第6章 数字基带传输与数字调制 6.1 数字基带传输 6.2 数 字 调 制

6.1 数字基带传输 6.1.1 引言 经过信源编码数据压缩和信道编码差错控制后得到的数字信号，通常为二元数字信息，其脉冲波形占据的频带一般从直流或较低频率开始直至可能的最高数据频率(几十千赫、几百千赫或几兆赫、几十兆赫)，带宽会很宽，能宽到短波波段的射频范围。

图6-1所示的为基带传输系统的基本结构框图，它由信道信号形成器、传输信道、接收滤波器和取样判决器几部分组成。 图6-1基带传输系统的基本结构框图

6.1.2 数字基带信号的常用码型和功率谱 1.码型选择原则 确定码型(不同表示形式的基带信号)时必须考虑到以下几个方面。 6.1.2 数字基带信号的常用码型和功率谱 1.码型选择原则 确定码型(不同表示形式的基带信号)时必须考虑到以下几个方面。 (1) 对于传输频带低端受限的信道，传输信号码型的频谱中不应包含直流或低频成分；

(2) 应尽量减小码型频谱中的高频成分，既可节省传输频带、提高频谱利用率，又可减少有线信道电缆内不同线对之间的信号串扰； (3) 接收端易于从串行的基带信号中提取位定时信息，再生出准确的时钟信号供数据判决使用；

(4) 便于实时监测传输系统中的信号传输质量，能监测出码流中错误的信号状态； (5) 信道中发生误码时要求所选码型不致造成误码扩散(或称误码蔓延)； (6) 码型变换过程不受信源统计特性(信源中各种数字信息的概率分布)的影响，即码型变换对任何信源具有透明性。

2.码型分类及其特点 (1) 二元码 二元码中基带信号的脉冲波形只有两种幅度，即高电平(H)和低电平(L)。 (2) 三元码(双二进制码，三进制码) 三元码中，数字基带信号的幅度取值有＋1，0和－1三种电平，图6-3(a)所示的为一个例。

图6-3 三元码波形示例

(3) 多元码 多元码码型具有多种电平的幅度取值，如果以m个比特组成一个字，则对应地有2m元码的码型。m=2时构成四元码，如图6-4所示。

图6-4多元码波形示例

3.二元码的种类和特点 图6-5中(1)为基带信号的信息码元，(2)为位定时信号，脉宽T代表1比特的宽度，升降沿代表每比特定时的开始。 图6-5中(3)为单极性不归零(NRZ)码，其波形与图6-2(a)中所示的的原理相同；图中(4)为双极性NRZ，波形与图6-2(b)所示的原理相同。

图6-5中(5)为单极性归零(RZ)码，它与单极性NRZ码相似，区别在于码元“1”的高电平持续时间τ<T/2，其余时间返回零电平(低电平)；而码元“0”一直处于零电平，它实际上是以时间T内有无脉冲调变信号来表示“1”，“0”。 图6-5中(6)为单极性传号差分(NRZ-M)码，其特点是以位定时信号边沿时刻有电平跳变表示“1”，无电平跳变表示“0”。

图中(7)为单极性空号差分(NRZ-S)码，其特点是以位定时信号边沿时刻有电平跳变表示“0”，无跳变表示“1”。 图6-5中(8)为双相码(也称曼彻斯特码或调频码)，其特点是无论码元“1”或“0”，每一码元比特的边缘都有电平跳变。

图6-5中(9)为密勒码(Miller,M)，它是双相码的一种变型，“1”用码元周期中央出现跳变(而其前后沿不出现跳变)来表示；对码元“0”则有两种处理情况，单个“0”时码元周期内不出现跳变，连“0”时在相邻的“0”交界处出现跳变。 图6-5中(10)为密勒平方码(M2)，它是密勒码的变型，其区别在于无论“1”还是“0”，当连续出现的相同码元超过2时省去最后一个比特上的电平跳变，即对于“1”省去其中央电平跳变，对于“0”省去其最后一个码元“0”的前沿跳变。

图6-5几种常用的二元码波形

4.二元码的功率谱 5.码型转换 图6-6所示的为几种二元码的功率谱密度曲线。 上述各种码型可从基本的NRZ码转换产生，并可以从一种码型转换成另一种码型。

图6-6几种二元码的功率谱

6.1.3 使用伪随机序列扰码 1. m 序列的产生 m序列是最常用的一种伪随机二进制序列，它是最长线性反馈移存器序列的简称，是带线性反馈的移存器所产生的周期最长的序列。

2.m序列的性质 m序列具有下列特定的性质。 (1) 均衡性 在m序列的一个周期m=2n－1中，“1”和“0”的数目基本相等，准确地说是“1”的个数比“0”的个数多一个。 (2) 游程分布 将一个周期序列中接连地相同码元的长度称为游程长度，包括1游程和0游程。

(3) 移位相加(mod2)特性 一个m序列Mp，与其经任意次延时移位后得到的序列Mr进行模2和，结果等于Mp经某些次移位后得到的序列Ms，即 这个特性表明了m序列具有封闭性。

…＋ － ＋ ＋ － ＋ － － － ＋ － － ＋ ＋ ＋ － … (4) 伪噪声特性 对一个正态分布的随机噪声(白噪声)取样时，若样值为正，记为“＋”；若样值为负，记为“－”，则将每次取样所得极性排序可写成 …＋ － ＋ ＋ － ＋ － － － ＋ － － ＋ ＋ ＋ － … 这是一个正负随机变化的序列，具有下面的基本性质。

① 序列中“＋”、“－”的出现概率相等。 ② 序列中游程长度为1的游程数约占总游程数的1/2，长度为2的约占1/4……一般地，长度为k的游程数约占1/2k，并且其中“＋”游程和“－”游程约各占一半。 ③ 由于随机噪声的功率谱为常数，因而其傅立叶反变换也即自相关函数R(τ)为一个冲激函数δ(τ)。当τ≠0时，δ(τ)＝0，当τ＝0时，δ(τ)是一个面积为1的脉冲。

可以证明，m序列的均衡性、游程分布、自相关函数和功率谱与上述随机序列的基本性质很相似。因而通常认为，m序列属于伪噪声(PN)序列或伪随机二进制序列(PRBS)。 3.数据序列的加扰和解扰 数据加扰原理是以m序列为基础的，一般的加扰电路构成如图6-10所示。

图6-10加扰电路的一般形式

4.解扰的优点和缺点 加解扰的优点在于，对于会包含有连“1”、连“0”的数据序列，经过PRBS产生的 m序列进行模2和后，将变为伪随机型的数据序列，从而使其功率谱较适合于传输信 道的特性，并且接收端容易从数据流中提取出时钟信号。

至于缺点，一是加扰码传输中发生单个误码时会影响到接收端相继的n个码元的正确解扰，造成误码蔓延(或称误码增殖)；二是当输入的数据序列很特殊，而与m序列作模2和时可能正好形成不良的包含长“1”长“0”的加扰后序列，当然这种概率非常小。

5.实用的加扰电路 在欧洲的DVB(数字视频广播)标准中，无论DVB-S(卫星DVB)、DVB-C(有线电视DVB)还是DVB-T(地面广播DVB)，都对数字基带信号实施同样的能量扩散，即采用15级移存器的PRBS对数据序列作模2和，电路如图6-12所示。

图6-12 15级移存器的PRBS加扰电路

6.1.4 无码间干扰基带传输 1.基带传输系统的基本特点 对于数字信号来说，较小的波形失真影响不大，只要接收端在时钟脉冲确定的信号电平判决时刻能准确地区分出高、低电平，就能无差错地恢复出发送的数据序列，然后进行码型译码，还原成基本的NRZ码。

H(ω)=G(ω)C(ω)R(ω) 2.无码间干扰的基带传输特性 在图6-13上注明的发送滤波、传输信道和接收滤波的复频率特性分别为G(ω)，C(ω)和R(ω)，因此，整个系统的传输特性H(ω)为 H(ω)=G(ω)C(ω)R(ω)

3.无码间干扰传输的实现方法 满足式(6-15)条件的基带传输系统总特性H(ω)的实现方法理论上有无数多种，理想低通型是最基本的一种，截止边沿呈奇对称滚降型是普遍采用的一大类，下面分述之。

(1) 理想低通型 由图6-14可见，理想低通滤波可实现无码间干扰的效果，而且结合这时的系统冲激响应h(t)容易理解其原理。图6-15所示的为实际的、无负频率的理想低通特性及其冲激响应h(t)的波形。

图6-15 理想低通及其冲激响应

3.无码间干扰传输的参数实例 (2) 升余弦滚降特性 在数字视频、音频和数据的基带传输实际系统中，根据传输信道的特性和系统质量要求，应用着一些不同的α值，如下所述。

(1) DVB-S系统中的发送滤波 在DVB-S系统中，当基带信号对高频载波进行QPSK调制之前，使调制信号I和Q先受到升余弦平方根滚降滤波，滚降系数α＝0.35。滤波特性的理论函数规定如下：

(2) DVB-C系统中的发送滤波 DVB-C系统中，在基带信号对高频载波进行QAM调制之前，使调制信号I、Q先受到α＝0.15的升余弦平方根滚降滤波，理论函数如同式(18)，只是α＝0.15，数值小。

6.2 数 字 调 制 6.2.1 概论 从原理上看，数字调制与模拟调制没有根本上的差别。模拟调制中是由模拟信号的瞬时值改变载波信号的某个参量(幅度、频率或相位)实现载波调制的，模拟信号在时间上和幅度上都是连续的，所以载波信号的调制参量也是连续变化的。 图6-17所示的为ASK，FSK和PSK的简单例子。

图6-17 数字调制的三种键控方式示例

多进制调制中，每若干个(比如k个)比特构成一个符号，得到一个个2k ＝M进制的符号而后逐个符号对高频载波作多进制的ASK，FSK或PSK调制。符号率的单位为符号/秒(Symbol/s)，也称为波特(baud)，已调波的高频调制效率这时用baud/Hz表示。

6.2.22 ASK 和MASK 1. 2ASK 2ASK是二进制幅度键控，由二进制数据1和0组成的序列对载波进行幅度调制。2ASK可以表示成一个单极性矩形脉冲序列与一个正弦型载波的相乘，即

2. MASK MASK表示多电平(M个电平)的ASK，比如将串行数据流经并行变换后形成k路的并行比特数据流，再进行D/A转换和ASK，则成为2k ＝M电平的ASK。

6.2.3 2PSK和2DPSK 1. 2PSK(BPSK)调制 2PSK是二进制相移键控，也可记作BPSK，由二进制数据+1和-1对载波进行相位调制。2PSK可以表示成下式：

2. 2DPSK(BDPSK或DB PSK) 预先设定比如下面的Δφ值： Δφ＝0表示当前比特码元为“0” Δφ＝π表示当前比特码元为“1” 数字序列与2DPSK载波信号相位之间的关系式可用下面的例子表示： 数字序列 0 0 1 1 1 0 1 0 1 2DPSK相位 0 0 0 π 0 π π 0 0 π 或 π ππ 0 π 0 0 ππ 0

3.2PSK解调 4.2DPSK解调 2DPSK信号中，数字信息是由前后码元已调相信号相位之间的变化表示的，因而即使应用相位有0，π模糊度的参考载波进行相干解调，也不影响相对相位关系。

6.2.4 QPSK和DQPSK 1.QPSK(4PSK)调制 在相移键控(PSK)调制中，最常用的是四相移相键控(4PSK或 QPSK)和差分四相移相键控(4DPSK或DPSK)方式。

2.QPSK信号解调 关于QPSK信号的解调，由于QPSK信号可看成是两个正交2PSK信号的合成，所以可采用2PSK信号的解调方法进行解调，即由两个2PSK相干解调器构成解调电路，其组成方框图如图6-28所示。

图6-28 QPSK解调电路框图

3.DQPSK调制 现在，再讨论DQPSK信号的产生。DQPSK与QPSK相比较，是以前后符号间调相波的相位差来反映当前调制符号的数据的。 4.DQPSK解调 DQPSK信号的解调方法与2 DPSK信号解调方法类似，也有极性比较法和相位比较法两种方式。

5.四相调制与二相调制的比较 从上面可以看出，四相调制(QPSK和DQPSK)与二相调制(2PSK和2DPSK)相比较，四相信号是以两个比特组成一个符号，在相同的已调相波频带下，其信息速率比二相信号高一倍。

6.2.5 MPSK和MQAM调制 1.MPSK(多进制相移键控)调制 前面介绍过MASK(多进制幅度键控)，即以多种符号电平(±1、±3、±5…)对sinωct或cosωct载波进行幅度调制，这时的星座图是在水平轴(I轴，载波为sinωct时)或垂直轴(Q轴，载波为cosωct时)上呈线状分布的若干个(M个)矢量端点。

图6-31 8PSK调制电路框图和星座图

2.MQAM MQAM信号的已调载波矢量可充分利用整个调制平面，在相同的平均载波功率下对于相同的M值可使MQAM的抗干扰能力强于MASK和MPSK。 3. MQAM与MPSK的比较 从图6-32(a)，(b)所示的星座图看，16PSK与16QAM的载波调制矢量都有16个端点，因而也有相同的高频载波带宽效率(bit/s/Hz)，但在抗干扰能力上是有差别的。

图6-32 16PSK和16QAM的星座图

6.2.6 MVSB调制 1.MVSB调制原理 6.2.2节中的MASK调制方式采用多电平基带信号对一个高频载波进行平衡调制时，得到多种幅度的高频已调波。 一般地，调制框图如图6-37所示。

图6-37 MASK调制器一般框图

2. MVSB和MQAM的比较 在MQAM(M=L2，L=2，4，8，16)调制方式中，输入数据流以log2L一组分为两路信号I和Q，每一路各有L种电平，两路信号分别对正弦和余弦的高频载波进行正交调制并相加合成L2-QAM信号(4 QAM，16 QAM，64 QAM或256 QAM信号)。

6.2.7 COFDM调制 1.概述 为解决这个问题，可以扩大符号周期，使其大大超过多径反射的延时时间，于是，一定距离内来的一次、二次或多次反射波其迟后于直达波的时间将只占据符号周期的很小一部分时间，码间干扰问题变得十分微小而不致造成误码了。

要将高码率Rb降低几千倍，就需使串行数据流经串/并变换器变换成几千路并行比特流，每路比特流的码率Rb′便是原码率Rb 的几千分之一，符号周期相应地扩大几千倍。

2. COFDM调制的基本原理 如上面所述，为了解决高速率数据在通过开路通道传输时因多径效应引入的码间干扰问题，采取的一种方法是在规定的高频带宽B内均匀安排以N=2r个子载波，同时将高码率的串行数据流经串/并变换器分路成N个并行支路，使支路的码率相应地大为降低，然后由N路符号(每符号由2，4或6比特组成)分别对N个子载波进行调制(4PSK，16QAM或64QAM)，再将各路已调波混合，便可得到总带宽为B、频分复用的FDM信号。 接收端对此OFDM信号的解调是调制的逆过程，解调器的原理框图如图6-40所示。

图6-40OFDM信号解调器原理框图

3.具体实施方法 OFDM调制方式很好地克服了高码率数据流在多径传播环境下引起的码间干扰问题。 按照上述的OFDM调制解调原理和图6-39和图6-40所示的框图，在发送端和接收端都需要有N个等级差频率的振荡器，而N值可能是两千多甚至八千多，显然难以实际做到。

3.具体实施方法 按照上述的OFDM调制解调原理和图6-39和图6-40所示的框图，在发送端和接收端都需要有N个等级差频率的振荡器，而N值可能是两千多甚至八千多，显然难以实际做到。 式中，sk(t)为用复数表示的载频ωk的已调波函数，Ak(t)为已调波的幅度，φk(t)为已调波的相位。

式(6-44)正是离散傅立叶反变换的一般表示式，已知等式右边的频域函数就可以计算出左边的时域函数。 因此，OFDM调制器实际框图如图6-41所示。

图6-41 利用IFFT运算实现OFDM调制框图

OFDM的概念早在20世纪60年代已经提出，但在通信数据传输中得到实质性应用则是80年代里大规模集成电路技术发展之后，它使IFFT和FFT可通过电路设计由硬件来快速实现，满足实际运行中精度和速度的要求。