为什么要掌握电磁兼容技术 因为： 电子电路日益复杂，调试越来越难 电磁兼容标准强制实施 市场竞争日益激烈，开发周期越来越短.

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1 为什么要掌握电磁兼容技术 因为： 电子电路日益复杂，调试越来越难 电磁兼容标准强制实施 市场竞争日益激烈，开发周期越来越短

2 为什么要“调”电路 信号畸变 不能达到预期的功能 信号完整性 电磁兼容设计 信号本身失真 反射 外界干扰 串扰 （辐射、传导） 损耗
地线、电源 噪声 信号完整性 电磁兼容设计

3 电磁兼容设计是必须的 EMC SI 产品 电路图

4 设备之间的干扰也不容忽视 数字脉冲电路 数字视频设备 开关电源 220AC

5 怎样对付这些干扰问题 屏蔽 接地 滤波 选什么材料 屏蔽体怎样接地 屏蔽效能取决于什么因素 地线与干扰有什么关系 应该怎样设计地线
为什么滤波并不有效 滤波 怎样实现有效的滤波

6 一个干扰的例子 RS105，脉冲电磁场试验

7 消除干扰的措施与结果 共模滤波电容 滤波的软件仿真结果 滤波的测试结果

8 实践电磁兼容技术 课程特点： 注重物理概念和应用背景，避免空洞理论和复杂公式 内容实用，立竿见影
培养解决电磁干扰的综合能力（基本理论、分析方法、问题解决能力等）

9 课程内容 电磁兼容要求（标准）与试验方法 地线造成的干扰问题与解决方法 电磁屏蔽与搭接 电磁干扰滤波技术 电缆设计 线路板设计

10 通过学习本课程要达到： 对电磁兼容技术有全面的了解 掌握接地、滤波、屏蔽等关键技术 在产品电磁兼容设计方面有明确的思路
使产品顺利通过电磁兼容试验 具备进一步学习的能力

11 第一章 预备知识与基本概念

12 电路之间的干扰 模拟电路 信号处理 控制电路 （处理器） 电源

13 电容耦合 电场 容抗： ZC = 1/jC VN ZL VS VN = VS[ZL/(ZC+ZL)]

14 电感耦合 I1 VN

15 公共阻抗耦合 数字 电路 模拟 电路 VN

16 传导性干扰 模拟电路 数字电路

17 天线 接收天线： 将天线上的电磁波变成端口上的电压 辐射天线： 将端口上的电压变成电磁波 V V

18 基本天线结构 环天线 偶极天线 单极天线 V V V

19 环天线产生的辐射 D A I 近场区内（ D〈  /2 ）: H = IA / (4D3) A/m
E = Z0IA / (2D2) V/m 远场区内（D 〉/2） : H = IA / ( 2D) A/m E = Z0  IA / ( 2D) V/m

20 导线的辐射 D 近场区内: H = I L / (4D2) A/m E = Z0I L  / (8 2 D3) V/m

21 波阻抗的概念  波阻抗 ZW = Z0（/2D) E/H ZW = Z0 = 377 377 A ZW = Z0（2D/） I
L ZW = Z0（/2D) E/H ZW = Z0 = 377 377 A I ZW = Z0（2D/） / 2 到观测点距离 r

22 寄生天线 偶极天线：只要两个体之间存在电位差，就 构成了偶极天线。 环天线：只要存在电流环路，就形成了一个 环天线。

23 常见等效偶极(单极)天线 VG 子板 笔记本 PCB 电缆 接地线 机箱 主板 没接地的散热片 PCB电缆

24 常见环天线

25 用天线的概念处理问题 1 用天线的概念看待设备中的导体,发现隐蔽的天线 2 尽量消除这些具有天线性能的结构 3 不能消除时，控制天线的辐射
1 用天线的概念看待设备中的导体,发现隐蔽的天线 2 尽量消除这些具有天线性能的结构 3 不能消除时，控制天线的辐射 减小环天线的面积 减小两个导体之间的射频电压

26 分贝(dB) 的概念 分贝的定义：分贝数 ＝ 10lg P2 P1 P1、P2 是两个功率数值，对于电流或电压，定义如下： V2
I2 电流增益的分贝数 ＝ 20lg I1

27 用分贝表示的物理量 电压：用1V、1mV、1V 为参考（例如：1V = 0dBV） 则单位为：dBV、dBmV、dBV 等，
电流：用1A、1mA、1A 为参考，则：dBA、dBmA、dBA 场强：用1V/m、1V/m 为参考，则：dBV/m、dBV/m 等， 功率：用1W、1mW 为参考，则：dBW、dBm等，

28 “分贝”仅表示相对概念 SE = ? 1 1 0.1 10 99 99 SE = 20lg(100/1.1)  40dB
如果把绿色辐射体去掉，屏蔽体的屏蔽效能是多少？

29 频域分析 处理电磁干扰的问题必须熟悉频域分析： 电磁兼容标准中大部分指标都是在频域中表示的 对电磁干扰的各种措施都与频率有关
通过频率特征容易查找干扰源

30 频域中表示的辐射发射限值

31 时域 — 频域变换 t f 付立叶级数 时域周期信号 离散的谱线 t 付立叶变换 时域非周期信号 连续频谱

32 tr、d 的单位s，f的单位MHz，A的单位V
脉冲信号的频谱 tr d A V(f) = 2Ad Sin(fd) fd Sin(ftr) ftr (V/MHz) tr、d 的单位s，f的单位MHz，A的单位V

33 脉冲频谱的化简 V(f) = 2Ad V(f) = 2Ad V(f) = V(f) = Sin(ftr) Sin(fd) (V/MHz)
仅考虑最大值，sinX = 1 不考虑相位，仅考虑绝对值 当X趋于0时，sinX/X = 1 f较小 V(f) = 2A f V(f) = 2A 2f2tr f较大

34 脉冲频谱的包络线（对数坐标） dBV/MHz 20lg (2Ad) 20lg(2A/) – 20lgf
20lg(2A/2tr) – 40lgf lg (f) 1/d 1/tr

35 周期性脉冲信号的频谱 tr d T Cn = 2A A (d+tr) T Sin[n(d+tr)/T] n(d+tr)/T
Sin(ntr/T) ntr/T

36 脉冲信号的频谱包络线 dBV -20dB/dec -40dB/dec 20lg (2Ad/T) 1/d 1/tr lg (f)

37 上升沿越陡高频越丰富

38 扩谱时钟

39 扩频时钟的效果

40 频谱分析仪 分辨带宽 幅度 扫描速率（时间） 频率 频率范围

41 第二章 地线干扰与接地技术 为什么要地线 地环路问题与解决方法 公共阻抗耦合问题与解决方法 各种接地方法

42 安全地 220V 0V + + + + +

43 信号地 电路工程师：地线是电位参考点 EMC工程师：地线是信号电流流回信号源的低阻抗路径

44 地线引发干扰问题的原因 地线是等电位的假设不成立 V = I R 地线电压 我们并不知道地电流的确切路径 电流走最小阻抗路径 地电流失去控制

45 地线电位示意图  2mV 10mV ~ 20mV 100mV ~ 200mV 200mV 20mV ~ 100mV 2mV ~ 10mV

46 理解地线阻抗 地 线 阻 抗 导线阻抗 回路阻抗 决定了地线电位差 决定了实际地线电流

47 导线的阻抗 Z = RAC + jL L  1H/m RAC= 0.076r f1/2 RDC  r
电流 趋肤效应 I  0.37I 深度 r  = 1 / ( f r r)1/2

48 导线的阻抗 高频时，导线的直径作用减小

49 金属条与导线的阻抗比较 金属条阻抗/导线阻抗 0.6 0.5 0.4 0.3 0.2 0.1 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10
S / W

50 电流回路的阻抗 I Z = R + jL L =  / I   A L R ~ ~

51 地线问题－地环路 I1 VN I2 地环路 IG VG

52 隔离变压器 CP RL VS VN VG C1 C2 屏蔽层只能接2点！ 屏蔽 VG 1 2

53 光隔离器 光耦器件 Cp 发送 接收 VS RL VG 发送 接收 RL VS VG

54 共模扼流圈的作用 VN / VG  = R1 / L L R1 IS RL IN1 M R1 IN2 VG f VS + VN Vs
RL/（RS + RL） f

55 平衡电路对地环路干扰的抑制 RS1 IN1 RL1 VS1 IS VG VL VS2 RL2 RS2 IN2

56 地线问题－公共阻抗耦合 电路1 电路2 ~ 地电流1 地电流2 改进1 公共地阻抗 改进2 ~ ~ V

57 接地方式种类 信号接地方式 单点接地 多点接地 混合接地 串联单点接地 并联单点接地

58 单点接地 1 2 3 1 2 3 并联单点接地 串联单点接地 优点：无公共阻抗耦合 优点：简单 缺点：接地线过多 缺点：公共阻抗耦合 A
I1 I2 I3 I2 B I1 C A R2 B R3 C R1 I3 并联单点接地 优点：无公共阻抗耦合 缺点：接地线过多 串联单点接地 优点：简单 缺点：公共阻抗耦合

59 串联单点、并联单点混合接地 模拟电路1 模拟电路2 模拟电路3 数字信息处理电路 数字逻辑控制电路 马达驱动电路 继电器驱动电路

60 线路板上的地线 模拟 噪声 数字

61 长地线的阻抗 L R L R 设备 C C Z0 = (L/C)1/2 ZP = (L)2/R 并联谐振 RAC 串联谐振 RDC
FP1 = 1/2(LC)1/2

62 多点接地 电路1 电路2 电路3 R1 R2 R3 L2 L1 L3 镀银（减小表面电阻） 良好搭接（减小地线阻抗） 宽金属板（减小电感）
地线阻抗一定保持很小， 避免公共阻抗耦合

63 混合接地 Rs ~ Vs 地电流 Rs ~ Vs 地环路电流 安全接地 安全接地

64 放大器屏蔽壳的接地 C1S C3S C1S C3S C2S C2S 等效电路

65 接地位置不当造成的干扰 稳压电源 火灾 报警器 稳压电源 火灾 报警器

66 第三章 电磁屏蔽技术 屏蔽材料的选择 实际屏蔽体的设计

67 电磁屏蔽 对电磁波产生衰减的作用就是电磁屏蔽,电磁屏蔽作用的大小用屏蔽效能度量: SE = 20 lg ( E1/ E2 ) dB

68 实心材料屏蔽效能的计算 入射波 SE ＝ R1 ＋ R2 ＋ A＋B ＝ R＋ A＋B B 场强 吸收损耗A R1 R2 距离

69 吸收损耗的计算  剩余电磁波E1 E1 = E0e-t/ A = 3.34 t  f rr dB 0.37E0 入射电磁波E0 t
A ＝ 20 lg ( E0 / E1 ) = 20 lg ( e t /  ) dB A ＝ 8.69 ( t /  ) dB A = 3.34 t  f rr dB

70 趋肤深度举例

71 反射损耗 ZW 4 Zs ZS = 3.68 10-7 f r/r R ＝ 20 lg
远场：377 ZW R ＝ 20 lg 近场：取决于源的阻抗 4 Zs ZS = 3.68 10-7 f r/r 同一种材料的阻抗随频率变 反射损耗与波阻抗有关，波阻抗越高，则反射损耗越大。

72 不同电磁波的反射损耗 dB 377 远场: R ＝ 20 lg 4 Zs 4500 电场: R ＝ 20 lg D f Zs 2 D f
Zs = 屏蔽体阻抗， D = 屏蔽体到源的距离（m） f = 电磁波的频率（MHz）

73 影响反射损耗的因素 R(dB) f 靠近辐射源 150 靠近辐射源 3 108 / 2r
电场r = 1 m r = 30 m 150 平面波 r = 30 m 磁场 r = 1 m 靠近辐射源 0.1k k k k M M M f 3 108 / 2r

74 综合屏蔽效能 (0.5mm铝板) 频率 0.1k 1k 10k 100k 1M 10M 屏蔽效能（dB） 250 电场波 r = 0.5 m
高频时 电磁波种类 的影响很小 平面波 150 磁场波 r = 0.5 m 频率 0.1k k k k M M

75 多次反射修正因子的计算 B = 20 lg ( 1 - e -2 t /  )
电磁波在屏蔽体内多次反射，会引起附加的电磁泄漏，因此要对前面的计算进行修正。 B = 20 lg ( 1 - e -2 t /  ) 说明： B为负值，其作用是减小屏蔽效能 当趋肤深度与屏蔽体的厚度相当时，可以忽略 对于电场波，可以忽略

76 怎样屏蔽低频磁场？ 低频 吸收损耗小 低频磁场 磁场 反射损耗小 高导电材料 高导电材料 高导磁材料

77 高导磁率材料的磁旁路效果 H0 R0 Rs H1 Rs SE = 1 + R0/RS H0 H1 R0

78 低频磁场屏蔽产品

79 磁屏蔽材料的频率特性 r 103 坡莫合金 15 金属 10 镍钢 5 冷轧钢 1 kHz

80 磁导率随场强的变化 磁通密度 B 饱和  = B / H 最大磁导率 起始磁导率 磁场强度 H

81 强磁场的屏蔽 高导磁率材料：饱和 低导磁率材料：屏效不够 高导磁率材料 低导磁率材料

82 加工的影响 100 跌落前 80 60 跌落后 40 20 k k

83 良好电磁屏蔽的关键因素 没有穿过屏 屏蔽体 蔽体的导体 导电连续 屏蔽效能高的屏蔽体 不要忘记： 选择适当的屏蔽材料 你知道吗：
与屏蔽体接地与否无关 屏蔽效能高的屏蔽体

84 实际屏蔽体的问题 实际机箱上有许多泄漏源：不同部分结合处的缝隙通风口、显示窗、按键、指示灯、电缆线、电源线等 电源线 缝隙 通风口 键盘
调节旋钮 指示灯 电缆插座

85  远场区孔洞的屏蔽效能 H L SE = 100 – 20lgL – 20lg f + 20lg（1 + 2.3lg(L/H))
= 0 dB 若 L   / 2

86 孔洞在近场区的屏蔽效能 若ZC  （7.9/Df）：（说明是电场源） SE = 48 + 20lg ZC – 20lg L f
+ 20lg ( lg (L/H) ) 若ZC （7.9/Df）：（说明是磁场源） SE = 20lg ( D/L) + 20lg ( lg (L/H) ) （注意：对于磁场源，屏效与频率无关！）

87 缝隙的泄漏 低频起主要作用 高频起主要作用

88 缝隙的处理 电磁密封衬垫 缝隙

89 电磁密封衬垫的种类 金属丝网衬垫(带橡胶芯的和空心的) 导电橡胶(不同导电填充物的) 指形簧片(不同表面涂覆层的)
螺旋管衬垫(不锈钢的和镀锡铍铜的) 导电布

90 指形簧片

91 螺旋管电磁密封衬垫

92 电磁密封衬垫的主要参数 屏蔽效能 (关系到总体屏蔽效能) 回弹力（关系到盖板的刚度和螺钉间距） 最小密封压力（关系到最小压缩量）
最大形变量（关系到最大压缩量） 压缩永久形变（关系到允许盖板开关次数） 电化学相容性（关系到屏蔽效能的稳定性）

93 电磁密封衬垫的安装方法 绝缘漆 环境密封

94 不同金属之间发生腐蚀 腐蚀加重

95 截止波导管 损耗 截止频率 截止区 fc 频率 频率高的电磁波能通过波导管，频率低的电磁波损耗很大！工作在截止区的波导管叫截止波导。

96 + = 截止波导管的屏效 32 t / d 27.2 t / l 吸收损耗 圆形截止波导： 反射损耗： 矩形截止波导： 远场区计算公式
近场区计算公式 截止波导管 屏蔽效能 = + 孔洞计算屏蔽效能公式

97 截止波导管的损耗

98 截止波导管的设计步骤 孔洞的泄漏不能满足屏蔽要求SE 由SE 确定截止波导管的长度 确定截止波导管的截面形状 确定要屏蔽的最高的频率 f
确定波导管的截止频率 fc 计算截止波导管的截面尺寸 5f

99 显示窗/器件的处理 滤波器 屏蔽窗 隔离舱 滤波器

100 操作器件的处理 屏蔽体上栽上截止波导管 用隔离舱将操作器件隔离出 屏蔽体上开小孔

101 通风口的处理 截止波导通风板 穿孔金属板

102 贯通导体的处理

103 屏蔽电缆穿过屏蔽机箱的方法 在内部可将电缆延伸 屏蔽互套 表面做导电清洁处理，保持360度连接 注意防腐 屏蔽体边界 与电缆套360度搭接

104 搭接 电缆屏蔽层与机箱之间搭接 屏蔽体上不同部分之间的搭接 滤波器与机箱之间的搭接 不同机箱之间的地线搭接
电子设备中，金属部件之间的低阻抗连接称为搭接。例如： 电缆屏蔽层与机箱之间搭接 屏蔽体上不同部分之间的搭接 滤波器与机箱之间的搭接 不同机箱之间的地线搭接

105 搭接不良的滤波器 实际干扰电流路径 预期干扰电流路径 滤波器接地阻抗

106 搭接不良的机箱 航天飞行器上的搭接阻抗要小于2.5m! V I

107 搭接阻抗的测量 搭接阻抗 Z = V / I 机柜 I V ~ 频率 寄生电容 导线电感 并联谐振点

108 不同的搭接条

109 频率不同搭接方式不同

110 搭接面的腐蚀 I II IV III

111 搭接点的保护

112 干扰滤波在EMC设计中作用 差模干扰和共模干扰 常用滤波电路 怎样制作有效的滤波器 正确使用滤波器
第四章 干扰滤波技术 干扰滤波在EMC设计中作用 差模干扰和共模干扰 常用滤波电路 怎样制作有效的滤波器 正确使用滤波器

113 滤波器的作用 信号滤波器 电源滤波器 切断干扰沿信号线或电源线传播的路径，与屏蔽共同构成完善的干扰防护。

114 满足电源线干扰发射和抗扰度要求

115 满足抗扰度及设备辐射发射要求 信号线滤波器 干扰源

116 电缆是主要辐射源

117 用滤波消除辐射

118 共模和差模电流 ~ ~

119 共模/差模干扰的产生 IDM ICM ICM ICM V V

120 滤波器的共模插损 ~ IL = U1 / U2

121 滤波器的差模插损 ~ IL = U1 / U2

122 干扰滤波器类型 T C  反 L 

123 滤波器的级数越多越好吗？ 降低截止频率 原滤波器 增加级数 f1

124 器件数与插入损耗的关系 5阶 4阶 3阶 2阶 1阶 100 80 插入损耗 60 dB 40 20
5阶 4阶 3阶 阶 阶 100 80 插入损耗 60 dB 40 20N/十倍频程 6N/倍频程 20 fc fc fc fc

125 确定滤波器阶数 4  6=24  20 至少4阶滤波器 阶数决定过渡带的陡度 L、C的数值决定截止频率 1  20 = 20
欲衰减20dB 4  6=24  20 至少4阶滤波器 阶数决定过渡带的陡度 L、C的数值决定截止频率 欲衰减20dB 1  20 = 20 1阶滤波器就可以了 为了保险，可用2阶

126 根据阻抗选用滤波电路 源阻抗 电路结构 负载阻抗 高 C、、多级 、多级 低 反、多级反 L、多级L
规律：电容对高阻，电感对低阻

127 插入损耗的估算 IL C IL = 20 lg(L/Rs) ~ IL = 20 lg(CRp) Fco = 1/(2 Rp C) ~
Zs C ZL ~ IL = 20 lg(L/Rs) IL = 20 lg(CRp) L Zs ZL Fco = 1/(2 Rp C) ~ Fco = Rs/(2 L） Zs、ZL串联 Zs、ZL并联

128 电路阻抗对滤波特性的影响 三端电容 铁氧体

129 器件参数的确定 R R L = R / 2FC C = 1 / 2RFC
对于T形（多级T）和  形（多级）电路，最外边的电感或电容取 L/2 和 C/2，中间的不变。

130 一个干扰的例子 RS105，脉冲电磁场试验

131 消除干扰的措施与结果 共模滤波电容 滤波的软件仿真结果 滤波的测试结果

132 实际电容器的特性 ZC 理想电容 电感 实际电容 电阻 f 1/2 LC R C L

133 表面贴装电容的阻抗特性

134 温度对陶瓷电容容量的影响 %C %C %C 0.15 5 X7R COG -5 -10 -0.15 -15 -55 125 -55
%C %C -5 -10 -0.15 -15 -55 125 -55 125 Y5V 20 %C -30 -60 -30 30 90

135 电压对陶瓷电容容量的影响 20 COG X7R -20 %C -40 Y5V -60 -80 0 20 40 60 80 100
X7R -20 %C -40 Y5V -60 -80 %额定电压（Vdc）

136 实际电感器的特性 ZL 实际电感 理想电感 f 1/2 LC L C

137 电感寄生电容的来源 每圈之间的电容 CTT 导线与磁芯之间的电容CTC 磁芯为导体时，CTC为主要因素， 磁芯为非导体时，CTT为主要因素。

138 克服电容非理想性的方法 大容量 小容量 衰减 并联电容 大电容 小电容 频率 电容并联 LC并联 电感并联

139 三端电容器的原理 引线电感与电容一起构成了一个T形低通滤波器 地线电感起着不良作用 在引线上安装两个磁珠滤波效果更好 60 三端电容
普通电容 GHz 20 60 40 引线电感与电容一起构成了一个T形低通滤波器 在引线上安装两个磁珠滤波效果更好 地线电感起着不良作用

140 三端电容与普通电容的比较

141 三端电容的正确使用  接地点要求： 1 干净地 2 与机箱或其它较大 的金属件射频搭接 

142 贴片三端电容

143 三端电容器的不足 寄生电容造成输入端、输出端耦合 接地电感造成旁路效果下降

144 穿心电容更胜一筹 金属板隔离输入输出端 一周接地电感很小

145 穿心电容的特性

146 穿心电容、馈通滤波器 以穿心电容为基础的馈通滤波器广泛应用于RF滤波

147 馈通滤波器使用注意事项 必须安装在金属板上，并在一周接地 最好焊接，螺纹安装时要使用带齿垫片 焊接时间不能过长 上紧螺纹时扭矩不能过大

148 线路板上使用馈通滤波器 上面 底面 线路板地线面

149 磁芯对电感寄生电容的影响 铁粉芯 C = 4.28pf C = 3.48pf 19%

150 减小电感寄生电容的方法 如果磁芯是导体，首先： 用介电常数低的材料增加绕组导体与磁芯之间的距离 然后： 起始端与终止端远离（夹角大于40度）
尽量单层绕制，并增加匝间距离 多层绕制时， 采用“渐进”方式绕，不要来回绕 分组绕制 （要求高时，用大电感和小电感串联起来使用）

151 共模扼流圈防止饱和 有意增加漏磁， 利用差模电感 共模扼流圈中的负载电流产生的磁场相互抵销，因此磁芯不会饱和。

152 共模扼流圈的优点 差模电感导致信号失真 共模电感不影响信号

153 电感磁芯的选用 铁粉磁芯：不易饱和、导磁率低，作差模扼流圈的磁芯 铁氧体：最常用
锰锌：r = 500 ~ 10000，R = 0.1~100m 铁氧体：最常用 镍锌：r = 10 ~ 100，R = 1k ~ 1Mm 超微晶：r > 10000，做大电感量共模扼流圈的磁心

154 各种铁氧体磁芯

155 电感量与饱和电流的计算 S 饱和电流： Imax = Bmax S (D1-D2)/2L 电感量：
厂家手册给出 电感量： L （nH）= 0.2 N2 r S(mm) ln (D1/D2) 厂家经常给出每匝的电感量“AL”，则 L （nH）= AL  N2

156 干扰抑制用铁氧体

157 铁氧体电感高频时成为电阻 铁氧体电感（高损耗） 空心电感（高Q）

158 不同材质的铁氧体有不同的频率特性

159 偏置电流对阻抗的影响

160 铁氧体次环作共模扼流圈使用

161 贴片电感的阻抗

162 贴片电感的滤波效果

163 贴片电感的滤波效果

164 注意频率特性

165 低通滤波器对脉冲信号的影响

166 信号滤波器的安装位置 有屏蔽的场合：在屏蔽界面上 无屏蔽的场合 板上滤波器 滤波器靠近被滤波导线的靠近器件或线路板一端。

167 线路板的干净地与金属机箱或大金属板紧密搭接
板上滤波器的注意事项 滤波器要并排安装 为滤波设置干净地 滤波器靠近接口 在接口处设置档板 线路板的干净地与金属机箱或大金属板紧密搭接

168 面板上滤波的简易（临时）方法 容量适当的瓷片电容或独石电容，引线尽量短

169 电缆滤波的方法 滤波连接器 虽然是最佳 选择，但是 当空间允许 时，也可以 这样： 屏蔽盒 连接器 馈通滤波器

170 平板滤波阵列 用于制造滤波连接器

171 面板安装滤波器注意事项 滤波器与面板之间必须使用电磁密封衬垫！

172 使用形滤波器的注意事项 实际干扰电流路径 对接地没有把握时，避免使用形滤波器！ 滤波器接地阻抗 预期干扰电流路径

173 电源线滤波器的基本电路 共模扼流圈 差模电容 共模电容 共模滤波电容受到漏电流的限制

174 注意滤波器的高频特性

175 高频滤波性能的重要性 滤波器高频性能差 无滤波 滤波器高频性能好

176 改善滤波器高频特性的方法 精心绕制或多个电感串联 或

177 注意插入增益问题 解决办法：差模电感上并联电阻（50 ~ 1k)，差模电容上串联电阻（0.5 ~ 10） 50 / 50 插入损耗
100 / 0.1 或 0.1 / 100 频率 -10 解决办法：差模电感上并联电阻（50 ~ 1k)，差模电容上串联电阻（0.5 ~ 10）

178 插入增益现象

179 串联谐振导致插入增益 QV ~ QV V

180 插入增益的对策 ~ V

181 选择滤波器的保险方法 滤波器 滤波器 ~ ~ 0.1 100 100 0.1 衰减 50条件下的插入损耗
0.1/100条件下的插入损耗 插入损耗增益会暴露出来

182 器件距离对高频性能的影响

183 滤波器安装在线路板的问题 机箱内干扰 电源线泄漏严重

184 线路板上滤波的改进方法 被滤波器挡住 被滤波器旁路掉 机箱内干扰 面板滤波器 电源线无泄漏

185 电源线滤波器的错误安装 输入线过长 PCB 滤波器 输入、输出耦合 PCB 滤波器

186 电源线滤波器的错误安装 PCB 滤波器 绝缘漆 接地线 滤波器通过细线接地，高频效果很差！

187 滤波器的正确安装 PCB PCB 滤波器直接接地尽量短 电源 滤波电路 滤波器安装在线路板上时，在电源线入口处增加一只高频共模滤波器
输入、输出线隔离 滤波器安装在线路板上时，在电源线入口处增加一只高频共模滤波器

188 使用交流滤波器的问题 110VAC

189 为什么信号滤波器容易损坏 220VAC 110VAC

190 机箱浮地 – 没问题 220VAC

191 全部浮地 – 没问题 220VAC

192 全部接地 – 没问题 220VAC

193 第五章 电缆的EMC设计 电缆辐射 场在导线中感应的噪声 电缆之间的串扰

194 第六部分 电缆的EMC设计 电缆辐射 场在导线中感应的噪声 电缆之间的串扰

195 外拖电缆的共模辐射 I1 I2 CP I3 CP 尽管共模成份的比例很小，但是由于辐射环路大， 仍然是主要的辐射因素

196 “无关”的电缆也辐射

197 地线也辐射 你喜欢 电缆屏蔽层接地吗 ? 不接地线 接上地线

198 无关电缆辐射机理 VCM 机箱内的所有信号都会通过电缆辐射！

199 电缆辐射机理的总结 电 缆 辐 射 差模辐射 共模辐射 工作电流回路形成的环路天线 差模电流转变为共模电流 信号地上共模电压导致共模电流
临近电路的耦合产生共模电压，进而导致共模电流

200 电缆差模辐射的对策 同轴电缆 扁平电缆 双绞线

201 电缆共模辐射的对策 屏蔽电缆 减小共模电流 回路面积 电缆靠近地线面 增加共模电流回路的阻抗 减小 共模电流 共模电流滤波 线路板
减小共模电压 屏蔽 其它

202 电缆共模辐射的对策 屏蔽电缆 减小共模电流 回路面积 电缆靠近地线面 增加共模电流回路的阻抗 减小 共模电流 共模电流滤波 线路板
减小共模电压 屏蔽 其它

203 降低电缆辐射的方法 I1 I2 CP I3 CP 通过额外的地线板减小共模电流的回路面积

204 屏蔽电缆抑制共模辐射的本质 DM CM CM 思考题16：用屏蔽的方法减小信号电缆的辐射时，最关键的因素是什么？

205 不完整的屏蔽电缆 CM CM DM CM CM

206 屏蔽电缆的评估 DM CM CM V 辐射环路 ZT = V / I I V

207 不同屏蔽层的传输阻抗 传输阻抗（m /m） 10000 单层编织 铝箔 1000 最佳单层编织 100 双层编织 10 1 双层编织 +
一层金属 双层编织 + 双层金属 0.1 0.01 实心铜 0.001 Hz

208 屏蔽层的错误接法 CM 思考题17：什么情况下屏蔽电缆的辐射比非屏蔽电缆辐射更强，为什么？

209 D型连接器的屏蔽层搭接

210 圆形连接器屏蔽层搭接

211 接线端子上的屏蔽电缆

212 尽量减小小辨接法的危害

213 电缆共模辐射的对策 屏蔽电缆 减小共模电流 回路面积 电缆靠近地线面 增加共模电流回路的阻抗 减小 共模电流 共模电流滤波 线路板
减小共模电压 屏蔽 其它

214 共模电流主要由寄生电容产生 共模 电流 线路板接地 线路板不接地 CP较大 CP较小 频率MHz

215 增加共模回路的阻抗 PCB PCB 共模回路 思考题18：共模扼流圈的效果与什么因素有关？

216 铁氧体效果的估算 设原来电缆形成的共模回路阻抗为ZCM1，铁氧体的阻抗为ZL
改善量 = 20lg(E1 / E2) = 20lg ( ICM1 / ICM2 ) = 20lg[(VCM / ZCM1) / (VCM / ZCM2)] =20 lg ( ZCM2 / ZCM1) =20 lg ( 1+ ZL / ZCM1 ) dB 需要注意的是这里所关心的是电缆形成的共模回路阻抗，而不是信号电路 的阻抗。从共模电流形成的机理知道，共模回路阻抗虽然与差模信号阻抗 有一定关系，但是还与其它很多因素有关，往往并不是很容易估算的。 除了信号回路阻抗以外，影响电缆共模回路阻抗的因素有：电缆的放置、 电缆所连接的电路板的安装方式、电缆所连接的设备机箱结构等。 从上面的公式可以知道，铁氧体的效果与原来电缆的共模回路阻抗有关， 如果原来的电缆共模阻抗已经很高，则效果非常有限。

217 铁氧体磁环

218 干扰抑制用铁氧体

219 不同磁导率的铁氧体阻抗特性 i = 700 i = 4000

220 铁氧体的安装方法 内径尽量小 长度尽量大 壁厚尽量大 整根电缆穿过 尽量靠近电缆端头 衰减 匝数多 匝数少 频率
铁氧体是解决电磁干扰最常用一类器件。使用的方法是将整根电缆穿过铁 氧体磁芯，构成共模扼流圈。这种方法的好处有两个，一个是对信号几乎 没有影响，因为电缆内传输的信号都是差模的；另一个是按装非常方便，不 需要考虑接地等复杂的问题。 铁氧体抑制电磁干扰的特性是，从理论上讲，频率越高，抑制效果好。但 是由于高频耦合的效应，当频率很高时，抑制效果会有所下降。 当将电缆直接穿过铁氧体而感到对低频干扰抑制效果不够时，可以考虑在 磁芯上绕几圈，但是要注意：绕的匝数越多，低频抑制效果越好，而高频 越差。当一只铁氧体不能兼顾高频和低频时，也可以将两只串联起来，一只 匝数较少，主要抑制高频，另一只匝数较多，主要抑制低频。 内径尽量小 长度尽量大 壁厚尽量大 尽量靠近电缆端头

221 电缆共模辐射的对策 屏蔽电缆 减小共模电流 回路面积 电缆靠近地线面 增加共模电流回路的阻抗 减小 共模电流 共模电流滤波 线路板
减小共模电压 屏蔽 其它

222 用滤波消除辐射

223 第六部分 电缆的EMC设计 电缆辐射 场在导线中感应的噪声 电缆之间的串扰

224 处于电磁场中的电缆 S h 信号线和回流线在一根电缆中 用地线面作回流线 共模电流 差模电压 直接产生差模电压 不平衡

225 电磁场在电缆上的感应电压 1V/m场强产生的电压 dBV 3 1 2 -10 A h = 0.5m S: A = 100m B = 30m
-10 A h = 0.5m S: A = 100m B = 30m C = 10m D = 3m E = 1m 与 S、h 无关 -20 B 根据White,Donald R. J.所著“Control Methodology and Procedures”中提供的下列模型计算： 区域1( 电缆长度在第一个谐振点以下，F < 75 / S )： Vmax(V) = [ S(m)  h(m)  F(MHz)  E(V/m)] / 48 区域2 (长度超过  /2 谐振点，高度低于谐振频率 )： Vmax(V) = 2  h(m)  E(V/m) 区域3 ( 超过高度h的第一个谐振点，即F > 75 / h )： Vmax(V) = 150  E(V/m)] / F(MHz) Vmax表示这里考虑的是最坏情况。 如果高度不是0.5m，在区域1和区域2中作如下修正： 实际值 = 曲线值（dBV) + 20 lg ( h / 0.5) 举例：电缆长度为10米，高度为0.2米，短波电台的场强为3V/m，频率为3MHz 。求最大共模电压。 对应10米长的电缆的曲线为C。曲线C对应3MHz的数值为-10dB，高度修正为20lg(0.2/0.5) = -8dB，因此，感应电压为： V = 10dBV/m - 10dB -8dB = -8dBV，或0.4V C -30 D -40 E -50 10kHz kHz 1MHz MHz MHz GHz GHz

226 高频时，由于寄生参数的影响，平衡性会降低
平衡电路的抗干扰特性 VD V1 电磁场 I1 V2 I2 平衡电路： 平衡电路中的两个导体及与其连接的所有电路对地或其它导体有相同的阻抗。 平衡电路对电磁场的响应：平衡电路中的两个导体几何尺寸相同，并且靠得很近，因此可以认为是处于同一个场强。由于它们相对于任何参照物体的阻抗都相等，因此它们上面感应的电流是相同的，在导体两端相对于参考点的电压也是相同的。因此两根导体之间的电压为0V。 若这两个导体连接在电路的输入端，为电路提供输入信号电压，由于它们之间没有噪声电压，因此外界电磁场对电路的输入没有影响。理想的平衡电路能够抵抗任何强度的电磁场干扰。 平衡电路性能的评估：平衡电路的平衡程度用共模抑制比来描述。共模抑制比定义为共模电压与它所产生的差模电压之比，常用分贝来表示。 CMRR = 20lg ( VC / VD ) dB 例如，如果电路的共模抑制比为60dB，则1000V的共模电压在电路的输入端只能产生1V的差模电压。该电路的抗雷电等产生的共模干扰的性能很好。 设计良好的电路，其共模抑制比可以达到60-80 dB。高频时，由于寄生参数的影响，电路的平衡性很难作得很好。 注意：双绞线是一种平衡结构，因此在平衡系统中经常使用双绞线。同轴电缆则不是平衡结构，在平衡系统中使用时要注意连接方法。同轴电缆只能做一根导体使用，其外层作为屏蔽层使用。 VC 平衡性好坏用共模抑制比表示： CMRR = 20lg ( VC / VD ) 高频时，由于寄生参数的影响，平衡性会降低

227 提高共模干扰抑制的方法 平衡电路 平衡电路 共模扼流圈 屏蔽电缆 CMRR CMRR f f
当平衡电路的共模抑制比不能满足要求时，可以用屏蔽、共模扼流圈等方法来进行改善。但屏蔽的方法仅适合于空间电磁场造成共模干扰的场合。共模扼流圈的方法可以适合于任何共模干扰的场合，如地线电位差造成的共模干扰。 屏蔽：将电路的输入电缆屏蔽起来，屏蔽层按照规范进行连接，可以起到屏蔽电磁场的作用，它的抑制效果与电路平衡性对空间电磁场的共模干扰的抑制效果是相加的。例如，屏蔽提供的共模抑制效果是30dB，平衡电路的共模抑制比是60dB，则总的共模抑制效果是90dB。电缆屏蔽层的屏蔽效果在很大程度上决定于屏蔽层的端接方式，端接不好的话（不是360度搭接方式），高频的屏蔽效能会下降。 共模扼流圈：共模扼流圈的特殊绕制方法决定了它仅对共模电流有 抑制作用，而对电路工作所需要的差模电流没有影响。因此，共模扼流圈是解决共模干扰的理想器件。理想的共模扼流圈低频的共模抑制作用小，而随着频率的升高，抑制效果增加。这与平衡电路低频的共模抑制比高，随着频率升高，平衡性变差，共模抑制比降低的特性正好相反，因此具有互补性。所以，在平衡电路中使用了共模扼流圈后，电路在较宽的频率范围内能保持较高的共模抑制比。 说明：共模扼流圈的特性与许多共模抑制器件的特性都有互补性，例如，隔离变压器，由于初次级之间寄生电容的影响，对于高频共模干扰抑制效果很差，与共模扼流圈一起使用后，就改善了这个缺陷。共模扼流圈的另一个好处是，不需要接地。这为设计提供了很大方便。 f f

228 非平衡转换为平衡 ~

229 屏蔽电场 0V 电缆长度 < /20，单点接地 电缆长度 > /20，多点接地

230 磁场对电缆的干扰 磁通 VN 回路面积A VN ＝ ( d  / dt ) = A ( dB / dt ) 感应电压 当面积一定时
低频磁场干扰在实际中是很常见的，例如电源线的附近、马达或变压器的附近等。当电缆穿过这种磁场时，电缆所连接的电路中就会产生干扰。 这种干扰是由于导体回路面积所包围的磁通量发生变化所致。根据电磁感应定律，导体上感应的电压幅度与它所包围的磁通变化率成正比。如果回路面积所含的磁通量为 ，则： VN ＝ ( d  / dt ) 如果假设回路面积A中所包围的磁场是均匀的，也即，回路中各点的磁通密度B是相等的，则  = A B ，则： VN ＝ A ( dB / dt ) 如果磁场按正弦规律变化，且表示成： B ＝ B0e-jt 则： VN ＝ j A B 从公式中，可以看出，感应电压与磁场的频率、磁通密度、回路面积等成正比。由于外界干扰场的频率是不受控的，因此为了减小感应电压，应尽量减小回路中所包围的磁通密度和回路的面积。 减小磁通密度只能通过增加电缆与磁场辐射源之间的距离来实现。减小回路面积可以通过使用适当的电缆和接地方式来实现。 VN ＝ ( d  / dt ) = A ( dB / dt ) 当面积一定时

231 减小感应回路的面积 ～ ～ 理想同轴线的信号电流与回流等效为在几何上重合，因 此电缆上的回路面积为0，整个回路面积仅有两端的部分
克服磁场的干扰有效方法是减小回路的面积，也就是使信号线与其回线尽量靠近。双绞线和同轴线在减小磁场干扰方面有很好的效果。 双绞线：双绞线能够有效地抑制磁场干扰，这不仅是因为双绞线的两根线之间具有很小的回路面积，而且因为双绞线的每两个相邻的回路上感应出的电流具有相反的方向，因此相互抵销。双绞线的绞节越密，则效果越明显。 但是，如果电路的两端接地，则不再具有上述特征。因为这时每根导线与地平面之间构成了一个面积很大的回路，在这个回路中会产生感应电流。由于两根导线是不平衡的，因此会产生差模电压。 同轴电缆：当同轴电缆适当连接时，对磁场干扰的抑制效果是十分理想的。因为同轴电缆上信号电流与回流可以等效为在几何上重合，其面积为0。 为了保持同轴电缆的这个特性，在电缆的两端，非同轴部分，要保持面积尽量小。即屏蔽层的联线尽量短。 实际的同轴电缆，由于芯线与外层不一定是完全同心，因此会有一定的等效面积，影响其抑制效果。 与双绞线的情况相似，同轴线的两端也不能接地，否则在芯线与大地的回路中和外层与大地的回路中都会产生电流，由于电路非平衡性，会产生差模噪声。 ～ 理想同轴线的信号电流与回流等效为在几何上重合，因 此电缆上的回路面积为0，整个回路面积仅有两端的部分

232 屏蔽电缆减小磁场影响 只有两端接地的屏蔽层才能 屏蔽磁场 VS VS VS
当没有屏蔽电缆时，外界磁场在信号与地线构成的回路中产生感应电流，形成干扰。 增加屏蔽层后，如果屏蔽层不接地或者单端接地，磁场干扰的情况没有改变，也就是说屏蔽层没有效果。因为屏蔽层的加入并没有改变干扰磁场的特性。根据磁场干扰的公式，信号回路所包围的磁场特性如果没有发生变化，则干扰情况也不变。 当将屏蔽层两端接地时，外界磁场在原来信号与地线构成的回路中产生感应电流的同时，也在屏蔽层与地线构成的回路中产生感应电流Is，Is也会感应出磁场，但是这个磁场与原来的磁场磁场方向相反，相互抵消，导致总磁场减小，减小了干扰。 只有两端接地的屏蔽层才能 屏蔽磁场

233 抑制磁场干扰的试验数据 (A) (D) (B) (E) (C) 13 27 每米18节 28 13 100 1M 100 1M 100 1M
13 100 (D) 1M 100 (B) 27 1M 屏蔽电缆的效果与屏蔽层和电路的接地密切相关。特别是当外界干扰为磁场时，不同的连接方法效果大不相同。这组数据是在磁场中针对不同的接地结构试验获得的： 结构A：在信号线上套一个非磁性材料的屏蔽套，并且单点接地。对于磁场而言，当非磁性材料的屏蔽层单点接地时，信号回路中的磁场没有变化，因此磁场感应是相同的，即这种结构没有屏蔽效果。这种情况屏蔽效果定义为0dB，作为参考点。 结构B：将A中的屏蔽层两端接地。这时就能够提供一定的屏蔽效能了。因为由屏蔽层与地平面构成的环路中也感应了电流，这个电流产生了一个与原磁场相反的磁场，使信号回路中的磁场减弱，感应噪声减小。 结构C：双绞线本应提供较好的屏蔽效果（由于相邻绞节中感应的电流方向相反，相互抵消），但由于电路两端接地，实际的感应回路并不小，因此效果较差。 结构D：在双绞线上加了一个单端接地的屏蔽层，由于单端接地的屏蔽层对磁场没有屏蔽效果，因此并没有改善双绞线的屏蔽效能。 结构E：将屏蔽层两端接地后，同B一样，屏蔽层中的电流产生的反磁场削弱了原磁场，屏蔽效能有所提高。 说明：结构C是一种常见的错误，在实践中要避免。 每米18节 28 1M 100 13 (E) 1M 100 (C)

234 抑制磁场干扰的实验数据 (F) (I) (G) (J) (H) 80 63 每米18节 55 77 70 100 1M 100 1M 100
结构G：双绞线由于具有很小的感应回路，并且相邻绞节中的感应电流对消，因此表现出较高的磁场屏蔽效果。实际的抑制效果比55更高，因为这里有些电场感应了进来。这从结构H可以看出。在结构H中，单端接地的屏蔽层抑制了电场感应，是屏蔽效果提高到70。 结构H：在G的基础上增加一个单端接地的屏蔽层，消除了（实验装置产生的附加）电场的影响。这里的屏蔽效果没有F高，是因为双绞线的回路面积没有同轴电缆的小。增加绞节密度可以进一步提高抑制效果。 结构I：将H中的屏蔽层两端接地后，导致屏蔽效能下降。这是因为屏蔽层两端接地后，在屏蔽层上产生了感应电流，这个电流在双绞线上感应出电流，由于电路不是平衡的，导致产生差模电压。 结构J：将H中的屏蔽层非接地的一端接到电路公共端，进一步提高了屏蔽效能，但没有达到F的水平，因为F中的电缆是同轴电缆，具有很小的感应回路。 问题：结构H的屏蔽效能比结构G提高了一些，这是因为单端接地的屏蔽层消除了实验装置产生的附加额外的电场，为什么结构D的屏蔽效能没有比结构C的屏蔽效能提高？ 77 1M 70 100 100 (J) 1M (H)

235 C与D的实验数据说明 单端接地屏蔽层 双绞线 设：总电磁场为1000，其中磁场为999，电场为1，
双绞线的磁场抑制效果为：20lg(1000/230)  dB 单端接地的屏蔽层的效果：20lg(230/229) 0 dB

236 G与H的实验数据说明 单端接地屏蔽层 双绞线 设：总电磁场为1000，其中磁场为999，电场为1，
双绞线的磁场抑制效果为：20lg(1000/1.3)  dB 单端接地的屏蔽层的效果：20lg(1.3/0.3) 13 dB

237 第六部分 电缆的EMC设计 电缆辐射 场在导线中感应的噪声 电缆之间的串扰

238 导线之间两种串扰机理 C M IL IL IC IC R0 RL R2G R2L
电容耦合：由于电容实际是由两个导体构成的，因此两根导线就构成了一个电容。我们称这个电容是导线之间的寄生电容。由于这个电容的存在，一个导线中的能量能够耦合到另一个导线上。这种耦合称为电容耦合，或电场耦合。 电感耦合：当一根导线上的电流发生变化，而引起周围的磁场发生变化时，若另一根导线在这个变化的磁场中，则这根导线上会感应出电动势。于是，一根导线上的信号就耦合进了另一根导线。这种耦合称为电感耦合，或磁场耦合。 耦合类型的判断： 要解决串扰问题，首先要明确串扰是属于那一种类型的。一个简单的判断方法是： 当源电路与接收电路的阻抗之乘积小于3002 时，磁场耦合为主； 当其乘积大于10002 时，电场耦合为主； 当其乘积小于介于 与 之间时，具体是哪一种耦合占主导，取决于电路的几何结构和频率。 但这个原则对于线路板上的微带线结构不适用。当轨线的特征阻抗较低（100），接收轨线上的源和负载阻抗比轨线的特征阻抗高时，电场耦合为主。 接收导线的两端情况是不同的，在靠近信号源的一端，电容耦合产生的电流与电感耦合产生的电流方向相同，幅度叠加，而在远离信号源的一端，电容耦合产生的电流与电感产生的电流方向相反，幅度抵消。因此，近端的干扰较强。 IL R2G R2L IL IC IC

239 耦合方式的粗略判断 ZSZL < 3002： 磁场耦合为主 ZSZL > 10002： 电场耦合为主
这里的原则不适合于多层线路板上，地线面上方的轨线。 当地线面上方的轨线的特性阻抗相对较低（< 100），而负载和源的阻抗比特性阻抗高时，串扰仪电容性串扰为主。

240 电容耦合模型 VN ＝ j  [ C12 / ( C12 + C2G)] V1 j  + 1 / R ( C12 + C2G)] C12
当电缆的长度与波长相比很短时，小于1/20波长，可以用集总参数模型来描述电容耦合。这样，可以用电路分析的方法来计算耦合。 将左图的导线电容耦合模型用电路形式简化后如右图所示，对右图计算，得到上式。 式中： C12 是两导体之间的电容 C1G 是导体1与地之间的电容 C2G 是导体2与地之间的电容 R 是导体2到地之间的电阻 j  [ C12 / ( C12 + C2G)] VN ＝ V1 j  + 1 / R ( C12 + C2G)]

241 耦合公式化简 VN ＝ R >> 1 / [ j  ( C12 + C2G )]
j  [ C12 / ( C12 + C2G)] VN ＝ V1 j  + 1 / R ( C12 + C2G)] R >> 1 / [ j  ( C12 + C2G )] R << 1 / [ j  ( C12 + C2G )] 从电容耦合的原始公式中很难看出一些规律。为了分析各种因素对耦合的影响，对原始公式进行化简。化简的思路是考虑两种极端情况，用渐近线来近似实际的情况。 频率很低的情况： 这时，R远小于 C12 和 C2G 构成的阻抗，也即： R << 1 / [ j  ( C12 + C2G )] 在这个条件下，电容耦合公式化简为： VN = j R C12 V1 从公式中可以看出：电容耦合的强度直接与频率、被干扰导体对地电阻、两导体之间的电容成正比。 频率很高的情况： 这时，R远大于 C12 和 C2G 构成的阻抗，也即： R >> 1 / [ j  ( C12 + C2G )] VN = V1 [ C12 / ( C12 + C2G ) ] 从公式中可以看出：电容耦合的强度与频率和电路的阻抗都无关。而仅与两个导体之间的电容和接收导体与地之间的电容有关，这些参数都与导线的结构直接相关。 VN = V1 [ C12 / ( C12 + C2G ) ] VN = j R C12 V1

242 电容耦合与频率的关系 耦合电压 频率  VN = j RC12V1 VN = C12V1 (C12 + C2G)
将频率很低和频率很高的两种极端情况的曲线绘出，就得到了电容耦合随频率变化的渐近线。实际的电容耦合要小于渐近线所代表的值。 渐近线的交点在：  = 1 / R (C12 + C2G) 在这点，公式 VN = j R C12 V1 的值是实际值的1.41倍。 减小电容耦合的方法： 从公式中可以看出，可以控制电容耦合的参数有三个：两个导体之间的电容，接收导体对参考地的电阻，接收电路对参考地的电容。其中，前两个参数在实践中最重要。 因此，在实践中，常通过降低接收电路的电阻来减小电容耦合（高阻抗电路容易受到干扰）。 减小两个导体之间的电容可以通过调整两个导体的方向、距离、屏蔽等方法。两个导体垂直时，电容最小，平行时，最大。 增加距离可以减小导体间的电容。但是，当距离增加到一定程度时，再继续减小，电容量几乎不变了。 1 / R (C12 + C2G) 频率 

243 屏蔽对电容耦合的影响－全屏蔽 C2S C1s C1s V1 C1G CSG Vs C1G V1 Vs CsG 首先考虑导体2（接收导线）不接地的情况。 利用前面计算导体2电容耦合的公式来计算导体2屏蔽层上的耦合电压VS 。当屏蔽层不接地时，相当于R无限大，应用R很大时的公式，得到屏蔽层上的耦合电压为： VS ＝ V1 [ C1S / ( C1S + CSG ) ] 由于导体2悬空，因此没有电流流过C2S，所以导体2上的感应电压为： VN ＝ VS，与没有屏蔽时的情况相同。 当屏蔽层接地时， VS＝ 0 ， 于是：VN ＝ 0 。 因此，完全屏蔽的导体，当屏蔽接地时，具有很好的电容耦合抑制效果。 但，这是导体2 全部在屏蔽内的理想情况。实际中，这种理想状况是不存在的。 说明：这里很关键的一点是电缆的屏蔽层接参考地，这样才使屏蔽层的电位保持在0电位，因此芯线的电位也保持在0电位。如果电缆的长度小于干扰信号的波长的1/20，单点接地就可以了，不然的话，要多点接地。接地间隔小于波长的1/20。 屏蔽层不接地：VN = VS =V1 [ C1S / ( C1S + CSG ) ]，与无屏蔽相同 屏蔽层接地时：VN = VS = 0， 具有理想的屏蔽效果

244 R 很大时：VN = V1 [ C12 / ( C12 + C2G + C2S ) ]
部分屏蔽对电容耦合的效果 C12 C2S C1s C1s C1G C12 CSG C2G V1 VN VN V1 CsG 实际导体总不能完全屏蔽起来，至少在两端要暴露出来。这时，导体1和导体2之间还会存在电容C12 ，导体2对地之间有电容C2G ，这时，即使导体2 的屏蔽层接地，导体2上也还有耦合电压： VN = V1 [ C12 / ( C12 + C2G + C2S ) ] 这种情况与没有屏蔽时的情况相比有两点不同： 公式中的(C2G + C2S) 代替了C2G， C2S 的值远大于原来的C2G ， 新的C2G 的值取决于导体2露出屏蔽层的长度。 公式中的C12已经减小了许多。C12的大小取决于导体2在屏蔽体外的长度。要减小C12，就要使暴露出屏蔽层的导体长度尽量短。 若导体2接地电阻为有限值，且： R << 1 / j ( C12 + C2G + C2S ) 这时，导体2上的耦合电压为： VN = jR C12 V1 C12的大小取决于导体2在屏蔽体外的长度。对于编织屏蔽层，通过孔形成的导体1、2之间电容也要考虑。 R 很大时：VN = V1 [ C12 / ( C12 + C2G + C2S ) ] R 很小时：VN = jRC12

245 互电感定义与计算 a b a M = （  / 2  ）ln[b2/（b2- a2）] 回路1 回路2
       a        定义： 自感L ＝  1 / I1 ， 互感 M ＝  12 / I1 自电感：当一个回路中有电流I流过时，会在回路中产生磁通，磁通量与电流之间的关系通过一个系数L来确定，这个L就是自电感： L =  / I 自感与回路的面积、回路中物质的磁特性有关，增加面积、填充高导磁率材料都能够增加自感。 互电感：如果电路1中的电流I1在电路2中产生了磁通12，且电路2中的磁通量12与电流I1之间通过一个系数M来确定，这个M就是互感： M = 12 / I1 互感与电路2的面积、相对于电路1的位置、角度以及空间的物质磁特性等有关。减小回路2的面积、增加与回路1 的距离、调整相对角度等都可以减小互感，而填充磁性物质可以增加互电感。变压器中使用高导磁率的铁心是为了增加互感，使电路1中的能量全部耦合进电路2。 互电感的计算：计算互电感时常用的一个基本公式是载流导体产生的磁通密度公式： B =  I / 2  r 式中：B = 磁通密度， I= 导体中的电流， r = 距导体的距离。 用这个公式就可以计算出任何回路中所包围的磁通量，从而计算互感。 导体1在环路2中的磁通量：12 = ∫ bb+a（ I1 / 2  r）dr =  I1 / 2  ln（b+a /b） 导体2在环路2中的磁通量：12 = ∫bb-a（ I1 / 2  r）dr =  I1 / 2  ln（b/b-a） 总磁通量为： 12 =  I1 / 2  ln（b/b-a）-  I1 / 2  ln（b+a /b）=  I1 / 2  ln[b2/（b2- a2 )] M = （  / 2  ）ln[b2/（b2- a2]  1 是电流I1在回路1中产生的磁通，  12 是电流I1在回路2中产生的磁通 M = （  / 2  ）ln[b2/（b2- a2）] 减小M的方法：回路1用双绞线或同轴线，减小回路2的面积，增加两 个回路的距离

246 电感耦合 VN ＝ d12 / dt = d(MI1)/dt = M dI1 / dt I1 I1 R2 R1 M V1 VN V1 R2
互感耦合：当一个电路产生的交变磁场穿过另一个电路时，在这个电路中会感应出电压。这说明前一个电路中的能量耦合进了后一个电路。这种耦合就是电感耦合。它是由两个电路之间的互感产生的。耦合电压的数值为： VN ＝ M dI1 / dt 减小互感耦合的方法：从公式中可以看出，减小互感耦合的关键是减小互感M。根据前面对互感的讨论，可以知道以下方法可以减小互感： 1 增加两个回路之间的距离； 2 减小第一个回路产生的磁通密度（在电流幅度不变的情况下），例如将第一个回路的 两根长导线用双绞线； 3 减小接收回路的面积； 4 调整两个回路的相对位置、角度关系。 VN ＝ d12 / dt = d(MI1)/dt = M dI1 / dt

247 电感耦合与电容耦合的判别 ～ 电容耦合 电感耦合 IN = j  C12V1 R1 R2 VN = j  M12 I1 R1 R2 V
电容耦合与电感耦合的区别： 电容耦合是在接收导体与地之间诱导出噪声电流，而电感耦合是在接收导体上诱导出噪声电压。因此，由电容耦合产生的噪声可以看成是并联在接收导体与地之间的电流源，而电感耦合产生的噪声可以看成是串联在接收导体中的一个电压源。利用这个特性可以区分一种串扰是电容耦合还是电感耦合，从而采取适当的解决措施。 区分方法：测量导体一端的噪声电压，同时调整导体另一端对地的阻抗，若测量电压值随阻抗增加而增加，则为电容耦合，若变化方向相反，则为电感耦合。想想这是什么道理。 VN = j  M12 I1 V R1 R2

248 非磁性屏蔽对电感耦合的影响 关键看互感是否由于屏蔽措施而发生了改变 I1 M1S M12
怎样判断一个措施对互感耦合是否起作用：考察一个屏蔽措施是否对互感耦合起作用，只要看屏蔽措施的引入是否改变了原来的互感。仔细研究互感的物理含义，就可以判断出屏蔽措施是否改变了互感。 没有两端接地的非磁性屏蔽体：首先，由于屏蔽体是非磁性材料构成的，因此它的引入不会影响原来磁场的分布，也就是说对原来的12没有影响。其次，由于屏蔽体不接地或单端接地，因此，屏蔽体上没有电流，没有电流就意味着没有产生新的磁场，所以对原来的12没有影响。由于这两个会造成磁场发生变化的因素都没有起作用，因此互感没有变化。所以这种屏蔽对互感耦合不起作用。（互感耦合实际是一种磁场耦合，因此，这种屏蔽对磁场干扰同样没有效果，这在前面已经讨论过） 两端接地的非磁性屏蔽体：如果屏蔽体的两端接地，可以看出：在屏蔽层与地构成的回路中会由于屏蔽体与导体1之间的互感产生感应电流。这个感应电流会产生一个新的磁场，这个磁场叠加在原来的12上，形成新的12，记为´12 ，由于12 ´12 ，因此，这个屏蔽措施的引入改变了互感，因此可以断定这种屏蔽对互感耦合有影响。具体怎样影响，下面进行分析。 磁性材料屏蔽体：如果屏蔽体是有磁性材料构成的，则它的引入肯定会造成局部磁通密度B的变化，会不会造成原来12的变化呢？对互感耦合有什么影响呢？有兴趣的读者可以进行分析。 关键看互感是否由于屏蔽措施而发生了改变

249 双端接地屏蔽层的分析 ~ V12 = j  M12 I1 VS2 = j  MS2 IS VN = V12 + VS2 I1 M1S
导体1 ~ V12 = j  M12 I1 VS2 = j  MS2 IS VN = V12 + VS2 M1S M12 IS 屏蔽体 MS2 根据前面的讨论，我们知道只有当屏蔽体两端接地时，才能对电感耦合起作用。究竟起什么作用呢，下面进行分析。 屏蔽层的引入会减小电感耦合的噪声电压：当引入两端接地的屏蔽层后，这个屏蔽层在导体1的作用下会产生感应电流IS，且IS = V1S/ZS。 IS通过屏蔽层与导体2之间的互感M2S 在导体2上产生电压 VS2 。因此导体2上产生的串扰电压VN 为 I1 直接在导体2上产生电压V12 与屏蔽层在导体2上产生的电压 VS2之和。即： VN = V12 + VS2 根据电磁感应定律，IS的方向与I1 的方向相反，因此 V12的方向与VS2的方向相反，两者相抵消。因此减小了耦合电压。 串扰电压的计算：（设I1为正弦波） V12 = M12 d I1/dt = j  M12 I1 用同样公式可得： VS2 = j  MS2 IS ， V1S = j  M1S I1 由于导体2与导体2的屏蔽层靠得很近，因此有M1S = M12 ， 所以： V1S = j  M1S I1 = j  M12 I1 = V12 若导体2屏蔽层的电阻和电感分别为：RS 和 LS ，则屏蔽层上的电流为： IS = V1S/ZS = V12 /（ RS + jLS ） VS2 = j  MS2 V12 /（ RS + jLS ） VN = V12 - j  MS2 V12 /（ RS + jLS ）= V12 [ 1- j  MS2 /（ RS + jLS ）] 导体2 + - - + V12 VS2 求解这项

250 VS2项求解 LS = / IS MS2 = / IS 因此：LS = MS2  + + + + VS2 = j MS2 I S
= j MS2 ( V S / ZS) = j LS [ V S / ( jLS+RS )] = VS [ j / ( j+RS/LS)] + + + + + 屏蔽层 导体2

251 屏蔽后的耦合电压 VN = V12 + VS2 V12 = j M12I1 VS = j M1SI1 因为：M12 = M1S
所以：VS = j M12I1 所以：VS2 = j M12I1 [ j / ( j+RS / LS)] V12 VN = V12 - V12[ j / ( j+RS / LS)] = V12 [ (RS / LS) / ( j+RS / LS)]

252 屏蔽层的磁场耦合屏蔽效果 lg VN 无屏蔽电缆 屏蔽效能 VN ＝ M12 I1（Rs / Ls ) VN ＝ j M12 I1
前面已经推导得出： VN = V12 [ 1- j  MS2 /（ RS + jLS ）] 求MS2 ： 设在屏蔽层上有均匀的轴向电流，则这个电流产生的磁力线都集中在屏蔽层外面，内部没有磁场（根据Smythe，“Static and Dynamic Electricity " 一书，第278页）。因此根据电感的定义，屏蔽层的电感LS 为： LS =  / IS 又根据互感的定义，屏蔽层与芯线之间的互感为： M =  / IS 为屏蔽层上的电流产生的包围芯线的磁通，由于屏蔽层的内部没有磁通，因此包围芯线的磁通与包围屏蔽层的磁通相同，即：  = ，因此有：LS = M。这说明屏蔽层与芯线之间的互感等于屏蔽层的自电感。因此： MS2 = LS 将 MS2 = LS 代入VN的公式，得到： VN = V12 [ 1- j  LS /（ RS + jLS ）] = V12 RS /（ RS + jLS ） 当频率很低时（ j Ls << Rs ）： VN = V12 ，这时，电感耦合与无屏蔽时相同。 当频率较高时（ j Ls >> Rs ）：VN = V12 ( Rs / j Ls ) = M12I1 ( Rs / Ls ) 这时，感应电压不随频率增加而增加，保持一个常数，这个数与没有屏蔽时的差值就是屏蔽效果，如图中阴影所示部分。 VN ＝ j M12 I1 屏蔽电缆 lg Rs / Ls

253 第七章 PCB的电磁兼容设计

254 线路板上的电磁兼容问题 线路板的辐射 外界电磁场对线路板的干扰 地线和电源线噪声 地线引起的公共阻抗耦合 走线之间的串扰
信号的反射（传输线效应）

255 走线是主要辐射源

256 地线和电源线上的噪声 VCC ICC R2 R4 R1 Q3 Q2 I驱动 Q1 被驱动电路 R3 Q4 I充电 Vg Ig I放电

257 电源线、地线噪声电压波形 输出 ICC VCC Ig Vg

258 地线干扰对电路的影响 1 3 寄生电容 2 4

259 线路板走线的电感 L = 0.002S(2.3lg ( 2S / W ) + 0.5 H I I
M L = ( L1L2 - M2 ) / ( L1 + L2 - 2M ) 若：L1 = L2 L= ( L1 + M ) / 2

260 地线网格

261 电源线噪声的消除 电源线电感L, V =L(di/dt) 这个环路尽量小 储能电容

262 电源解耦电容的正确布置 尽量使电源线与地线靠近

263 解耦电容的选择 dI dt C = dV 各参数含义： 在时间dt内，电源线上出现了瞬间电流dI，dI导致了电源线上出现电压跌落dV。 Z
f 1/2 LC

264 增强解耦效果的方法 电源 铁氧体 用铁氧体增加电源端阻抗 注意铁氧体安装的位置 地 粗线 细线 用细线增加电源端阻抗 接地线面

265 有效滤波的例子 普通电容（1） 三端电容（0.1） 三端电容 + 铁氧体 注意位置！

266 多个电容改善解耦效果

267 电源面与地线面之间也有电容

268 选择合适的电容种类 插线电容 表贴电容

269 线路板的两种辐射机理 差模辐射 共模辐射 杆天线 电流环

270 实际电路的辐射 ~ ZC = ZG + ZL 环路面积 = A ZG I ZL V
近场：ZC  7.9 D f E = 7.96VA / D （V/m） ZC  7.9 D f ， E = 63 I A f / D （  V/m） H = 7.96IA / D （  A/m） 远场： E = 1.3 I A f 2 /D （  V/m）

271 常用的差模辐射预测公式 考虑地面反射时： E = 2.6 I A f 2 /D （  V/m）

272 脉冲信号差模辐射的频谱 EdB = 20lg（2.6 I A /D） +40lg f f 1/d 1/tr f
差模辐射频率特性线 频谱包络线 - 20dB/dec 40dB/dec - 40dB/dec f 1/d /tr f 20dB/dec E = 2.6 I A f 2 /D EdB = 20lg（2.6 I A /D） +40lg f 40dB/dec 脉冲的差模辐射包络线 f

273 不同逻辑电路为了满足EMI指标要求 所允许的环路面积
仅代表了一个环路的辐射情况，若有N个环路辐射，乘以  N 。因此，可能时，分散时钟频率。

274 如何减小差模辐射？ E = I A f 2 / D 低通滤波器 布线

275 控制高频信号的回路

276 电路中的强辐射信号 dBV/m dBV/m 只有时钟电路加电工作 所有电路加电工作 1 10 100 1000
只有时钟电路加电工作 所有电路加电工作

277 控制回路面积是布线的主要目的 L=20cm

278 减小面积降低辐射 L=10cm L=5cm

279 单层或双层板如何减小环路的面积

280 不良布线举例 68HC11 E时钟 B 74HC00 A 连接A、B

281

282

283

284 随便设置的地线没有用 在线路板上没有布线的地方全部铺上地线是EMC设计吗？

285 开关电源干扰发射的原因 共模干扰耦合路径 220VAC

286 地线对辐射的影响

287 地线对辐射的影响

288 多层板能减小辐射 地线层 低频 高频 10 1 地线面具有很小的地线阻抗 DC~0.5 1 10 100 1G 信号1 电源层 信号2
地线面的阻抗，m/ 平方 地线面具有很小的地线阻抗 DC~ G

289 地线面上的缝隙的影响 L L : 0 ~ 10cm VAB : 15 ~ 75mV   75mm 模拟地 数字地 A B A/D变换器

290 过孔的阻抗 nH/cm PGA 128-pin 25 50 75 100 C/4 PGA 与过孔之间的距离 mm 1.5mm 100 10
0.1 C/4 PGA 与过孔之间的距离 mm

291 六层板的设计 注意方向 好 不好 好 不好 这种非典型布线具有最好的电磁兼容特性

292 八层板的设计 注意方向 较好 最好 差 很好 电源很好 很好

293 十层板的设计 很好 较好 很好 注意方向

294 线路板边缘的一些问题 关键线（时钟、射频等） 产生较强辐射 无地线 电源层 地线层 20H

295 扁平电缆的使用 较好，但端接困难 最好 较好 差 地线 D C B A 扁平电缆 这两处都有地线 一部分信号回流经过ABCD

296 注意隐蔽的辐射环路 信号线+电源+地线 信号线 信号线 电源/地线 电源/地线 电源/地线 电源 电源

297 直流线的辐射 直流线也会产生射频辐射 线 路 板 3 线 路 板 2 线 路 板 1

298 地线也辐射 你喜欢 电缆屏蔽层接地吗 ? 不接地线 接上地线

299 地线辐射产生的原因 电源线电感 地线噪声 电源回路 信号回路

300 减小共模电压

301 改善地线减小共模电压

302 减小空间感应的共模电压

303 两个措施同时采取

304 滤波器滤除高频成份

305 滤波器电容量的选择 R源 R负载 低速接口 10 ~ 100kB/s 高速接口 2MB/s 低速CMOS TTL 上升时间 tr
电容合适 R源 R负载 电容过大 低速接口 10 ~ 100kB/s 高速接口 2MB/s 低速CMOS TTL 上升时间 tr 0.5~1s 50ns 100ns 10ns 带宽 BW 320kHz 6MHz 3.2MHz 32MHz 总阻抗 R 120 100 300 100~150 最大电容 C 2400pF 150pF 100pF 30pF

306 平衡接口电路 +Vcc Z0/2 +V -V Z0/2 -Vcc

307 I/O接口布线的一些要点 隔离变压器/光耦隔离器 滤波电容 电源线连接 地线连接 信号滤波器 干净区域 时钟电路、高速电路 桥 壕沟