3 模拟信号的数字化传输 本章要点 抽样定理 脉冲编码调制（PCM） 调增量调制（ΔM） Δ-M、DPCM和数字音节压扩系统 3 模拟信号的数字化传输 本章要点 抽样定理 脉冲编码调制（PCM） 调增量调制（ΔM） Δ-M、DPCM和数字音节压扩系统 语音与图像压缩编码简介

3.1 抽样定理 1 抽样 概念：抽样又可称为取样或者采样。 任务：是对模拟信号进行时间上的离散化处理，即每隔一段时间对模拟信号抽取一个样值。 2 抽样定理 一个频带限制在（0，fH）Hz内时间连续的信号f(t)，如果以 的时间对其进行等间隔抽样，则f(t)将被得到的抽样值完全确定。

抽样定理模型可用一个乘法器表示 即 ms（t）=m（t）·s（t） 式中：s（t）是重复周期为Ts、脉冲幅度为1、脉冲宽度为τ的周期性脉冲序列，即抽样脉冲。 可以看出： s（t）＝1时，ms（t）＝m（t）；s（t）＝0时，ms（t）＝0

样值信号频谱： S（t）的傅立叶级数表示为： 式中： 则： ……

若m（t）为单一频率Ω的正弦波， 即 则式中各项所包含的频率成分分别为： 第一项：Ω， 第二项：ωs±Ω； 第三项：2±Ω； …… 第n项：n±Ω 结论： 抽样后信号的频率成分除含有Ω外，还有nωs的上、下边带；第一项中包含了原模拟信号的全部信息，只是幅度差 倍。

结论： 只要频谱间不发生重叠现象，在接收端就可通过截止频率为fc=fH的理想低通滤波器从样值信号中取出原模拟信号。因此，对于低频频率fL很低，最高频率为fm的模拟信号来说，只要抽样信号频率fs≥2fm，在接收端就可不失真地取出原模拟信号。 抽样信号s（t）的重复频率fs必须不小于模拟信号最高频率的两倍，即fs≥2fm，它是模拟信号数字化的理论根据。 实际滤波器的特性不是理想的，因此常取fs>2fm。 在选定fs后，对模拟信号的fm必须给予限制。其方法为在抽样前加一低通滤波器，限制fm，保证fs>2fm。

3 信号的重建 利用一低通滤波器即可完成信号重建的任务。 由前面分析知道，样值信号中原模拟信号的幅度只为抽样前的 倍。因为τ很窄，所以还原出的信号幅度太小。为了提升重建的语音信号幅度，通常采取加一展宽电路，将样值脉冲τ展宽为Ts，从而提升信号幅度。 理论和实践表明：加展宽电路后，在PAM信号中，低频信号提升的幅度多，高频信号提升的幅度小，产生了失真。为了消除这种影响，在低通滤波器之后加均衡电路。要求均衡电路对低频信号衰减大，对高频信号衰减小。

3.2 脉冲编码调制（PCM） 在数字通信系统中，脉冲编码调制通信是数字通信的主要形式之一。一个基带传输PCM单向通信系统如图所示。

发信端：完成A/D变换，主要步骤为抽样、量化、编码。 收信端：完成D/A变换，主要步骤是解码、低通滤波。 信号在传输过程中要受到干扰和衰减，所以每隔一段距离加一个再生中继器，使数字信号获得再生。 为了使信码适合信道传输，并有一定的检测能力，在发信端加有码型变换电路，收信端加有码型反变换电路。

图b： 根据抽样定理，m(t)经过抽样后变成了时间离散、幅度连续的信号mS(t)。 图c：将其送入量化器，就得到了量化输出信号mq(t)。 这里采用了 “四舍五入”法将每一个连续抽样值归结为某一临近的整数值，即量化电平，这里采用了8个量化级，将图(b)中7个准确样值4.2、6.3、6.1、4.2、2.5、1.8、1.9分别变换成4、6、6、4、3、2、2。 图d：量化后的离散样值可以用一定位数的代码来表示，也就是对其进行编码。因为只有8个量化电平，所以可用3位二进制码来表示。图d是用自然二进制码对量化样值进行编码的结果。 抽样、量化、编码过程的示意图：

二进制编码位数与量化电平数目的关系： 如果有M个量化电平，则需要的二进制码位数n为 μ进制编码位数与量化电平数目M的关系： 如果用μ进制脉冲进行编码，n个码元所代表的量化电平数目为 但实际中，实现这种方法的电路较复杂，因此，实用电路中常常在发信端采用取整量化，在收信端再加上半个量化级差的方法。

3.2.1 量化 1.量化的任务 将抽样后的信号在幅度上离散化，即将模拟信号转换为数字信号。 做法：将PAM信号的幅度变化范围划分为若干个小间隔，每一个小间隔叫做一个量化级。相邻两个样值的差叫做量化级差，用δ表示。当样值落在某一量化级内时，就用这个量化级的中间值来代替。该值称为量化值。 2. 量化误差 用有限个量化值表示无限个取样值，总是含有误差的。由于量化而导致的量化值和样值的差称为量化误差，用e（t）表示。 即 e（t）＝量化值 - 样值

均匀量化 量化 非均匀量化 一.均匀量化 1．定义 均匀量化的量化级差δ是均匀的。或者说，均匀量化的实质是不管信号的大小，量化级差都相同。如图（a）所示。 2. 量化曲线 该量化特性曲线共分8个量化级，量化输出取 其量化级的中间值。量化误差与输入电压的关系 曲线如图（b）所示。

过载量化噪声在实用中应避免 当输入信号幅度在－4δ～＋4δ之间时，量化误差的绝对值都不会超过 ，这段范围称为量化的未过载区。 当输入信号幅度在－4δ～＋4δ之间时，量化误差的绝对值都不会超过 ，这段范围称为量化的未过载区。 在未过载区产生的噪声称为未过载量化噪声。 当输入电压幅度u（t）>4δ或u（t）<－4δ时，量化误差值线性增大，超过 ，这段范围称为量化的过载区。 在量化过载区产生的噪声称为过载量化噪声。 过载量化噪声在实用中应避免

3.均匀量化中量化噪声对通信的影响 通信中常用信噪比表示通信质量。 量化信噪比：指模拟输入信号功率与量化噪声功率之比。 对一正弦信号，均匀量化的信噪比为： （ ）dB＝1.76＋6n＋20lg 对一语音信号，均匀量化的信噪比为： （ ）dB＝6n－9＋20lg 式中，n：二进制码的编码位数； Um：有用信号的幅度； +V～-V：未过载量化范围。 我们把满足一定量化信噪比要求的输入信号取值范围定义为量化器的动态范围。

结论： ① 为保证通信质量，要求在信号动态范围达到40dB（即20lg ＝－40dB）时，信噪比（ ）dB≥26dB ∴26≤1.76＋6n－40 解得n≥10.7，即在码位n＝11时，才满足要求。 ② 信噪比同码位数n成正比，即编码位数越多，信噪比越高，通信质量越好。每增加一位码，信噪比可提高6dB。 ③ 有用信号幅度Um越小，信噪比越低。 ④ 语音信号信噪比比相同幅值的正弦信号输入时信噪比低11dB。

均匀量化信噪比的特点： 码位越多，信噪比越大； 在相同码位的情况下，大信号时信噪比大，小信号时信噪比小。 二.非均匀量化 1．非均匀量化 非均匀量化是对大小信号采用不同的量化级差，即在量化时对大信号采用大量化级差，对小信号采用小量化级差。这样就可以保证在量化级数(编码位数)不变的条件下，提高小信号的量化信噪比，扩大了输入信号的动态范围。

一个非均匀量化的具体分析： 过载电压V＝4Δ，其中Δ为常数，其数值视实际而定。量化级数l＝8，幅值为正时，有四个量化级差。 从图中看出：在靠近原点的（1）、（2）两级量化间隔最小且相等（Δ1＝Δ2＝0.5Δ），其量化值取量化间隔的中间值，分别为0.25和0.75；以后量化间隔以2倍的关系递增。所以满足了信号电平越小，量化间隔也越小的要求。 幅值为正时的量化特性

2．压缩与扩张 实现非均匀量化的方法之一是采用压缩扩张技术，其特点是在发送端对输入模拟信号进行压缩处理后再均匀量化，在接收端进行相应的扩张处理。如图所示。 由图中看出，非线性压缩特性中，小信号时的压缩特性曲线斜率大，而大信号时压缩特性曲线斜率小。经过压缩后，小信号放大变成大信号，再经均匀量化后，信噪比就较大了。在接收端经过扩张处理，还原成原信号。压缩和扩张特性严格相反。

3．A律压缩特性 A律压缩特性公式为： 0≤x≤ ≤x≤1 式中A为压缩系数，表示压缩程度。 在上图的曲线中： A＝1时，y=x，为无压缩即均匀量化情况。 A值越大，在小信号处斜率越大，对提高小信号信噪比越有利。

4．A律13折线压缩特性 将第Ι象限的y、x各分8段。 Y轴均匀的分段点为1、7/8、6/8、5/8、4/8、3/8、2/8、1/8、0。 这8段折线从小到大依次为①、②……⑦、⑧段。各段斜率分别用k1、k2……k7、k8表示 k1＝16、k2＝16、k3＝8、k4＝4、k5＝2、k6＝1、k7＝1/2、k8＝1/4。 第①、②段斜率最大，说明对小信号放大能力最大，因此信噪比改善最多。

x、y为负值的第Ⅲ象限的情况： 由于第Ⅲ象限和第I象限的第①、②的斜率相同，可将此四段视为一条直线，所以两个象限总共13段折线，称为13折线。 实际中A＝87.6时，其13折线压缩特性与A律压缩特性相似。因此简称13折线A律特性或13折线特性。 A律13折线压缩特性对小信号信噪比的改善是靠牺牲大信号的量化信噪比换来的。非均匀量化后量化信噪比的公式可表示为： （ ）dB＝1.76＋6n＋20lg ＝1.76＋6n＋20lg ＋20lg 式中， 20lg 为量化信躁比的改善量

13折线各段折线的斜率及量化信噪比的改善量 根据以上分析，采用13折线压缩特性进行非均匀量化时，编7位码（即n＝7）就可满足输出信噪比大于26dB的要求。

其中μ为压缩系数，如图所示。μ＝0时，相当于无压缩情况。 实用中取μ＝255，μ律压缩特性可用15折线来近似。 5 μ律压缩特性 μ律压缩特性公式为： y＝ （0≤x≤1, 0≤y≤1） μ1=0 ① 其中μ为压缩系数，如图所示。μ＝0时，相当于无压缩情况。 实用中取μ＝255，μ律压缩特性可用15折线来近似。

3.2.2 编码与解码 一 编码 编码的任务是将已量化的PAM信号按一定的码型转换成相应的二进制码组，获得PCM信号。 x1 x2 x3 x4 x5 x6 x7 x8 极性码 段落码 段内码 幅度码 极性码： x1=1 表示正样值，x1=0 表示负样值

每个大段落区间称为段落差，符合2的幂次规律，即每一段的段落差是前一段的两倍（第一段除外） 每个大段的起始值称为起始电平 每个大段落分为16个均匀的小段 每个小段的间隔即为量化级差δi（i＝1～8） 段落起始电平与量化级差 段落序号 ① ② ③ ④ 起始电平 0Δ 16Δ 32Δ 64Δ 量化级差 ⑤ ⑥ ⑦ ⑧ 128Δ 256Δ 512Δ 1024Δ

2．编码器 PCM系统常用的编码方式有：逐次反馈型编码器、级联型编码器和混合型编码器。 （1）逐次反馈型编码器组成原理 段内码x5～x8的权值的确定： ur5=段落起始电平＋ 段落差 ur6=段落起始电平＋ 段落差＋ 段落差 ur7=段落起始电平＋ 段落差＋ 段落差＋ 段落差 ur8=段落起始电平＋ 段落差＋ 段落差＋ 段落差＋ 段落差

（2）编码器的构成

极性判决电路是将样值信号us与下权值ur1＝0进行比较，根据样值的正或负确定极性码x1是1还是0。 幅度比较电路是根据全波整流电路送来的us和uri（i＝2～8）的比较结果确定幅度码x2～x8。 本地解码电路由记忆电路，7/11变换电路，11个控制逻辑开关和11个恒压源（或恒流源）组成。 3. 解码器 解码器是完成数模变换的部件，通常又称为数模变换器，简记为DAC。 PCM接收端译码器的工作原理与本地译码器基本相同，唯一不同之处是接收端译码器在译出幅度的同时，还要恢复出信号的极性。

3.2.3 PCM系统的噪声性能 PCM系统输出的信号是模拟信号，因此系统的可靠性仍然可用系统输出信噪比来衡量。PCM系统的噪声来自两方面，即量化过程中形成的量化噪声，以及在传输过程中经信道混入的加性高斯白噪声。因此通常将PCM系统输出端总的信噪比定义为 式中，S0―系统输出端信号的平均功率； Nq―系统输出端量化噪声的平均功率； Ne―系统输出端信道加性噪声的平均功率。

一.量化对噪声系统的影响 PCM系统输出端的量化信号与量化噪声的平均功率比为 对于二进制编码，设其编码位数为n，则上式又可写为 二.加性噪声对系统的影响 仅考虑信道加性噪声时PCM系统的输出信噪比为

三.PCM系统接收端输出信号的总信噪比 可求得PCM系统输出端总的信号噪声功率比为 当误码率较低时，例如Pe< 10-6，PCM系统的输出信噪比主要取决于量化信噪比S0/Nq。 当信道中信噪比较低，即误码率Pe较高时，PCM系统的输出信噪比取决于误码率，且随误码率Pe的提高而下降。 一般来说，Pe = 10-6是很容易实现的，所以加性噪声对PCM系统的影响往往可以忽略不计，这说明PCM系统抗加性噪声的能力是非常强的。

3.3 增量调制（ΔM） 4.3.1 增量调制的基本原理 将信号瞬时值与前一个抽样时刻的量化值之差进行量化，而且只对这个差值的符号进行编码。因此量化只限于正和负两个电平，即用一位码来传输一个抽样值。 如果差值为正，则发“1”码；如果差值为负，则发“0”码。显然，数码“1”和“0”只是表示信号相对于前一时刻的增减，而不代表信号值的大小。这种将差值编码用于通信的方式就称为增量调制。

发送端：m(t)是一个频带有限的模拟信号 时间轴t被分成许多相等的时间段Δt； 把代表m(t)幅度的纵轴也分成许多相等的小区间σ； ∴模拟信号m(t)可用如图所示的阶梯波形m΄(t)来逼近。 编码：“1”码表示上升一个台阶σ “0”码表示下降一个台阶σ ∴m(t)可以用一串二进码序列来表示，从而实现了模/数转换。 接收端： 每收到一个“1”码就使输出上升一个σ值，每收到一个“0”码就使输出下降一个σ值，当收到连“1”码时，表示信号连续增长，当收到连“0”码时，表示信号连续下降。这样就可以恢复出与原模拟信号m(t)近似的阶梯波形m΄(t)，从而实现了数/模转换。

增量调制系统框图：

积分器的输入与输出波形： 积分器的输出波形并不是阶梯波形，而是一个斜变波形。但因ΔE=Δ，故在所有抽样时刻ti上斜变波形与阶梯波形有完全相同的值。 因而，斜变波形与原来的模拟信号相似。 积分器输出的斜变波经低通滤波器之后就变得十分接近于信号m(t)。

3.3.2 量化噪声和过载噪声 1.量化噪声 由于ΔM信号是按台阶Δ来量化的，因而也必然存在量化误差eq(t)，也就是所谓的量化噪声。量化误差可以表示为 正常情况下，eq(t)在(—Δ, +Δ)范围内变化。 设随时间变化的eq(t)在区间(—Δ, +Δ)上均匀分布，则eq(t)的平均功率可表示成 上式表明，△M的量化噪声功率与量化阶距电压的平方成正比。因此若要想减小Nq，就应减小阶距电压△。

2. 过载噪声 因为在ΔM中每个抽样间隔内只容许有一个量化电平的变化，所以当输入信号的斜率比抽样周期决定的固定斜率大时，量化阶的大小便跟不上输入信号的变化，因而产生斜率过载失真，它所产生的噪声称为斜率过载噪声。如图所示。

（2）不发生过载失真的条件 m(t)每隔Ts时间增长△，因此其最大可能的斜率为△/Ts。而模拟信号m(t)的斜率为d m(t)/d t。为了不发生过载失真，必须使信号的最大可能斜率小于斜变波的斜率，即有 ：信号m (t)的最大斜率。 当输入是单音频信号m (t) = Acos t时 此时

为了控制量化噪声，则量化阶距电压△不能过大。因此若要避免过载噪声，在信号幅度和频率都一定的情况下，只有提高频率ms，即使ms满足 一般情况下，A >> △，为了不发生过载失真，fs的取值远远高于PCM系统的抽样频率。 例如，△M系统的动态范围(D)△M定义为最大允许编码幅度Amax= △ fs/2f与最小可编码电平Amin=△/2的之比，即

若设语音信号的频率为f = 1kHz，并要求其变化的动态范围为40dB，则有 因此不发生过载，fs的取值为 在PCM系统中，对于频率为1kHz的语音信号进行抽样，抽样频率为2kHz。与之相比，△M系统的fs比PCM系统的抽样频率大很多。 在抽样频率和量化阶距电压都一定 的情况下，为了避免过载发生，输入 信号的频率和幅度关系应保持在图中 过载特性所示的临界线之下。  

在临界情况下， 该式说明，输入信号所允许的最大幅度与△fs成正比，与输入信号的频率成反比，因此输入信号幅度的最大允许值必须随信号频率的上升而下降。频率增加一倍，幅度必须下降6dB。这正是增量调制不能实用的原因。 在实际应用中，多采用△M的改进型－总和增量调制(△-M)系统和数字压扩调制。

3.3.4 PCM和△M的性能比较 在不同的n值情况下，PCM与△M系统的比较曲线如图所示。可以看出，在相同的传输速率下，如果PCM系统的编码位数n小于4，则它的性能将比f = 1000Hz，fm =3000Hz的△M系统差；如果n>4，PCM的性能将超过△M系统，且随n的增大，性能越来越好。

增量调制与PCM比较有如下特点: 1．在比特率较低时，增量调制的量化信噪比高于PCM； 2．增量调制抗误码性能好，可用于比特误码率为10－2—10－3 的信道，而PCM则要求10－4—10－6； 3．增量调制通常采用单纯的比较器和积分器作编译码器（预测器），结构比PCM简单。

3.4 Δ-M、DPCM和数字音节压扩系统 4.4.1 总和增量调制(Δ—∑M) 我们知道，对于高频成分丰富的输入信号m(t)，由于其在波形上急剧变化的时刻比较多，所以，如果直接进行ΔM调制，则往往造成阶梯波形m΄(t)跟不上m(t)的变化，产生比较严重的过载噪声；而对低频成分丰富的输入信号m(t)，由于其在波形上缓慢变化的时刻比较多，当幅度的变化在σ/2以内，又会出现连续的“0”、“1”交替码，导致信号平稳期间幅度信息的丢失。 总和增量调制技术解决了这一问题，其基本思想是，在发送端让输入信号m(t)先通过一个积分器，然后再进行增量调制。

积分器的作用是使m(t)波形中原来变化急剧的部分变得缓慢，而原来变化平直的部分变得比较陡峭，这样就可以解决原输入信号急剧变化时易出现过载失真和缓慢变化时易出现空载失真的问题。由于对m(t)先积分再进行增量调制，所以在接收端解调以后要再增加一级微分器，以便恢复出原信号。实际上，由于接收端的积分器和微分器的相互抵消作用，所以，在Δ—∑M系统的接收端只需要一个低通滤波器就可以恢复出原信号。其系统构成框图如图所示。

与ΔM系统类似，Δ—∑M系统也会发生过载现象。 由于 所以上式又可写为 为了与ΔM系统比较，仍设输入为单音频信号m(t)=Asinωkkt。若要求不发生过载现象，则必须满足

或写为 由此看出，Δ—∑M系统不发生过载的条件与信号的频率fk无关。这意味着Δ—∑M系统不仅适合于传输缓慢变化的信号，也适合于传输高频信号。 由于两个信号积分后的结果相减，与先相减后积分是等效的，所以图4.22中的差值信号e(t)可以写成 这样就可以把发送端的两个积分器合并成为在相减器后的一个积分器。合并后的Δ—∑M系统组成如下图所示。

3.4.2 数字压扩自适应增量调制 在增量调制系统中，量化阶距△是固定不变的。因此，当输入信号出现剧烈变化时，系统就会过载。为了克服这一缺点，希望△值能随f(t)的变化而自动地调整大小，这就是自适应增量调制(A△M)的概念。 它的基本思想是要求量阶△随输入信号m(t)的变化而自动地调整，即在检测到斜率过载时开始增大量阶△；斜率减小时降低量阶△。目前，自适应增量调制的方法有多种，采用较为广泛的是数字压扩增量调制系统，它是数字检测、音节压缩与扩张自适应增量调制的简称，其工作原理框图如下图所示。

与ΔM系统相比，增加了数字检测电路、平滑电路和脉冲幅度调制电路。 数字检测指的是，自适应地改变量阶△的控制信息。音节是指输入信号包络变化的一个周期。这个周期一般是随机的，但大量统计证明，这个周期趋于某一固定值。确切讲，音节指的就是这个固定值。对于话音信号而言，一个音节一般约为10ms。那么，音节压扩指的是量阶△并不瞬时地随输入信号幅度变化，而是随输入信号的音节变化。

由ΔM系统的原理可知，在输入信号斜率的绝对值很大时，ΔM系统的编码输出中就会出现很多的连“1”码(对应正斜率)或连“0”码(对应负斜率)。连“1”或连“0”码的数越多，说明信号的斜率就越大。可见，编码输出信号中包含着斜率大小的信息。 数字检测器的作用就是检测连“1”或连“0”码的长度。当它检测到一定长度的连“1”或连“0”码时，就输出一定宽度的脉冲，连“1”或连“0”码越多，检测器输出的脉冲宽度就越宽。 然后，将这个输出脉冲加到平滑电路进行音节平均。平滑电路实际上是一个积分电路，它的时间常数与语音信号的音节相近(为5  20ms)。因此，它的输出信号是一个以音节为时间常数缓慢变化的控制电压，其电压的幅度与语音信号的平均斜率成正比。 在这个电压的作用下，PAM使输入端的数字码流脉冲幅度得到加权。控制电压越大，PAM输出的脉冲幅度就越高，反之就越低。这就相当于本地译码输出信号的量化阶距随控制电压的大小线性地变化。由于控制电压在音节内已被平滑，因此可以认为在一个音节内它基本上是不变的，在不同的音节内才发生变化。

3.4.3 差分脉冲编码调制(DPCM) 在图像编码中一般采用差分脉冲编码调制(DPCM)来压缩数码率，其工作原理如图所示。 DPCM综合了PCM和ΔM的特点。 它与PCM的区别是：PCM系统是对信号抽样值进行独立编码，与其它抽样值无关，而DPCM则是对信号抽样值与信号预测值的差值进行量化、编码。 它与ΔM的区别是：ΔM系统是用一位二进码表示增量，而在DPCM中是用N位二进码表示增量。所以说它是介于PCM和ΔM之间的一种调制方式。

由于DPCM是对差值进行编码，而差值信号的幅度要比原始信号的幅度小得多，因此可以用较少的位数对差值信号进行编码。 在较好图像质量的情况下，每一抽样值只需4比特就够了，所以大大压缩了传送的比特率。 另外，在比特率相同的条件下，DPCM比PCM信噪比改善14～17dB。 与ΔM相比，由于它增加了量化级，所以它的信噪比改善程度也优于ΔM。

DPCM的缺点是抗传输噪声的能力差，即在抑制信道噪声方面不如ΔM。 因为发生误码时在ΔM中只产生一个增量的变化，而在DPCM中就可能产生几个量阶的变化，从而输出较大的输出噪声。 因此，DPCM很少独立使用，一般要结合其它的编码方法使用。

3.5 语音与图像压缩编码简介 话音、图像、数据等都是携带信息的主要载体，其中语音和图像属模拟信号范畴。 由于数字通信和模拟通信比较有较多的优点，将语音和图像信号通过编码以实现数字化是必然趋势。但数字化的语音和图像与模拟时相比，需要用较高的数码率，占用较大的带宽和存储空间，是语音和图像数字化的主要障碍。 压缩数字化语音和图像信信号的数码率是实现语音和图像数字化的关键。编码技术的核心就是研究编码算法，用尽可能低的数码率获得尽可能好的语音和图像质量。

几种音频压缩编码的比较：

2.图像压缩编码标准简介 (1)JPEG静止图像编码标准 JPEG(Joint Photographic Experts Group)是联合专家组的简称，成立于1986年。 JPEG采用的是帧内编码技术。它规定了基本系统和扩展系统两个部分。 在基本系统中，每幅图像都被分解为相邻的8×8图像块。对每个图像块采用离散余弦变换(DCT)，得到64个变换系数，它们代表了该图像块的频率成分。然后，再用一个非均匀量化器来量化变换系数。对DCT系数量化后，再用Z字形扫描将系数矩阵变成一维符号序列，然后再进行Huffman编码，分配较长的码字给那些出现概率较小的符号。

除了基本系统之外，JPEG还包括“扩展系统”，它可提供更多的算法、更高精度的像素值和更多的Huffman码表等等。 (2)H 除了基本系统之外，JPEG还包括“扩展系统”，它可提供更多的算法、更高精度的像素值和更多的Huffman码表等等。 (2)H.261会议电视图像编码标准 H.261是ITU—T第十五研究组在1990年12月针对可视电话和会议电视、窄带ISDN等要求实时编解码和低延时提出的一个编码标准。该标准的比特率为P×64kb/s，这里P是整数，范围从1到30，对应的比特率从64 kb/s到1.92Mb/s。

H.261采用的是一个典型的混合编码方案。 它大体上分为两种编码模式：帧内模式和帧间模式。 对于平缓运动的人物图像，帧间模式将占主导地位； 对于画面切换频繁和运动剧烈的序列图像，则采用帧内模式。 采用哪一种模式，编码器作出判断。 基本的判断准则是：哪一种模式给出较小的编码比特，那么就采用这种模式。

(3)MPEG—1存储介质图像编码标准 MPEG (Moving Picture Experts Group)是活动图像专家组的简称，是从属于ISO的一个工作组。 MPEG—1标准于1992年通过，主要是为了数字存储介质中的视频、音频信息压缩，应用于CD—ROM、数字录音带、计算机硬盘和可擦写光盘等存储介质。比特率不超过1.5Mb/s，传输信道可以是ISDN和LAN等。 MPEG—1对视频图像的编码过程类似于H.261标准，不同点是在MPEG—1中引入了双向运动补偿。

(4)MPEG—2一般视频编码标准 尽管MPEG—1标准通过参数变更途径可以提供很宽比特率范围，但该标准主要的目的却是为了低于1 (4)MPEG—2一般视频编码标准 尽管MPEG—1标准通过参数变更途径可以提供很宽比特率范围，但该标准主要的目的却是为了低于1.5Mb/s的CD—ROM的应用。 为了满足高比特率、高质量的视频应用，MPEG在1994年发布了MPEG—2标准，它特别适用于数字电视，比特率在～10Mb/s之间，也可以进一步扩展到高清晰度电视(HDTV)，比特率不超过30Mb/s。 MPEG—2与MPEG—1的主要差别在于对隔行视频的处理方式上。 此外，MPEG—2标准还提供了图像等级选择编码方式，还有支持扩充到高清晰度电视格式图像编码的能力，可以说它是迄今为止关于活动图像编码最完善的标准。

(6)MPEG—4多媒体通信编码标准 1998年11月公布的MPEG—4是针对多媒体通信制定的国际标准。MPEG—4旨在建立一种能被窄带、宽带网络、无线网络、多媒体数据库等各种存储和传输设备所广泛支持的通用音、视频数据格式，它不仅针对一定比特率下的音、视频编码，同时更加注重多媒体系统的交互性和灵活性。 与音频编码类似，MPEG—4视频编码也支持自然和合成视频对象。合成视频对象包括2D、3D动画和人面部表情动画。 对于静止视频对象，MPEG—4采用小波编码，可提供多达11级的空间分辨率和质量可伸缩性。 对于运动视频对象，为了支持基于对象的编码，引入了形状编码模型；为了支持高的压缩比，MPEG—4仍然采用了MPEG—1、MPEG—2中的变换、预测混合编码框架。