第6章 天線

綱要 6-1 輻射功率場型、增益、波束(Radiation Power Pattern, Gain, and Beams) 6-2 Hertz偶極天線(Hertz Dipole Antenna) 6-3 遠場近似法(Far-Field Approximation) 6-4 半波長偶極天線 6-5 天線陣列(Antenna Arrays) 6-6 八木天線(Yagi-Uda Antennas) 6-7 孔口天線(Aperture Antennas)

電磁場的產生 Maxwell方程式 電流和電荷產生電磁場 電荷守恆定律 產生電磁場的只是電流 配合起始條件(Initial Condition)，可以由電流決定電荷 產生電磁場的只是電流

輻射(Radiation) 考慮空間中電流分佈 電流改變時，週遭的磁場會發生改變 磁場改變時，電場也跟著變 電磁場的強度便因此傳播出去 (輻射) 即使沒有特殊的構造來傳導它，電磁場也能夠傳開 電流變化產生電磁場變化

破壞導波系統結構的輻射 切斷無窮長導波管，裏頭傳播的電磁能量被釋放出來 導波管中的電場變化，在開口外的空間中引起了磁場變化 而這些磁場變化又影響了電場 形成輻射 切斷導波管造成輻射

天線(Antennas) 產生輻射的裝置 例如時變電流，或開口導波管

綱要 6-1 輻射功率場型、增益、波束(Radiation Power Pattern, Gain, and Beams) 6-2 Hertz偶極天線(Hertz Dipole Antenna) 6-3 遠場近似法(Far-Field Approximation) 6-4 半波長偶極天線 6-5 天線陣列(Antenna Arrays) 6-6 八木天線(Yagi-Uda Antennas) 6-7 孔口天線(Aperture Antennas)

輻射特性 輻射功率在各方向的相對比例 輸入功率用於輻射的比率 瞭解天線在各方向輻射的相對比例，便利接收 把大部份功率送到所希望的方向上 節約功率，並避免干擾到其他的電磁波系統 輸入功率用於輻射的比率 可以知道輻射系統是否有效率

輻射功率場型 (Radiation Power Pattern) 球座標系中(q，f)方向，每單位立體角分到功率p(q，f) 3D場型 同時考慮(q，f) 較難掌握 2D場型 和 2D輻射功率場型的直角座標表示圖 2D輻射功率場型的極座標表示圖

波瓣(Lobe)或波束(Beam) 輻射功率場型中一瓣一瓣的叫做波瓣(Lobe)或波束(Beam) 最大的稱主波瓣(Main Lobe) 其餘為次要波瓣，或副波瓣(Side-Lobe) 2D輻射功率場型的直角座標表示圖 2D輻射功率場型的極座標表示圖

3D輻射功率場型 p(q，f)比較簡單時可繪出其立體圖形 p為常數的曲面和平面 的交線就是 的極座標圖形 輻射場型的立體圖形表示一例

無向性天線(Isotropic Antenna) 由天線功率對角度的分配p(q，f)可大致明瞭其集中功率於某一方向的能力 通常，可以拿它來和無向性天線比較 無向性天線 (並不存在，只是一種理想)均勻向四面八方輻射，沒有特別強或特別弱的方向 無向性天線 p(q，f) ＝ Pr 是總輻射功率

指向性(Directivity) 天線集中功率的能力 定義為天線功率輻射最大方向的p(q，f) ＝Pmax與無向性天線輻射相等功率的p(q，f) 之比值 無向性天線之指向性為1

增益(Gain) 假設天線之效率為ef，即輸入的功率為 P 時，有 ef P的功率輻射出去 天線增益定義為輻射最大方向的p(q，f)＝Pmax與把輸入功率全部輻射出去之無向性天線的p(q，f)之比值 當天線效率百分之百時 G＝D 通常天線的金屬不是完全導體，或者介質部份有損耗，造成P無法完全輻射轉為Pr，所以 ef < 1

集中能力強的理想天線之指向性 只在某個很小的立體角範圍輻射功率，其餘方向均無功率 沒有損耗 增益和指向性均可近似為 此亦為實際窄波瓣(Beam)天線指向性的良好近似式 WB此時指由最大輻射功率之半的點所圍成的立體角範圍 窄波束天線之輻射場型

窄波束天線計算例題1 某窄波束之天線的增益為44(dB) 令其主要波束之截面為圓形，求其波束之夾角

窄波束天線計算例題1解答 (steradian) 0.025(rad) 窄波束天線之近似輻射場型 1.43°

窄波束天線計算例題2 有人想過在地球外的同步軌道上建立發電廠，收集太陽能後以微波傳送地球，稱為SPS (Solar Power Satellites) 假設所用天線的波束夾角為qB＝0.1o 距離地球36000公里 假設波束為圓形截面 問地球上被照到的區域面積有多少？

窄波束天線計算例題2解答 1.75×10-3 (rad) 2.41×10-6 (steradian) 照到的區域面積 窄波束天線之近似輻射場型 照到的區域面積 3.12×109 (m2)

綱要 6-1 輻射功率場型、增益、波束(Radiation Power Pattern, Gain, and Beams) 6-2 Hertz偶極天線(Hertz Dipole Antenna) 6-3 遠場近似法(Far-Field Approximation) 6-4 半波長偶極天線 6-5 天線陣列(Antenna Arrays) 6-6 八木天線(Yagi-Uda Antennas) 6-7 孔口天線(Aperture Antennas)

Hertz天線 構造和分析最簡單的天線 一小段正弦狀波形的電流(其長度dz << l0)在無邊界之自由空間 ( )中輻射

Hertz天線電磁場分析：步驟1 恆成立，故可假設 ＝0 為向量位 自由空間中的Hertz偶極天線 [附錄B向量恆等式: ]

Hertz天線電磁場分析：步驟2 若是靜磁場問題，電流不隨時間而變，令 I = I0，則有 自由空間中的Hertz偶極天線

Hertz天線電磁場分析：步驟3 令電流I = I0coswt，其瞬間電流大小產生之效果應經過 r/vp,0的延遲才扺達P點 換成相量即

Hertz天線電磁場分析：步驟4 自由空間中的Hertz偶極天線

Hertz天線電磁場分析：步驟5 所求為外界之電場，該處無電流

Hertz天線電磁場場線分佈 Hertz偶極天線瞬間之電磁場場線示意圖

輻射電磁場 Poynting向量包含r-2、r-3、r-4、r-5等項 在無窮遠處的球面算積分 時，只有r-2項的 能夠使積分不在 時消失 媒質沒有損耗，在無窮遠球面上通過的總功率等於天線輻射的總功率也不應是零 在 中只有r-1項可以輻射功率，稱為輻射電磁場

輻射總功率與輻射電阻 輻射總功率 輻射電阻 輻射出去的功率，相當於電流接上一個電阻，在電阻中消耗掉的功率 此一等效電阻，稱為輻射電阻

平面波為球面波近似的驗證 對小範圍的 q,f 變化來說， 、 可當作平面波 平面波可視為為球面波近似

輻射電場與磁場之等效傳輸線線路 輻射電場與磁場之等效傳輸線線路

完整電磁場的另一表示法 r-1項形式為輻射場(Erad,Hrad) r-2項形式與電荷造成之靜電場(Estatic charge)或靜電流造成之磁場(Hstatic current)相同 r-3項形式與電偶極矩造成之靜電場 (Estatic dipole)形式相同

完整電磁場對應的等效傳輸線電路 與 對應的等效傳輸線電路

近場(Near Field)與遠場(Far Field) r值大時，電感 有如開路，電容 有如短路，功率可以很容易地送出去，且等效阻抗為h0 r-2，r-3項的場只在r小時有影響 稱為近場 r-1項主要影響遠距離的場 稱為遠場 與 對應的等效傳輸線電路

天線電流所見的等效電路 天線電流送出的功率有效部份成為輻射功率，可以由輻射電阻Rrad表示 無效功率成份提供近場的貯存電能、磁能變換之差，可以用一個電抗XA表示 ZA稱為天線阻抗 電阻成份即為Rrad 電抗XA總結其近場效果 天線的等效電路

天線電流等效電路推導 來自 上的遠場積分 主要來自近場上的磁能電能密度差之體積分

接收天線及接收器的等效電路 天線#1發射的電磁波到達天線#2，激發起天線#2上的電流流動，在天線#2的輸出端產生電壓 電壓大小應該就是天線#1造成的電場沿dz得到的電位差，即 整個天線#2對接收器可看成一個有內阻抗ZA’的波源，其信號送入接收器處理 例如將信號解調，再用來推動喇叭讓我們聽到信號 接收器電路亦可看成一個等效的阻抗 ZT 發射與接收天線 接收天線及接收器的等效電路

接收天線等效電路的內阻抗 移走天線#1 沒有入射場，Ei = 0，所以 voc = 0 另將ZT改為一個電壓或電流源，變成由天線#2輻射 其輻射阻抗就正好等於ZA’ 可知天線的輻射阻抗ZA等於同一天線作為接收天線時，等效電路的內阻抗ZA’ 接收天線及接收器的等效電路

有效接收面積(Effective Area) 定義 相同的入射功率通量密度下，接收到的功率如果均勻分佈，應該分佈在多大的面積裏 接收的能力愈強，收到的功率愈多，有效接收面積也愈大 通常以有效接收面積為天線接收能力的指標 接收天線有效接收面積的概念

Hertz天線的有效接收面積 為得到最大的功率傳輸，令ZT=ZA* ZT接收到的功率為

有效接收面積與指向性的關係 Hertz偶極天線的指向性 這個結果雖是由Hertz偶極天線得到，事實上對所有天線都成立 只要所接的接收器 ZT=ZA* 大天線可能有大的Ae，但其指向性和增益還要看波長

接收天線應用例 兩平行Hertz偶極天線(效率100%)立於真空 其中之一發射頻率為200MHz之電磁波，給相距500(km)遠外的另一天線 兩天線連線與天線垂直 假設送進發射天線的功率為1kW 令接收器阻抗與天線阻抗匹配 求接收天線收到的功率

接收天線應用例題解 收到的功率 (W)

接收功率公式之物理意義 PT為輸入功率，PT/4p為使用無向性天線時，每單位立體角的輻射功率 使用偶極天線時要乘上增益，得到輻射最強方向的每單位立體角輻射功率(PT/4p) GT 輻射功率最強方向的功率通量密度 利用相當於面積AR的孔穴接收入射功率

Friis公式 假設兩天線沒有損耗 對所有形式的天線，在自由空間且相隔甚遠時都成立

綱要 6-1 輻射功率場型、增益、波束(Radiation Power Pattern, Gain, and Beams) 6-2 Hertz偶極天線(Hertz Dipole Antenna) 6-3 遠場近似法(Far-Field Approximation) 6-4 半波長偶極天線 6-5 天線陣列(Antenna Arrays) 6-6 八木天線(Yagi-Uda Antennas) 6-7 孔口天線(Aperture Antennas)

遠場近似法 天線產生的電磁場有遠場、近場之分 遠場與功率的傳播相關，較受重視 可以在解出全部電磁場分佈以後再求遠場 但是其實可以不經這一步，直接由電流分佈找出遠場來，即遠場近似法

距離的近似 觀察點位在遠方，可以用r來近似R 對相位 來說不夠準確 例：令r為100 km，R為100.03 km，l0(波長)＝60 m 對相位 來說不夠準確 例：令r為100 km，R為100.03 km，l0(波長)＝60 m 用1/r代替1/R誤差不過約0.03％ 可是相位差竟達到了180o 遠場近似法的幾何關係 向量位公式

較準確的近似 遠場近似法的幾何關係 (只是 的函數，與r無關) 向量位公式

磁場遠場近似式 得到的全是 ， 項，不是所要找的遠場 項只剩下 ， 分別是 在 方向的分量

遠場近似式中的算符代換

遠場之近似平面波關係 、 都是 形式 在場觀察點附近可以當成平面波來看待

遠場近似法 由已知的電流分佈 找出遠場 和平面波的 關係式一樣

實際天線問題解法 實際的問題真正的困難不在由電流求電磁場分佈，而在如何解出電流分佈來 通常都需要用計算機來算數值解 1968年左右Harrington提出動差方法(Method of Moment)可用計算機求天線上的電流分佈，風行一時 近年也有其他的數值方法如有限元素法(Finite Element Method)、時域有限差分法(Finite-Difference Time-Domain，FDTD)等提出，可解天線附近的電磁場分佈，進而求輻射場

綱要 6-1 輻射功率場型、增益、波束(Radiation Power Pattern, Gain, and Beams) 6-2 Hertz偶極天線(Hertz Dipole Antenna) 6-3 遠場近似法(Far-Field Approximation) 6-4 半波長偶極天線 6-5 天線陣列(Antenna Arrays) 6-6 八木天線(Yagi-Uda Antennas) 6-7 孔口天線(Aperture Antennas)

線形天線 Hertz偶極天線外，顯然以線形天線外形最為簡單 如天線長度不是波長的整數倍，而且天線也夠細，則天線上的電流可以用傳輸線的想法近似 同軸電纜饋入線形天線

傳輸線的輻射可忽略的原因 兩條線上的電流一去一返，而且其大小呈正弦狀分佈 在遠處，因兩線的距離很近，它們產生的輻射效果差不多 電流方向相反，兩線的輻射遂互相扺銷 輻射可以忽略 末端開路之一段傳輸線

線形天線上的電流近似 傳輸線豎起來，線上的電流大小，大致說來，仍然維持正弦狀分佈 上下兩段線的電流流向相同，其輻射的效果不再互相扺銷，輻射的效率提高 z＝0時 h為波長的整數倍時I0＝0，與實際情況不符 若天線長為波長整數倍，不宜假設電流呈正弦狀分佈 線形天線作為豎起來的傳輸線

半波長奇數倍之線形天線 實際使用常把h取為半波長的奇數倍 原因是根據較進一步的計算，發現天線長度落在半波長整數倍的附近時容易發生“共振” 天線外所貯存的電能和磁能可以互相變換，不需補充 亦即，饋入天線處的阻抗沒有電抗成份 共振情況使天線和傳輸線的匹配比較容易進行 真正的共振點未必正在半波長整數倍的地方 但在半波長奇數倍的附近，天線輸入電抗隨h/l0的變化較為緩慢，可以用簡單的電路補償，消去電抗的成份，故仍可以半波長奇數倍的線形天線近似共振天線

半波長線形天線遠場近似 是欲求電磁場的所在(Field Point)， 是線上電流所在(Source Point) 是由原點向 望去的單位向量 同軸電纜饋入線形天線

半波長線形天線之輻射電場 同軸電纜饋入線形天線

每週期平均之輻射功率及輻射電阻 藉計算每週期平均通過一半徑為r之球面 ( )的功率而求得 通常要轉化為正弦積分和餘弦積分的和，再查表始可積出 利用數值方法(如Simpson’s Rule)由計算機或計算器求出較簡單，最後可化得

半波長線形天線之天線阻抗 更深入一點的計算，可發現，此種假設的電流形式之下，天線輸入阻抗的虛數部份約為42.5(Ω) ，即Zin=73＋j42.5(Ω) 此處電抗成份不為0 由圖知共振時天線長與0.5l0相去不遠，故共振時天線電阻必在73Ω左右 這也是有些常用電纜的特性阻抗要做成 的原因之一 典型的線形天線入電抗相對於 天線長度的變化示意圖 (採自W. L. Stutzman and G. A. Thiele, Antenna Theory and Design, p.200. Wiley, 1981)

半波長線形天線之指向性 每單位立體角輻射出去的功率 最大值發生在 處 當 0時利用L’Hospital Rule可求出 指向性 最大值發生在 處 當 0時利用L’Hospital Rule可求出 指向性 比Hertz偶極天線的1.5稍大 1.64

Hertz偶極與半波長天線場型之差異 Hertz偶極與半波長偶極天線場型之差異

正弦狀分佈電流為近似：說明1 線形天線電流說是正弦狀分佈，完全是一種近似 King曾利用一種疊代(Iteration)的方法證明出來正弦狀分佈電流是一串近似式中的第一階近似 可以利用假設的正弦狀分佈電流，解Maxwell方程式，得出天線表面的電場，算出其切向分量，檢查是否為0

正弦狀分佈電流為近似：說明2 如果正弦狀分佈電流恰好正是天線表面電流 天線假設由完全導體做成 表面的電場切向分量應當是零 由圖可看出，假設的正弦狀分佈電流所解出之天線表面切向分量電場並沒有完全為0 原先假設的電流形式一定不完全正確 大部份表面地區算出的切向分量很接近0，只有兩端偏離得比較厲害 假設電流必定相當接近真正的電流分佈 正弦狀電流假設求出的平行於 天線表面之電場分量大小

綱要 6-1 輻射功率場型、增益、波束(Radiation Power Pattern, Gain, and Beams) 6-2 Hertz偶極天線(Hertz Dipole Antenna) 6-3 遠場近似法(Far-Field Approximation) 6-4 半波長偶極天線 6-5 天線陣列(Antenna Arrays) 6-6 八木天線(Yagi-Uda Antennas) 6-7 孔口天線(Aperture Antennas)

兩個Hertz偶極天線構成的陣列 令兩天線接到同一波源 用一樣長，一樣特性的傳輸線來饋入功率 假設天線電流方向也一致(定為z方向)，都擺放在xy平面 假設兩天線的耦合可忽略 天線#1和#2的輻射特性和並f不相干 各自的輻射功率場型在xy平面上都是圓形 兩個Hertz偶極天線構成的陣列

兩個Hertz天線之陣列遠場推導：步驟1 單一Hertz天線遠場決定因素 在xy平面上都有q = p/2 饋入兩天線的電流都相同 到偶極的距離 與天線電流方向的夾角 電流的大小、相位 在xy平面上都有q = p/2 饋入兩天線的電流都相同 只有到各天線的距離會導致總輻射場不同 兩個Hertz偶極天線構成的陣列

兩個Hertz天線之陣列遠場推導：步驟2 對輻射場而言，距離的變化，幾乎不影響輻射場大小，但是卻嚴重影響相位 天線#1，#2到與x軸成f角之遠處的距離差約為d sinf 這誤差對1/r來說，不算什麼 但對 來講，已足夠造成相當大的差別 兩個Hertz偶極天線構成的陣列

兩個Hertz天線之陣列遠場推導：步驟3 令由天線#1、#2所輻射之電場為 兩個Hertz偶極天線構成的陣列

兩個Hertz天線之陣列遠場推導：步驟4 兩個Hertz偶極天線構成的陣列 由距離造成的相位差

兩個Hertz天線之陣列遠場推導：步驟5 總輻射電場 兩個Hertz偶極天線構成的陣列

陣列因數 (Array Factor)場型 令d=l0/2 在f=90o及270°處，路徑差正好是l0/2，兩天線的輻射場正好扺銷 兩天線構成之陣列的 陣列因數場型隨f角 變化示意圖

兩天線有相位差時的陣列因數 令饋入天線#2的電流比饋入天線#1的電流領先180°相角 除了路徑差造成的相位差之外，尚須考慮天線相位的差別 仍有 但 情況恰與先前相反，f = 90o及270o時反而成了極大，而f = 0o及180o反成了極小

兩天線之陣列因數計算例 d = l0 I1領先I2之相角差為90o |I1| = |I2| 求q = 90o平面上總輻射場型的無效角(Nulls) 無效角即總輻射場為0的角度

兩天線之陣列因數計算例題解 無效角方向上， 和 必差180°，即 輻射場型 ，194.48°，48.59°，131.41°

一維天線陣列 N個天線構成的陣列 如果每個天線的相位都相同，則由 及等比級數公式可得

一維天線陣列之陣列因數討論 陣列因數場型對y=0成對稱(因y和-y代入結果相同) 無效角由 決定 無效角由 決定 即 ，n＝0， 1， 2，. . .，須保持 1 最大值　　　　　　

一維天線陣列計算例 N=80 d = l0/2 求第一個無效角及波束夾角寬度(Beam Width) 波束夾角寬度即波束最大功率之半處的兩個角度差距 天線陣列輻射場場型之 波束夾角寬度

一維天線陣列計算例題解 0.0696 (rad)，再利用圖解法畫出 的圖形，求交點，並由 即波束夾角寬度。 得出 (第一個無效角) 及80 × 0.707 × 的圖形，求交點，並由 得出 即波束夾角寬度。

扇形波束(Fan Beam)與筆形波束(Pencil Beam) 上例在q=90o的平面上操作，所以在f為定值的平面上，波束的夾角仍不小 這種波束有如薄扇，所以稱為扇形波束 取80個一模一樣的上例一維陣列排成80×80的方陣，可預期波束在方向和方向的夾角都差不多只有1.27° 這種波束，稱為筆形波束，定向性極佳

天線電流的相位與波束指向 可使每個天線電流的相位不相同 設天線#i的電流比天線#(i－1)的電流慢D的相角，則 只須把饋到每個天線的傳輸線長短做得不一樣，但仍用同一個波源 也可以每個天線用一個波源來饋入功率，比較不好控制 設天線#i的電流比天線#(i－1)的電流慢D的相角，則 |sin(NY/2)/sin(Y/2)| 之最大仍在Y=0，亦即 之處 波束之指向轉到角度fm

相位陣列天線(Phased Array Antenna)與 微帶天線(Microstrip Antenna) 現代無線通信也常利用這種天線 通常相位陣列天線都是由槽縫或微帶天線構成 容易製作，也比較容易控制饋入訊號的相位 微帶天線為在印刷電路板上製作的一種天線，為目前應用最廣的天線 但其原理不適合於本課程討論

綱要 6-1 輻射功率場型、增益、波束(Radiation Power Pattern, Gain, and Beams) 6-2 Hertz偶極天線(Hertz Dipole Antenna) 6-3 遠場近似法(Far-Field Approximation) 6-4 半波長偶極天線 6-5 天線陣列(Antenna Arrays) 6-6 八木天線(Yagi-Uda Antennas) 6-7 孔口天線(Aperture Antennas)

八木天線：說明1 手機與有線電視普及前，最常見到的無線電視天線 天線陣列每個天線都必須饋入訊號，饋電線路可能極端複雜 八木天線只將訊號饋入其中的一根線形天線，稱為激勵器(Driver) 由激勵器所產生的電磁場又激發其餘線形天線上的電流產生類似陣列的效果，稱為寄生陣列(Parasitic Array) 八木天線示意圖

八木天線：說明2 具有高指向性、低成本、構造簡單的特性 廣泛運用於HF-VHF-UHF的頻率範圍 研究始於1926年，由Uda在日本Tohoku大學完成 1928年由Uda的老師八木(Yagi)寫成英文論文發表 八木天線的結構一般包括三種元件 是激勵器，反射器(Reflector)，導向器(Director) 八木天線示意圖

等長之激勵器與反射器形成之輻射場 令激勵器是半波長的偶極天線，反射器大小也相同 設激勵器單獨存在時產生的電場為 碰到反射器後產生反射電場 兩天線連線之中線處 ＋ ＝0 由反射器產生的電場必與激勵器產生的電場等值反號 整個系統相當於由兩個反相電流天線構成的陣列 兩天線連線方向的輻射較強 激勵器(#2)和反射器(#1) 等長激勵器與反射器形成之 輻射場場型

反射器與導向器 反射器的長度稍比激勵器的長度長一些時，反射會更強 往 f = p 方向傳送的功率就更少 由輻射場場型可看出反射器的作用 如果反射器比激勵器短，可預見其作用相反 在f＝0方向放比激勵器要短的寄生天線，得到的將不是反射器而是導向器 反射器較長時之輻射場場型 導向器與激勵器形成之輻射場場型

三元件之八木天線 把反射器和導向器併在一塊 在 f＝0方向的輻射必更加強而 f = p方向的輻射必定減弱 三元件的八木天線，所能達到的最大指向性約為9dB 此時各元件距離在0.15到0.25波長之間，反射器比激勵器約長5％，而導向器則比激勵器約長5％ 利用動差方法，以計算機求出 結合反射器和導向器的輻射場場型

八木天線的基本研究結果 增加反射器數目對提高增益並無太大幫助。 增加導向器的數目有效，但超過5個時增益的增加有限 八木天線增益與元件數之典型關係 (取自W. L. Stutzman and G. A. Thiele, Antenna Theory and Design，p.225, Wiley, 1981)

八木天線的實作 實際應用中，八木天線都是架在一個桅杆上 激勵器多半用摺疊式的半波長偶極天線 文獻上也有人在印刷電路板上製作相似的天線 桅杆可用鋁製作，對反射器和導向器並沒有什麼影響，但激勵器則須與之絕緣，以免饋入端短路 激勵器多半用摺疊式的半波長偶極天線 可提高輸入阻抗，配合平行二線式的傳輸線 穩定性也比較高 文獻上也有人在印刷電路板上製作相似的天線 摺疊式半波長偶極天線

綱要 6-1 輻射功率場型、增益、波束(Radiation Power Pattern, Gain, and Beams) 6-2 Hertz偶極天線(Hertz Dipole Antenna) 6-3 遠場近似法(Far-Field Approximation) 6-4 半波長偶極天線 6-5 天線陣列(Antenna Arrays) 6-6 八木天線(Yagi-Uda Antennas) 6-7 孔口天線(Aperture Antennas)

孔口天線：導波結構開口 將導波結構截斷變形，造成開口，則電磁波可經由此開口漏出，向外輻射 這種天線以其開口為特徵，稱為孔口天線 最具代表性的有槽孔天線(Slot Antenna) 和號角天線(Horn Antenna) 槽孔天線的幾個例子 號角天線一例

孔口天線：等效孔口 利用光學反射原理，以反射物或類似透鏡之類，將電磁波整頓後再輻射出去 代表天線即熟知之拋物面反射天線 反射天線由小偶極或號角天線饋入訊號，經反射器反射使其波前形狀改變 由外界看來可認為是由碗面形成之開口處電場造成的輻射 拋物面反射天線 拋物面反射天線之等效孔口

孔口天線原理 Huygens原理 可將開口上的電磁場分佈視為等效波源 形成了一個由無窮多波源形成的陣列 波前上的點可認為是波源 可將開口上的電磁場分佈視為等效波源 形成了一個由無窮多波源形成的陣列 如果開口上的電磁場分佈均勻，可認為是N個同相天線構成陣列的極限情況

N天線一維陣列的極限情況 正規化陣列因數 d是天線間距離，顯然 ，時 (開口的寬度)

sinc 函數 通訊理論中常用到的一種函數 之函數圖形示意圖

孔口天線之波束夾角估計 從sinc函數表中發現： 時 ws 大約為0.443 可由 求出波束夾角寬度fB 檢驗：N = 80，d = lo/2，w = Nd = 40 lo 與陣列例題結果相符 0.443＝ ＝0.443 可得　

孔口天線之波束夾角估計結果討論 寬度 w 愈大，fB愈小，即波束夾角寬度愈小 指向性 自然愈大 指向性 自然愈大 這個性質，即使開口處電磁場並不太均勻，也還是對的

號角天線原理 如沒有號角，電磁波仍會輻射出去，但開口處的電力線，磁力線較不規則，輻射定向的能力不很理想 使用號角，則電力線磁力線逐漸由導波管中分佈的形態轉移為能在無窮大空間中輻射的形態，因而有比較好的指向性 進一步的分析和計算發現，指向性隨號角長度而增加 號角太長實用上頗有困難，因此常配合拋物面來使用 號角天線的電力線與磁力線

拋物面式天線原理 通常需要一個基本輻射器和一個旋轉拋物面或拋物柱面 基本輻射器可能是Hertz偶極天線，也可能是號角天線，放在拋物面的焦點上 從拋物面的數學性質可知由拋物面再反射出去的電磁波，其傳播方向都一致，使它的功率更能集中 40至50dB的指向性很普遍 拋物面天線的架構與反射原理