量集中到引向器的一边（z方向，通常称z方向为引向天线的前向），获得较强的方向性。图2―4―6（b）、（c）、（d）示出了某六元引向天线（2lr=0.5λ，2l0=0.47λ，2l1=2l2=2l3=2l4=0.43λ，dr=0.25λ，d1=d2=d3=0.30λ，2a=0.0052λ）的E面、H面和立体方向图。 图2―4―6 某六元引向天线及其方向图(a)引向天线示意图；(b)E面方向图； (c)H面方向图；(d)立体方向图

由于已经有了一个反射器，再加上若干个引向器对天线辐射能量的引导作用，在反射器的一方（通常称为引向天线的后向）的辐射能量已经很弱，再加多反射器对天线方向性的改善不是很大，通常只采用一个反射器就够了。至于引向器，一般来说数目越多，其方向性就越强。但是实验与理论分析均证明：当引向器的数目增加到一定程度以后，再继续加多，对天线增益的贡献相对较小。图2―4―7给出了包括引向器、反射器在内的所有相邻振子间距都是0.15λ，振子直径均为0.0025λ的引向天线增益与元数的关系曲线。 由图可以看出，若采用一个反射器，当引向器由一个增加到两个时（N=3增至N=4），天线增益能大约增大1dB，而引向器个数由7个增至8个（N=9增至N=10）时，增益只能增加约0.2dB。不仅如此，引向器个数多了还会使天线的带宽变窄、输入阻抗减小，不利于与馈线匹配。加之从机械上考虑，引向器数目过多，会造成天线过长，也不便于支撑。因此，在米波波段实际应用的引向天线引向器的数目通常很少超过十三四个。 图2―4―7 典型引向天线的增益与总元数的关系

2.4.2 引向天线的电特性 虽然实际应用的引向天线不一定是等间距的，引向器也不一定是等长的，但为了大致了解引向天线的电特性，还是通过表2―4―2给出了等间距、引向器等长的一些引向天线的典型数据，包括不同元数、不同振子长度、不同间距时引向天线的增益、输入阻抗以及E面和H面方向图的波束宽度、副瓣电平前后辐射比。所谓前后辐射比，是指方向图中前向与后向的电场振幅比，它在引向天线中具有一定的实际意义。 表2―4―2 引向天线的电参数

1.输入阻抗 引向天线是由若干个振子组成的，由于存在着互耦，在无源振子的影响下，有源振子的输入阻抗将发生变化，不再和单独一个振子时相同。这种影响主要体现在两个方面，一个是使有源振子的输入阻抗下降，二是使输入阻抗随频率变化得更厉害。单独一个半波振子的输入电阻一般约70Ω，在引向天线中如果用半波振子作有源振子，天线的输入电阻往往会大大下降，有时只有十几欧姆。加之有的馈电平衡转换装置(简称平衡器，将在下面介绍)，例如U形管本身具有阻抗变换作用，便使得天线很难与常用的同轴电缆匹配(标准同轴电缆的特性阻抗为50Ω或75Ω)。为此，必须设法提高引向天线的输入电阻。除了通过调整天线尺寸提高输入电阻的方法以外，最有效也是最常用的措施是采用下面将要介绍的“折合振子”。另外，已知对称振子的输入阻抗随频率的变化比较厉害，现在又加上了无源振子的影响，变化得就更厉害。因此，引向天线一般只能在很窄的带宽（典型值为2％）内与馈线保持良好匹配。 实用中常常不注重引向天线输入阻抗的精确值，主要以馈线上的驻波比为标准进行调整。当引向天线要求在稍宽的频带内工作时，只有牺牲对驻波比的要求。此时,往往只要求驻波比小于2或者更差一点。

2.方向图的半功率角与副瓣电平 原则上引向天线的方向图可以用矩量法（MoM）按照实际结构计算，由于元数较多时各振子电流的计算比较复杂，在工程上多用近似公式、曲线和经验数据来估算。引向天线半功率角的估算公式为 图2―4―8为半功率角的估算曲线。上式及图中的L为引向天线的长度，是由反射器到最后一个引向器的几何长度；λ为工作波长。按照式(2―4―4)或图2―4―8得到的半功率角是个平均值。实际上,引向天线的H面的方向图比E面的要宽一些，因为单元天线在H面内没有方向性，而在E面却有方向性。 由图2―4―8可以看出，当L/λ>2以后，2θ0.5随L/λ的增大下降得相当缓慢，所以引向天线的半功率角不可能做到很窄，通常都是几十度。 图2―4―8 2θ0.5~L/λ的关系

引向天线的副瓣电平一般也只有负几分贝到负十几分贝，H面的副瓣电平一般总是较E面的高(参看表2―4―2)。由表2―4―2还可以看出，引向天线的前后辐射比往往不是很高，即引向天线往往具有较大的尾瓣，这也是不够理想的。为了进一步减小引向天线的尾瓣，可以将单根反射器换成反射屏或“王”形反射器等形式。图2―4―9为带“王”字形反射器的引向天线。 图2―4―9 带“王”字形反射器的引向天线

图2―4―10 D~L/λ的关系 3.方向系数和增益系数 引向天线的效率很高，差不多都在90%以上，可以近似看成1,因而引向天线的增益系数也就近似等于它的方向系数，即 G=ηD≈D （2―4―5） 图2―4―10 D~L/λ的关系

4. 极化特性 常用的引向天线为线极化天线，它的辐射场在空间任一点随着时间的推移都始终在一条直线上变化。当振子面水平架设时，工作于水平极化；当振子面垂直架设时，工作于垂直极化。 5.带宽特性 引向天线的工作带宽主要受方向性和输入阻抗的限制，一般只有百分之几。在允许馈线上驻波比S≤2的情况下，引向天线的工作带宽可能达到10%。 用单根无源振子作反射器时，由于自阻抗、互阻抗以及电间距d/λ均与频率关系密切，因而引向天线的工作带宽很窄。此时可以采用排成平面的多振子（例如“王”形振子）或由金属线制成的反射屏作为反射器，这样不仅可以增大前后辐射比，还可以增加工作带宽。

有源振子的带宽对引向天线的工作带宽有着重要影响。为了宽带工作，可以采用直径粗的振子，如扇形振子、“X”形振子以及折合振子等等。图2―4―11为扇形振子及“X”形振子。有关折合振子的介绍将在下面给出。 (a)扇形振子；(b)“X”形振子

两并列八木天线 八木天线

2.4.3 半波折合振子 前已指出，由于振子间的相互影响，引向天线的输入阻抗往往比半波振子的降低较多，很难与同轴线直接匹配。加之同轴线是非对称馈线，给对称振子馈电时需要增加平衡变换器，而有的平衡变换器又具有阻抗变换作用，进一步将天线的输入阻抗变小，例如，U形管同轴平衡变换器能把作为平衡器负载的天线输入阻抗变成1/4原阻抗再与主馈线相接，这样就更难实现阻抗匹配。实验证明，有源振子的结构与类型对引向天线的方向图影响较小，因此可以主要从阻抗特性上来选择合适的有源振子的尺寸与结构，工程上常常采用折合振子，因为它的输入阻抗可以变为普通半波振子的K倍（K>1）。 半波折合振子(HalfWave Folded Dipole)的结构如图2―4―12所示，振子长度2l≈λ/2，间隔D<<λ。图2―4―12（a）为等粗细的型式，图2―4―12（b）为不等粗细的型式。 图2―4―12 半波折合振子

粗略地说，可以把半波折合振子看作是一段λ/2的短路线从其中点拉开压扁而成，如图2―4―13所示。折合振子的两个端点为电流节点，导线上电流同相，当D<<λ时，折合振子相当于一电流为IM=IM1+IM2的半波振子，故方向图将和半波振子的一样。 图2―4―12 半波折合振子 电流波节点 图2―4―13 半波折合振子的构成及电流分布

为什么半波折合振子能够具有较高的输入电阻呢？这与它的特殊结构有关。对于等粗细的半波折合振子（图2―4―12（a）），IM1=IM2，折合振子相当于具有波腹电流IM=IM1+IM2=2IM1的一个等效半波振子。因此，不仅它的方向性与半波振子的相同，而且它的辐射功率也可以写成：   其中,Rr为以波腹电流计算的辐射电阻,也刚好是等效半波振子的输入电阻，一般约为70Ω。 对于半波折合振子来说，馈电点的输入电流实际上为IM1，而不是IM，所以它的输入功率为 由于天线的效率η=1，半波折合振子的输入功率Pin等于它的辐射功率Pr，令式（2―4―6）与（2―4―7）相等，便可以求得 计及IM=2IM1，则 即等粗细半波折合振子的输入电阻等于普通半波振子输入电阻的4倍。因此折合振子具有高输入电阻的突出特点。

当a1=a2时， 当a1>a2时， 当a1<a2时， 实际工作中不一定刚好要求半波折合振子的输入电阻是半波振子的4倍，这时可以采用图2―4―12（b）所示的不等粗细折合振子。下面将会证明，此时半波折合振子的输入电阻与半波振子输入电阻之间满足以下关系： 式中D及a1，a2的意义见图2―4―12（b）。 由式（2―4―10）可知： 当a1=a2时， 当a1>a2时， 当a1<a2时，

对于半波折合振子，UM1=UM2=UM。代入式（2―4―8），半波折合振子的输入电阻为 为什么a1≠a2时会有以上结果呢？可以作如下解释。将折合振子“还原”成图2―4―14的短路线时，两段λ/4线的特性阻抗不等。当a1>a2时，Zc1<Zc2；当a1<a2时，Zc1>Zc2。 对于终端短路长线，有 对于半波折合振子，UM1=UM2=UM。代入式（2―4―8），半波折合振子的输入电阻为 图2―4―14 等效短路线 由传输线理论可知，平行双导线的特性阻抗 ，D为双导线 的间距，d=2a为双导线导线的直径，a为半径。因此上式又可写成： 这就是式（2―4―10）。

半波折合振子除了输入电阻大的优点之外，因为它的横断面积较大，相当于直径较粗的半波振子，而振子越粗,振子的等效特性阻抗越低，输入电阻随着频率的变化就比较平缓，有利于在稍宽一点的频带内保持阻抗匹配，所以半波折合振子还具有工作带宽较普通半波振子稍宽的优点。实验证明，D值选得大一些，不仅容易弯曲加工，而且工作频带较宽，但D值太大时，两个窄边将产生辐射，使天线增益下降，方向性变坏，故通常取D=(0.01~0.03)λ。 当把半波折合振子用于引向天线时，可以证明半波折合振子仍然能把用半波振子作有源振子时的引向天线的输入电阻扩大K倍。因此在引向天线中广泛地被用作有源振子。

4.9天线的馈电 接收天线 发射天线 接收机 发射机 电波传播 前面我们讨论了对称振子天线。在研究它们的性质时，我们将功率源和传输线放在幕后，因为它不影响天线本身的性能。但就实际工作的系统来看，天线系统的性能和天线与馈电传输线组合后的（天馈系统）电特性有密切的关系。为了有效地将发射机提供的功率尽可能转化为天线的辐射功率，采用的技术手段包括：阻抗匹配技术和对称振子馈电中的不平衡←→平衡变换等。阻抗匹配技术，是由于传输线的特性阻抗通常为纯电阻，而天线的输入阻抗一般是复阻抗，这要采用阻抗匹配技术。 接收天线 发射天线 接收机 发射机 电波传播

一、阻抗匹配技术 传输线理论: 从传输线方程解的形式上看，传输线上的电压或者电流，既有沿z轴正向传播的入射波，又有沿z轴负方向传播的反射波，传输线上总的电压或者电流是入射波电压（电流）与反射波电压（电流）的叠加。

反射系数 传输线上某点处的反射系数定义为该点的反射波电压与入射波电压之比，即： 令终端负载处的反射系数为 只要反射系数Γ≠0时，就会有反射波存在，它会携带能量沿着－z方向传输，也就是说从信号源传向负载的能量，又被反射回信号源了。为了使得信号源能量，尽可能大的转换成负载消耗的能量，我们要尽可能大的消除反射，因此微波电路或系统要采取阻抗匹配技术。

1、负载与传输线之间的匹配：目的是使负载无反射,条件是使负 阻抗匹配技术 （1）阻抗匹配概念： 1、负载与传输线之间的匹配：目的是使负载无反射,条件是使负 载阻抗＝特性阻抗 ZL＝Z0 ，其方法是在负载与传输线之间接入匹配装置，使其输入阻抗作为等效负载与传输线的特性阻抗相匹配。 匹配网 加匹配网后再相连，则无反射 直接相连出现反射

2、信号源与传输线之间的阻抗匹配，它分为两种情况： (1)信号源与负载线匹配，目的是使信号源端无反射：条件是选择负载阻抗ZL或传输线参数Z0，βl ，使Zin＝ZG ；若负载端已经匹配，则使得电源内阻抗ZG＝Z0传输线特性阻抗 (2)信号源共轭匹配，目的是使得信号源输出功率最大， 条件为Z*G＝Zin 匹配网 直接相连出现反射 匹配网 加匹配网后再相连，则无反射or传输功率最大 Z*G＝Zin

（c）以上两种情况都考虑 直接相连出现反射 匹配网 加匹配网后再相连，则无反射or传输功率最大 天线作为发射机和传输线的负载，我们希望有效地将发射机提供的功率尽可能转化为天线的辐射功率，同样要采用阻抗匹配技术，是由于传输线的特性阻抗通常为纯电阻，而天线的输入阻抗一般是复阻抗，这要采用阻抗匹配技术，否则，发射机的传输能量会被反射回去，对天线来说是一种能量损耗。

二、平衡←→不平衡变换器 信号源或负载或传输线，根据它们对地的关系，都可以分成平衡和不平衡两类。 若信号源两端与地之间的电压大小相等、极性相反，就称为平衡信号源，否则称为不平衡信号源； 若负载两端与地之间的电压大小相等、极性相反，就称为平衡负载，否则称为不平衡负载； 若传输线两导体与地之间阻抗相同，则称为平衡传输线，否则为不平衡传输线。 在不平衡信号源与不平衡负载之间应当用同轴电缆连接，在平衡信号源与平衡负载之间应当用平行双线传输线连接，这样才能有效地传输信号功率，否则它们的平衡性或不平衡性将遭到破坏而不能正常工作。 如果要用不平衡传输线与平衡负载相连接，通常的办法是在两者之间加装“平衡－不平衡”的转换装置，一般称为平衡变换器

二、平衡←→不平衡变换 器 （1）为什么需要平衡←→不平衡变换器 对称振子天线：终端开路传输线张开一定角度形成的 等幅反相 等幅同相 线天线通过传输线馈电,对称振子的溃线主要是双线传输线和同轴线,前者为平衡传输线,后者为不平衡传输线.实际工作中,许多天线本身是“平衡”的,例如对称振子.折合振子以及后面将要介绍的等角螺旋天线等都是对称平衡的.因而这些天线要求平衡馈电.用平行双导线馈电,不存在问题,但用同轴线馈电时，就存在“平衡”与“不平衡”之间的转换问题. （1）为什么需要平衡←→不平衡变换器 对称振子天线上各对称线元上的电流分布等幅同相 。均匀传输线上（平行双线等）的电流分布有相同的特点。那么为什么用同轴线对对称振子天线馈电时，将出现从不平衡到平衡的变换问题? 对称振子天线：终端开路传输线张开一定角度形成的 等幅反相 等幅同相 为什么用非平衡传输线给对称振子等平衡负载馈电时会出现问题呢?如图所示：如果用平行双导线馈电，对称振子两臂上的的电流等幅、对称。

对称振子天线上各对称线元上的电流分布等幅同相 1.2、同轴线对对称天线的馈电 对称振子天线上各对称线元上的电流分布等幅同相 I1 I2 I3 I4 但用同轴线馈电时，假如直接把同轴线的内外导体分别端接振子的左右两臂，则由于同轴线外导体外表面与右臂间的分布电容，使得它成为相当于左臂的一部分，起到分流(存在I4)的作用，如图所示：这种现象有时称为电流“外溢”。根据电流连续性定理，在馈电点处I1 ＝I2 ，而 I2＝I3＋I4，I3<I1，导致振子两臂的电流不再相等，失去了原来的“对称”性。另外，I4的存在所产生的辐射，还会造成交叉极化分量，破坏了原来的正常极化，这些都是人们所不希望的。为此，应采取适当措施加以克服，该措施就是采用平衡器。 平衡←→不平衡间的变换，实际中常用的平衡←→不平衡变换器是实现其功能的 .(1)找寻适当的途径使得I4=0。(2)另一个就是让左、右臂均有分流，且为均衡分流（3）振子的两臂均接同轴线内导体

当工作频率改变时，扼流套的输入阻抗减小（不在是开路点），I4会相应增大起来，平衡将遭到破坏。故这种平衡器的工作带宽很窄，属窄带器件。 2、平衡←→不平衡变换器 2.1套筒形变换器（ l/4 扼流套） 找寻适当的途径使得I4=0。 I3 I1 输入端 它是在原同轴线的外边增加一段长为l/4 的金属罩，罩的下端与同轴线外导体短接。这时，罩的内表面与原同轴线外导体的外表面便形成一段l/4 终端短路的新同轴线，它的输人阻抗为无穷大使得馈电点处的I4＝0，因而扼止了I4，保证了振子两臂电流的对称性。 短路点 当工作频率改变时，扼流套的输入阻抗减小（不在是开路点），I4会相应增大起来，平衡将遭到破坏。故这种平衡器的工作带宽很窄，属窄带器件。

2.2分支导体变换器（附加平衡段的平衡器） 左、右臂均有分流，且为均衡分流 I2I4 I1 I2 I4 I1 I2I4 I4 I2 I1 它是在同轴线外面平行接上一段(长度为l/4 )与同轴线等粗细的金属柱体．圆柱体底部与同轴线外导体短接，形成一段特性阻抗为Z0 的 l/4 终端短路平行双导线。同轴线外导体直接接天线一臂，内导体与附加圆柱体连接后接天线另一臂,当λ＝λ０时，λ／4短路线输入端电流I4为零，振子两臂电流相等；当λ≠λ０时，虽I4存在，但仍然保持相等。故附加平衡段平衡器是宽带的、因而又称宽带λ／4平衡器。同时由于I4是流入平行双导线的电流，对外不会产生对上作不利的附加辐射。 I1 I2 I2I4 I4 I2I4 I1 I4 I2 I1 I4

U形弯管变换器：一段长度为λ／2的同轴线，天线两臂均接内导体，对地自然平衡 A B 馈电同轴线 半波长U形弯管 对称天线 对称振子天线： 馈电点处电流为等幅反相， 电压为等幅反相 同轴线上的电流在相距为半个波长位置的两点处电流为等幅反相 A B

阻抗变换作用U形管除了平衡作用之外，由图可知，可知它还兼有阻抗变换作用 天线输入阻抗 主馈同轴线 外导体接地 A B A点输入电压： A点对地电压： 由于传输线半个波长的阻抗重复性，在主馈同轴线的输入端，输入阻抗为两个ZA／2的并联，因而它的负载是天线输入阻抗ZA的1／4。因此，在考虑天线与同轴线的阻抗匹配时必须注意到这一点。例如，采用75欧同轴线给天线馈电时，为达阻抗匹配，要求天线的输入阻抗ZA＝4×75＝300欧姆。这时用普通半波振子是不合适的，但用等租细的半波折合振子就能达到良好的匹配效果。

2.4.5 环形元引向天线 引向天线既可用对称振子组成，也可用其它型式的辐射元构成，例如圆环、方环等按引向天线原理组合起来就构成了环形元引向天线(Loop Element YagiUda Antenna)，如图2―4―21所示。 依据环天线有关理论可知，当环的周长约为一个波长时，在垂直于环面方向上，增益近似为3.2dB，输入阻抗基本上是一约为100Ω的纯电阻。 图2―4―21 环形元引向天线

仿照普通引向天线，选用若干个周长近似为一个波长的圆环或方环，调节环的周长与环间距离，就可以获得较好的端射阵天线的电特性。实验证明，反射环的半径br及其与主环（激励环）间的距离dr对增益影响不明显，但它对后向辐射和输入导纳有较大的控制作用；激励环的尺寸及线径对增益的影响也不大，同样对后向辐射和输入导纳的影响较大。因此，在研究环形元引向天线时往往将两者视为一体，作为统一的激励元来处理，而着重研究引向环的作用。 引向环的数目、尺寸和间距对天线各项指标均有影响，特别是环的数目对增益起关键性作用。理论计算和实验表明： （1）当各引向环的间距d=(0.1~0.3)λ时，选择引向环kb=0.9，可获得较高的前向增益。 （2）当引向环kb一定时，在d≤0.3λ范围内，前向增益随间距d的增大而增大，但递增率却随着引向环数目的增多而变慢。在kb=0.7，间距d≥0.15λ时，前向增益几乎与d无关。对于这种较小尺寸的引向环，可以在保持前向增益一定的前提下，调节d以满足其它电指标的要求。

（3）H面的半功率波瓣宽度比E面宽，一般情况下输入阻抗都有一非零值的电抗成分，可以微调主环的尺寸、线径、反射环以及第一、二个引向环的几何参数并采用匹配装置,以满足馈线与驻波比的要求。 （4）当kb0=1.1，kbr=1.05，dr=0.1λ时，若引向环的周长接近一个波长，环间将发生强烈的耦合作用，前向增益会有明显的下降，设计时必须避免此现象的出现。通常引向环的尺寸kb总是稍小于1的。 环形元引向天线结构简单、增益高，一个在1200MHz设计的这种天线，激励环的周长约为1.2λ，共25元，其增益在20dB以上，用同轴线直接馈电。 按一个波长环的分析，可以将环等效为两平行排列的半波振子，故也可将环形元引向天线等效为上下两层并列的引向天线阵。

2.4.6 背射（返射）天线概述 背射天线是20世纪60年代初在引向天线基础上发展起来的一种新型天线。由于其结构简单、馈电方便、纵向长度短、增益高（可达数百）和副瓣背瓣较小（可分别作到-20dB和-30dB以下）等优点，得到天线工作者的重视。其中的短背射天线，更由于它效率高、能平装及可用介质材料密封等优点，而在宇航和卫星上得到重视和应用。 1.背射天线(Back Fire Antenna) 在引向天线最末端的引向器后面再加一反射盘T，就构成背射天线，如图2―4 ― 22所示。当电波沿引向天线的慢波结构传播到反射盘T后即发生返射，再一次沿慢波结构向相反方向传播，最后越过反射器向外辐射，故又称为返射天线。它相当于将原来的引向天线长度增加了1倍，故在同样长度上可望多获得3dB的增益，此外，由于反射盘的镜像作用，增益还可以再加大一些（理想情况下是再增加3dB）。 图 2―4 ―22

反射盘一般称为表面波反射器，它的直径大致与同一增益的抛物面天线的直径相等；反射盘与反射器之间的距离应为λ/2的整数倍。如果在反射盘的边缘上再加一圈反射环（边框），则可使增益再加大2dB左右。一个设计良好的背射天线，可以做到比同样长度的引向天线多8dB的增益，其增益可用下式大致估算：   当要求天线的增益为15～30dB时，采用背射天线是比较恰当的，因为在此增益范围内，引向天线的长度太大,不易实现，对称振子阵列的馈电系统复杂，而用抛物面天线时，结构、工艺上均不经济。

图 2―4―23 2.短背射天线(Short Back Fire Antenna) 这种天线由一根有源振子（或开口波导、小喇叭）和两个反射盘组成，如图2―4―23所示。小反射盘的直径为（0.4～0.6）λ，大反射盘的直径为2λ，边缘上有宽度W=λ/4~λ/2的边框——反射环。电波在两个反射盘之间来回反射，其中一部分越过小反射盘向外辐射。 各部分的巧妙组合形成了一个较为理想的开口电磁谐振腔，使其定向辐射性能加强而杂散能量减弱，因而能获得较高增益和较低副瓣。其增益约为8.5～17dB，在同样增益下，其长度可为引向天线的1/10。目前该天线主要依靠经验数据进行设计，再通过实验调整。 图 2―4―23

作业： 2.1，2.3，2.4 2.7，2.8，2.10，2.12，2.13 附加题：同轴线对对称振子天线馈电时，将出现从不平衡到平衡的变换问题（1）试述同轴线对对称振子天线馈电时，对称振子天线上出现两臂电流（不相等）的原因。（2）简述3种平衡－不平衡变换器的工作原理 谢谢！