第九讲 混频器设计 1 重要性：混频器是微波集成电路接收系统中必不可少的部件。不论是微波通信、雷达、遥控、遥感、还是侦察与电子对抗，以及许多微波测量系统，都必须把微波信号用混频器降到中低频来进行处理。 集成电路混频器是主流：主要是因为集成式混频器体积小，性能稳定可靠，设计技术成熟，而且结构灵活多样，可以适合各种特殊应用。 采用肖特基势垒二极管做变频元件：虽然二极管混频必不可免有变频损耗，但是它结构简单，便于集成化，工作频带宽，可能达到几个甚至几十个倍频程。它的噪声较低而且工作稳定，动态范围大，不容易出现饱和。 电路结构形式：混频器有单管式混频，两管平衡式混频和多管式混频。单管混频只用一支二极管，结构简单，成本低，但噪声高，抑制干扰能力差，在要求不高处可以采用；平衡式混频器借助于平衡电桥可使本机振荡器的噪声抵消，因而噪声性能得到改善，电桥又使信号与本振之间达到良好隔离，因此平衡混频器是最普遍采用的形式；还有多二极管的混频器，比如管堆式双平衡混频器，镜频抑制混频器等是为特殊要求而设计的，可用于多倍频程设备、镜频能量回收或自动抑制镜频干扰等。

微波混频器技术指标与特性分析 2 一、噪声系数和等效噪声温度比 噪声系数的基本定义已在第四章低噪声放大器中有过介绍。但是混频器中存在多个频率，是多频率多端口网络。为适应多频多端口网络噪声分析，噪声系数定义改为式（9-1），其理论基础仍是式（6-1）的原始定义，但此处的表示方式不仅适用于单频线性网络，也可适用于多频响应的外差电路系统，即 （9-1） 式中 Pno——-当系统输入端噪声温度在所有频率上都是标准温度T0 = 290K时，系统传输到输出端的总噪声资用功率； Pns——仅由有用信号输入所产生的那一部分输出的噪声资用功率。 根据混频器具体用途不同，噪声系数有两种。

一、噪声系数和等效噪声温度比 3 图9-1 混频器热噪声谱

4 一、噪声系数和等效噪声温度比

5 一、噪声系数和等效噪声温度比

6 一、噪声系数和等效噪声温度比

7 二、变频损耗

二、变频损耗 8 图9-2 混频管芯等效电路

二、变频损耗 9 3、混频器的非线性电导净变频损耗 净变频损耗g取决于非线性器件中各谐波能量的分配关系，严格的计算要用计算机按多频多端口网络进行数值分析；但从宏观来看，净变频损耗将受混频二极管非线性特性、混频管电 图9-3 变频损耗、噪声系数对本振功率的关系 路对各谐波端接情况，以及本振功率强度等影响。当混频管参数及电路结构固定时，净变频损耗将随本振功率增加而降低，如图9-3所示。本振功率过大时，由于混频管电流散弹噪声加大，从而引起混频管噪声系数变坏。对于一般的肖特基势垒二极管，正向电流为l~3mA时，噪声性能较好，变频损耗也不大。

10 三、动态范围

三、动态范围 11 图9-4 混频器动态范围 （2）动态范围的上限受输出中频功率饱和所限。通常是指1dB压缩点的微波输入信号功率Pmax，也有的产品给出的是1dB压缩点输出中频功率。二者差值是变频损耗。本振功率增加时，1dB压缩点值也随之增加。平衡混频器由2支混频管组成，原则上1dB压缩点功率比单管混频器时大3dB。对于同样结构的混频器，1dB 压缩点取决于本振功率大小和二极管特性。一般平衡混频器动态范围的上限为2~10dBm。 混频器动态范围曲线如图9-4所示。

四、双频三阶交调与线性度 12 图9-5 混频器频谱分布

图9-6 混频器基波和三阶交调成分随信号功率的变化 四、双频三阶交调与线性度 13 图9-6 混频器基波和三阶交调成分随信号功率的变化

四、双频三阶交调与线性度 14 2、三阶交调截止点 Mi值与微波输入信号强度有关，是个不固定的值。所以有时采用三阶交调截止点Ma对应的输入功率PM作为衡量交调特性的指标。 三阶交调截止点Ma是Pi直线和直线段延长的交点，此值和输入信号强度无关。1dB压缩点P1dB和三阶交调截止值PM都常作为混频器线性度的标志参数。有关三阶交调变化特性的改进可参见第六章，区别仅在于混额器的输出饱和是指中频功率。通常三阶交调截止值比1dB压缩点值高10~15dB，微波低频端约高出15dB，微波高频段高10dB。 在混频器应用中，只要知道了三阶交调截止值就能计算出任何输入电平时的三阶交调系数。由于三阶交调截止值处，Mi为0dB，输入信号每减弱1dB，Mi就改善2dB，例如信号功率比PM小15dB时，Mi将为–30dBc。 三阶交调特性及饱和点，都和使用时的本振功率及偏压有关。混频管加正偏压时，动态范围上限下降，三阶交调特性变坏，但可节省本振功率或改善变频损耗；加负偏压时，上述情况刚好相反。另外。混领管反向饱和电流越小，接触电位越大时，要求的本振功率大，此时1dB压缩点提高，三阶交调特性也较好。

五、工作频率 15 五、工作频率 混频器是多频率器件，除了应指明信号工作频带以外，还应该注明本振频率可用范围及中频频率。分支电桥式的集成混频器工作频带主要受电桥频带限制，相对频带约为10%~30%，加补偿措施的平衡电桥混频器可做到相对频带为30%~40%。双平衡混频器是宽频带型，工作频带可达多个倍频程。 六、隔离度 混濒器隔离度是指各频率端口之间的隔离度，该指标包括三项，信号与本振之间的隔离度，信号与中频之间的隔离度，本振与中频之间的隔离度。隔离度定义是本振或信号泄漏到其他端口的功率与原有功率之比，单位为dB。例如信号至本振的隔离度定义是 信号至本振隔离度是个重要指标，尤其是在共用本振的多通道接收系统中，当一个通道的信号泄漏到另一通道时，就会产生交叉干扰。例如，单脉冲雷达接收机中的合信号漏入差信号支路时将使跟踪精度变坏。在单通道系统中信号泄漏就要损失信号能量，对接收灵敏度也是不利的。

六、隔离度 16 本振至微波信号的隔离度不好时，本振功率可能从接收机信号端反向辐射或从天线反发射，造成对其他电设备干扰，使电磁兼容指标达不到要求，而电磁兼容是当今工业产品的一项重要指标。此外，在发送设备中，变频电路是上变频器，它把中频信号混频成微波信号，这时本振至微波信号的隔离度有时要求高达80~100dB。这是因为，上变频器中通常本振功率要比中频功率高10dB以上才能得到较好的线性变频。变频损耗可认为10dB，如果隔离度不到20dB，泄漏的本振将和有用微波信号相等甚至淹没了有用信号。所以还得外加一个滤波器来提高隔离度。 信号至中额隔离度指标在低中频系统中影响不大，但是在宽频带系统中就是个重要因素了。有时微波信号和中频信号都是很宽的频带，两个频带可能边沿靠近，甚至频带交叠，这时，如果隔离度不好，就造成直接泄漏干扰。 单管混频器隔离度依靠定向耦合器，很难保证高指标，一般只有10dB量级。 平衡混频器则是依靠平衡电桥。微带式的集成电桥本身隔离度在窄频带内不难做到30dB量级，但由于混频管寄生参数、特性不对称、或匹配不良，不可能做到理想平衡。所以实际混频器总隔离度一般在15~20dB左右，较好者可达到30dB。

七、镜频抑制度 17 在本节噪声系数论述中已提到过单边带混频器镜频噪声的影响，它将使噪声系数变坏3dB。在混频器之前如果有低噪声放大器，就更必须采取措施改善对镜频的抑制度。现在优良的低噪声放大器在C波段已能做到Nf = 0.5dB，若采用无镜频抑制功能的常规混频器，整机噪声将恶化到3.5dB。此外，如果在镜频处有干扰，甚至可能破坏整机正常工作。 抑制镜频的方式大都是在混频器前加滤波器，可采用对镜频带阻式或对信频带通式。对于捷变频雷达则必须用自动抑制镜频的混频器，将在下节详述。 镜频抑制度一般是10~20dB，对于抑制镜频噪声来说已经够用，详见第四章第二节。有些特殊场合，为抑制较强镜频干扰，则需25dB或更高。

八、本振功率与工作点 18 混频器的本振功率是指最佳工作状态时所需的本振功率。 商品混频器通常要指定所用本振功率的数值范围，比如指定Pp = 10~12dBm。这是因为，本振功率变化时将影响到混频器的许多项指标。本振功率不同时，混频二极管工作电流不同，阻抗也不同，这就会使本振、信号、中频三个端口的匹配状态变坏；此外也将改变动态范围和交调系数。 不同混频器工作状态所需本振功率不同。原则上本振功率愈大，则混频器动态范围增大，线性度改善，1dB压缩点上升，三阶交调系数改善。本振功率过大时，混频管电流加大，噪声性能要变坏。此外混频管性能不同时所需本振功率也不一样。截止频率高的混频管（即Q值高）所需功率小，砷化镓混频管比硅混频管需要较大功率激励。 本振功率在厘米波低端大约需2~5mW，在厘米波高端为5~10mW，毫米波段则需10~20mW；双平衡混频器和镜频抑制混频器用4只混频管，所用功率自然要比单平衡混频管大一倍。在某些线性度要求很高、动态范围很大的混频器中，本振功率要求高达近百毫瓦。

九、端口驻波比 19 九、端口驻波比 在处理混频器端口匹配问题时，常常受许多因素影响。在宽频带混频器中很难达到高指标，不仅要求电路和混频管高度平衡，还要有很好的端口隔离。比如中频端口失配，其反射波再混成信号，可能使信号口驻波比变坏，而且本振功率漂动就会同时使三个端口驻波变化。例如本振功率变化4~5dB时，混频管阻抗可能由500变到1000，从而引起三个端口驻波比同时出现明显变化。所以混频器驻波比指标一般都在2~2.5量级。 十、中频输出阻抗 在70MHz中频时，中频输出阻抗大多是200~400，中频阻抗的匹配好坏也影响变频损耗。中频频率不同时，输出阻抗差别很大，有些微波高频段混频器的中频是1GHz左右，其输出阻抗将低于100。 以上叙述的混频器指标参数是表征混频器主要性能的一些参数。对于一般商品微波集成混频器，在产品目录中所给出的特性指标并不齐全，当用于整机系统时，有些特性需要自己测量。详细测量方法将在本章最后一节介绍。

混频器电路结构与工作原理 20 图9-7 单管混频器电路 微波集成混频器电路形式很多，适用于各种不同整机系统。 一、单管混频器 单管混频器只采用1只混频二极管，图9-7是典型的微带电路单管混频器。 信号由定向耦合器的第2口输入，经匹配电路加到混频管口，本振fp由定向耦合器第1口输入，耦合到4口然后加到混频器。定向耦合器作用是把本振与信号隔离，耦合段的长度约为四分之一波长。第1口到第4口的耦合度通常设计为10dB或略小，第4口与第2口本振耦合功率之比是定向 图9-7 单管混频器电路 耦合器的方向性，此时的方向性约5~10dB。第1口到第2口时隔离度是耦合度加方向性，即约为15~20dB。第3口接匹配负载，以免影响隔离度。匹配电路由微带T形分支和两段不同阻抗的微带线组成，将混频管阻抗匹配到定向耦合器入口阻抗。 混频管Vj的右端用扇形线在S点构成交流接地点，由此点可将中频fif引出。为构成混频管直流通路，用一段g／4高阻微带线在G点与基片背面相通面构成直流接地；直流通路另一端将在中频放大器内形成。 单管混频器的隔离度、噪声系数都比其他形式混频电路差，只是结构简单，在某些要求不高之处仍有应用。

二、平衡混频器 21 1、分支电桥混频器 （1）均匀分支电桥混频器 图9-8是典型的分支电桥平衡混频器。电桥每臂长度为g／4，g是本振和信号平均频 率的微带波长。一般情况下，中频很低，有fs fp，所以下文所述微带波长均不指明是针对fs还是fp。 本振fp由电桥第l口输入经电桥均分后加到两只混频管Vj1和Vj2信号fs由第2口输入也经电桥均分后加到Vj1和Vj2。两只混频管分别在Sl和S2点由低阻抗开路微带线构成微波接地。由于Vjl和 图9-8 平衡混频器电路 Vj2以相反极性安装，所以混频器的中频电流同相，构成迭加输出。 混频管与电桥之间的匹配电路将混频管阻抗匹配到50。电桥的4个口皆为Z0 = 50。电桥的1~2臂和3~4臂的特性阻抗是Z0，2~3臂和l~4臂皆是。 本振的相位噪声是随本振一起由l口进入电桥，相位噪声在Vj1和Vj2中混成的中频噪声相位相反而抵消，因而本振噪声的影响被大大削弱。这是平衡混频器的重要特性。 平衡混频器中有一部分组合频率成分在中频端口相互抵消。此种分支电桥型被抵消的频率成分是m（fs + fp），其中m = l，2，3，…。

二、平衡混频器 22 （2）变阻抗分支电桥混频器 分支电桥可以设计成变阻抗式，此时混频管匹配电路可以简化，使结构更加紧凑，图9-9就是此种结构示例。设混频器阻抗为Rd + jXd，用一段长度为j的微带线进行移相，使B点视入阻抗呈现为只有实部，其值为Rb。只要分支电桥的3口和4口特性阻抗也设计成R6即可获得匹配。大多数厘米波段混频二极管在50系统中的阻抗是容性，取移相线段l小于g／4为宜。这时阻抗实部Rb必小于50，如图9-10所示。A点阻抗是Rd + jXd，B点阻抗是Rb + j0。B点归一化阻抗是Rb／50，当Rb＜50时，驻波比是 图9-9 变阻抗分支电桥混频器 图9-10 混频管的电抗匹配

二、平衡混频器 23 图9-9 变阻抗分支电桥混频器

二、平衡混频器 24 （3）有移相臂的分支电桥混频器 在本振与信号隔离度要求很高的情况下，上述结构难于保证隔离度。如果工作频带较窄，分支电桥本身的隔离度可以做到35dB以上。但是实际电路中的混频管很难匹配得很好，本振fp在两支混频管的反射波通过分支电桥后将在信号端口2同相迭加，从而使隔离度变坏。我们来看图9-11，以1口本振入射波为基准经电桥分为两路，第 图9-11 混频管失配引起的隔离度变坏 一路传到混频管Vj1，再反射到端口2，如同图9-11虚线路径，共传播3g／4；第2路沿实线路径经Vj2反射也经过3g／4到达端口2，两路径相等，两部分反射波相迭加。假如混频管的驻波比为1.5，混频管反射功率相对值是 可见，仅只混频管反射功率强度已达–13.98dB，所以混频器总的隔离度必然还要更差。

图9-12 几种有移相臂的混频器 （a）方形分支电桥；（b）圆形分支电桥。 二、平衡混频器 25 （3）有移相臂的分支电桥混频器 图9-12 几种有移相臂的混频器 （a）方形分支电桥；（b）圆形分支电桥。 图9-12所示的混频器结构将对隔离度有很大改善。它是在电桥的第3口或第4口增加一段g／4的移相段，使两只混频管对本振的反射波在信号端口反相而相互抵销，从而改善了隔离度。但是应看到，此时混频管反射波将在本振端口同相迭加，因此端口驻波比变坏。同样道理信号端口驻波比也将变坏。 相反，常规分支电桥的隔离度虽然较差，而驻波比很好。这就要根据整机对混频器指标要求的不同来选择电桥结构形式。 图9-12（b）给出圆形的分支电桥，性能原理和图9-12（a）完全一样。

二、平衡混频器 26 2、环形电桥混频器 (1) 等阻抗环电桥混频器 图9-13 环形电桥混频器（一） 2、环形电桥混频器 (1) 等阻抗环电桥混频器 环形电桥混频器典型结构（一）如图9-13所示。整个环的周长为1.5g，如果环形电桥的4个外口特性阻抗都是Z0 = 50，则圆环各臂的特性阻抗是。这种结构适用于较高微波频段，比如X波段以上的频段。因为随着频率升高，波长缩短，如果采用分支电桥结构，则电桥的每个臂可能太短且太宽，以致于电桥难于实现。而环形电桥 每臂特性阻抗高，微带线窄，环的周长也大，因此制做误差与设计误差都较小。反之，若用在微波低频段，则有可能使混频器整个尺寸过大。 混频器的本振fP由第1口馈入，由电桥等分之后加到两个反向安装的混频二极管，所以两混频管上本振电压反相。信号fs由2口馈入等分后经3、4两口同相加在两混频管。这种结构又称反相型平衡混频器。

二、平衡混频器 27 2、环形电桥混频器 (1)等阻抗环形电桥混频器 混频管的匹配电路是用移相段l 图9-13 环形电桥混频器（一） 2、环形电桥混频器 (1)等阻抗环形电桥混频器 混频管的匹配电路是用移相段l 和g／4阻抗变换器组成。混频管复数阻抗Zd经移相段l之后在B面向右视入刚好只有实部Rb，再用一段g／4阻抗变换器把Rb变换为电桥入口特性阻抗Z0 = 50，阻抗变换器的特性阻抗为 环形电桥混频器的本振入口和中频出口引线相互交叠，因此中频引出线只好在基片 上穿孔后由基片下面引出。在中频不太高时，中频输出线也可以用跳线跨在本振输入微带线上。这是环形电桥混频器结构上的不足之处。 此种混频器电路中，本振相位噪声也在中频端口相互抵消，而且本振的偶次谐波和信 号的各次谐波组合分量将在中频端口相互抵消。 如果两混频管匹配不良，有反射时，由两管反射的本振功率在信号口是反相的，只要 两管反射相等就可以抵消，因此环形电桥隔离度很好。但是，对于端口驻波比来说，不论是 信号口还是本振口，两管反射将迭加，因此端口驻波比较差。

二、平衡混频器 28 2、环形电桥混频器 (1)等阻抗环形电桥混频器 图9-14 环形电桥混频器（二） 2、环形电桥混频器 (1)等阻抗环形电桥混频器 图9-14给出另一种微带布线不同的环形电桥混频器（二），这是一个Ka波段实际混频器产品。环形电桥结构没有变化，总周长仍为1.5g，两个混频器支路放置在圆环的内部。这种安排的结果，两个混频管距离相互靠近，从而可以共用一个扇形线短路器构成微波接地。 中频功率由环形电桥的A点引出，该点正好和本振端口及信号端口各相差半波长，因而都呈隔离状态。为了进一步改善信号和本振至中频的隔离，在A点用了一段g／4高阻微带线，终端为宽频带半圆形短路器，中频功率由等效微波短路点B引出。 显然，此电路不仅结构紧凑，而且很好地解决了中频引出端与本振输入端的电路交叉问题。

二、平衡混频器 29 图9-15 变阻抗环形电桥混频器 2、环形电桥混频器 (2) 不等阻抗环形电桥混频器 环形电桥连接混频管的两个端口可以根据混频管阻抗设计，如图9-15所示。混频管的微波阻抗为Zd=Rd+jXd。当设计一段移相线，长度为l（特性阻抗可以仍取为50），使从电桥端口视入阻抗为纯阻Rb。这时只要把环形电桥第3口和第4口的阻抗设计为R6即可。 一般的混频管皆为容性，Rb则低于50。按照图9-10的原理，电桥第3和第4口向混频管视入驻波比是 环臂的特性阻抗Zc应是 图9-15 变阻抗环形电桥混频器

二、平衡混频器 30 2、环形电桥混频器 （3）宽频带环形电桥混频器 普通的环形电桥频带虽然比分支电桥宽一些，但最多只能在30%左右频带内能良好工作。它的频带主要受限于长度为3g／4的圆弧段。由于两路信号均分后所走过的路程不对称，因此对频率的变化较敏感。如果把3g／4的弧段设计成g／4的耦合微带线段，使耦合段的移相角度仍为–3/2，就可以缩短此段弧的机械长度，从而仍保持电桥原有性能。 图9-16 利用耦合线加宽电桥频带 图9-16是采用宽频带环形电桥的平衡混频器。它好像是把图9-15的3g／4折叠起来。环形桥每臂的特性阻抗为Zc，则耦合段的特性阻抗Zr应为 （9-20） 式中Z0o和Z0e分别是该耦合段的奇模和偶模阻抗，耦合段的每个支线都是一端接地，用通孔金属化以后，和基片底面连通。其他部分都和图9-15相似。 此种混频器的工作频带可以达到倍频程。通常厘米波段时耦合微带宽度为0.2~0.3mm，而耦合缝宽为0.03~0.05mm量级，显然工艺难度比普通环形电桥大得多。

二、平衡混频器 31 2、环形电桥混频器 环形电桥各种结构的优缺点和分支电桥相比归纳如下： （1）环形电桥周长大，适于微波高频端，而分支电桥适于低频端。 （2）当输出口有反射时环形电桥的本振端口与信号端口隔离度好。 （3）当输出口有反射时环形电桥的端口驻波比不如分支电桥。 （4）环形电桥本振输入端与中频输出端交叉，结构不易处理。 表9-1给出用计算机分析X波段分支电桥和环形电桥性能的比较。两种电桥端口都是等阻抗50；基片用聚四氟乙烯纤维板，r = 2.8，厚度0.8mm。 由表9-1可见，分支电桥在较高微波频率时，由于臂长短且宽，分支T形结的影响过大，很难对端口匹配（|s11|）、隔离度（|s21|）和功率分配均衡（s31和s41）进行兼顾；而环形电桥仍能保持良好特性。

二、平衡混频器 32 3、交叉指耦合器平衡混频器 图9-17 交叉指耦合器平衡混频器 图9-17 交叉指耦合器平衡混频器 图9-17是一个实际的W波段平衡混频器，在这个混频器中，微波功率分配器用宽频带交叉指耦合器构成。交叉指耦合器放大后的结构图如图9-18（a）所示，它是一种宽频带耦合器件，频带宽度可做到1~1.5倍频程，几乎是环形电桥的5~10倍；性能很好，在频带内隔离度可达–30dB，两个输出端口（即端口2和3）相移为90，而相位差可小于2，驻波比也可小于1.2。

二、平衡混频器 33 3、交叉指耦合器平衡混频器 交叉指耦合器的耦合段有两个短指和两个长指，还有一段互通微带。结构原则是短指长度约为工作频段内最高频率的gh／4，而长指应为最低工作频率的gh／4，各相应耦合指用跳线相连。跳线可用几十微米直径的金丝或铝丝热压焊接，跳线常是并行若干根，以减少自身电感和增加可靠性。耦合器的指宽度约为0.1mm量级，耦合缝赂小于0.1mm。 信号从端口1输入，由耦合臂3和直通臂2等分输出，第4臂是隔离臂；同样由4口输入的功率也是等分后由2口和3口输出。 另一种类似结构的交叉指耦合器如图9-18（b）所示，称为非折叠式交叉指耦合器。它也是3dB等分功率耦合器，电性能和图9-18（a）所示折叠式交叉指耦合器差不多，尺寸也相近，只是跳线省掉了两根，工艺制作略为简单。 图9-17中的两只混频管连接在同一个扇形短路器上，构成微波短路。由于交叉指耦合器的两个输出臂之间没有直流通路，因此必须再设置两个扇线和两段高阻线引至接地通孔，以便为两只混频管构成直流和中频通路。 中频输出电路中串接了一个低通滤波器，取出中频，阻止残余本振和信号的泄漏，以便提高微波与中频之间的隔离度。 图9-18 交叉指宽频带耦合器的两种型式 （a）折叠式；（b）非折叠式。

三、镜频抑制混频器 34 在任何外差式微波系统中，混频器的镜频抑制都是颇为重要的技术问题。 首先是避免噪声恶化。混频器单边带噪声系数最小极限是3dB。即使在混频器之前有低噪声放大器，而且尽管低噪声放大器噪声系数很低、增益也很高，若没有镜象抑制，则全系统噪声仍将增大3dB（详见第六章低噪声放大器）。 其次是镜频干扰，大气、天电，尤其是镜频附近的通信雷达等无线电设备更构成威胁。 在混频器前加抑制镜频滤波器是重要措施，有些无线电设备要求镜频抑制度较高，可达二三十分贝以上。然而当中频频率不很高时，镜频与信频相距不远，这时，带通滤波器（或带阻滤波器）也很难做到既不影响信频传输，又针对镜频有很高抑制度。尤其是在信号频率经常改变的微波设备中，例如捷变频雷达或某些宽频带微波通信机，当信号频率改变时，镜频超出滤波器抑制频带，滤波器就不起作用了。 抑制镜像混频器是利用两个单平衡混频器，借助于移相器，使两个混频器的镜频产物相互抵消，从而达到抑制镜频的目的。

三、镜频抑制混频器 35 镜频抑制混频器结构如图9-19所示。两个混频器用分支电桥，电桥本身做成了圆形。信号和本振各用1支同相位等分功率器，分别加到两个平衡混频器上。 分功率器输入口阻抗为Z0 = 50Ω，两个半圆分支臂的特性阻抗为 ，长度为g／4，等分输出器阻抗仍为Z0。电阻R0是隔离电阻，当信号由第2口输入时等分两路，经g／4两臂到达电阻处是等电位，此时电阻没有影响，由3，4两口输出。反之，在输出口3有微波功率反送入分功率器时，也要分成两部分， 图9-19 镜频抑制混频器 一部分经过电阻R0传到4口，另一部分功率经圆形两臂到达4口，只要这两部分能在4口相互抵消，就能使3口和4口相互隔离。为达到此目的，电阻值应为R0 = 2Z0，而且电阻机械长度要远小于g／4。所以分支臂做成圆弧，以便和电阻连接。电阻是真空沉积薄膜电阻，频率较低时也可以用片状电阻外焊。 本振功率也是用同样的等分功率器分成两路，一路至混频器A，另一路再延长g／4之后加到混频器B。 两个单平衡混频器两路输出之一，再经中频移相器移相／2后相加由中频口引出，图9-19是把混频器（B）的中频移相／2。中频移相器因频率较低，所以常用集中参数移相网络。

三、镜频抑制混频器 36 此种混频器的特点是： （1）外来信号由两个混频器混出的中频在中频端口M处同相迭加输出。 （3）两混频器产生的内镜频即2fp – fs = fi在端口2反相抵消，因而减少了镜频在信源的损耗。 （4）信号频率相对于本振的位置是固定的。对于图9-19电路结构，信号频率必须大于本振，即fs＞fp，或者说fs = fp + fif才能有中频输出；若信频低于本振，即f 's = fp – fif，将由于移相器作用，在中频口无输出。如果要想接收低于本振的信号，即fp–fif，可将中频移相器改接在混频器A的输出端。这时被抑制的频率将是fp+fif，这点要特别注意，对于外购的镜频抑制混频器，本振频率使用不正确时，混频器就不能工作。 最后指出，此种混频器的主要特点是对镜频的抑制作用是自动的，能识别外来信号是有用信号还是镜象信号。也就是说，当本振频率和信号频率改变时，被抑制的镜频也自动变化，而起到抑制镜频作用。

三、镜频抑制混频器 37 此种混频器的要求是： （1）两个单平衡混频器电性能应一致，比如变频损耗等。 （2）4支混频管应严格一样，比如静态参数和驻波比。 （3）本振功率大于单平衡混频器。当然，混频器动态范围也比单平衡混频器要大。 如果两支单平衡混频器特性不一致，必将使镜频抑制度变坏。所指不平衡主要表现在变频损耗不一样和中频输出信号的相位偏离。 由表9-3可见，为获得较高镜频抑制度，相位平衡更为重要。实际应用中，各种不平衡因素必然同时存在。在x波段以下，一般镜频抑制度约为20dB。由于电路元件较多，结构较复杂，所以变频损耗比单平衡混频器要高1-2dB左右。

三、镜频抑制混频器 38 图9-21给出类似结构的镜频抑制混频器。它和图9-19结构的区别在于用／2分支电桥和无隔离分功率器代替前图中的两个有隔离分功器。 这样一来，两个单平衡混频器的信号端口没有相互隔离。混频器4产生的镜频（2fP–fs） 图9-21 镜频回收混频器 将进入混频器B进行二次混频。二次混频的中频相位正好和第一次外信号混出的中频同相输出，因而起到了镜频能量回收的作用。两个混频器互为镜频能量回收，因此变频损耗可略有下降。 对于外镜频的抑制作用仍然存在。此种形式混频器对电路结构平衡度的要求更高些。

四、双平衡混频器 39 1、原理电路 双平衡混频器又称环形管堆式混频器，是采用4只二极管首尾相接组成环形而得名，如图9-22所示的原理图。4只混频管的电性能指标、分布参数以及结构尺寸必须严格一致。若用4只单独封装的二极管焊接，将由于封装参数离散的影响，无法达到理想特性，所以只能是一块芯片上的4支二极管组成的专用管堆，故有时称为4管堆混频器。 双平衡混频器的主要构成是由环形管堆和两个转换变压器组成。 转换器把不平衡的信号源和本振源转换成平衡双端，然后与管堆相接。转换器常称为巴伦（balun），是平衡至不平衡转换的英文缩写译音。

四、双平衡混频器 40 2、双平衙混频器的特点 （1）多倍频程工作带宽。这是它的主要优点，因为这种混频器中已取消了分支电桥，代之以宽频带巴伦，混频器频带只取决于巴伦带宽。微波低端的工作带宽可达到10倍频程以上，例如1MHz~2GHz的混频器，即有11个倍频程，高端频率为低端频率的2000倍；微波高端的双平衡混频也可达到1GHz~26GHz，接近5个倍频程。 （2）混频组合分量少。双平衡混频器比单平衡混频器组合谐波成分要少一半。组合谐波成份是mfPnfs。全部组合频量可按奇次谐波和偶次谐波分成4类，即  mevenfP  nevenfs meven = 0, 2, 4, …偶数  mevenfP  noddfs modd = 0, 2, 4, …偶数  moddfP  nevenfs neven = 0, 2, 4, …偶数  moddfP  noddfs nodd = 0, 2, 4, …偶数 在分支电桥混频器中没有m = n各组合谐波，在环形电桥混频器中没有本振偶次谐波项，即没有上述第1类和第2类；而在双平衡混频器中共有三类组合谐波被抵消，只存在2，3，4类的其中之一。至于存在哪一类，则取决于端口安排。其他全部组合谐波都在4只混频管内构成环流。 组合谐波的减少将降低谐波干扰，也改善了谐波能量损耗。

四、双平衡混频器 41 2、双平衙混频器的特点 （3）隔离度好。信号端口与本振端口的隔离度基本上取决于4管环路的平衡程度。由于4.只管芯是一次制做在同一芯片上，性能一致性好，寄生参量很小，而且寄生参量数值一样，因而理论上应该在很宽的频带内具有极高的隔离度。实际上，由于微波巴伦的不对称，管芯参数离散以及安装分布参数的影响，信号与本振间的隔离度可在倍频程内达到20dB或更多。 （4）动态范围大。由于二极管共有4只，每只只提供输出功率的l／4，原则上应比单平衡混频器动态范围大3dB。

四、双平衡混频器 42 3、微波巴伦 在微波低端，巴伦多采用集中参数的抽头耦合线圈形式，尺寸体积小；在S波段以上就要采用微带形巴伦。图9-23给出微带巴伦示意图。在介质基片两面光刻腐蚀出两条金属带，正面金属带是由宽变窄按指数规律变化，成为喇叭状的阻抗 图9-23 微带巴伦 （a）巴伦盒体；（b）巴伦带线基片。 渐变线段，底面金属带是均匀不变宽度。基片悬置于盒体半高中间位置。图的左端是不平衡输入端口，近似呈微带线结构；右端口的上下两条金属膜带相对于基片对称，是平衡端口。由于基片介电常数r较大，而且外金属盒高度足够高，则微波能量集中在金属带之间的介质基片内，它近似是上下平行的带状平行双线。平衡端口的双线特性阻抗显然高于不平衡端口的微带结构的特性阻抗。 为获得宽频带内阻抗渐变转换，渐变线段采用阻抗的指数渐变形式，可在较短的长度内获得宽频带低反射的阻抗变换性能。从图9-23（b）可以看出，这个阻抗渐变器是一个三口电路。左端口的下根金属带接地，可以和标准微带连接；1口是微波信号输入端口；右端口的上下金属条构成了两个输出端口2和3，此端口为平衡端可接至环形混频管堆的两个臂。设计良好的平面微带巴伦的工作频带可以达到多个倍频程。

四、双平衡混频器 43 4、双平衡混频器结构 图9-24给出微带式双平衡混频器结构示意图。两个微带平面巴伦分别作为微波信号和本机振荡的不平衡输入端。信号从左端由同轴微带转换接头输入，本振由右端输入。在图的中心位置处，信号和本振都已处于平衡结构，在此处即可焊接混频管堆。焊接方式是在基片上打孔，管堆置于孔中，管堆对角4个接点分别焊在信号和本振的各一对金属带线上。 图9-24 微带双平衡混频器 （a）背视图；（b）正面图。 环形混频管堆中产生的中频用高阻细线作为扼流电感，对称引出。中频引出回路要对低端信号有良好抑制作用。

五、谐波混频器 44 毫米波高端的微波混频和厘米波混频相比有许多不同之处。首先，由于工作频率高，本机振荡器的设计制作将更加困难，不仅价格高，而且性能不稳定。通常，用于本振的固体器件总是比混频管难制作，有时尽管研制出了性能优良的肖特基势垒混频管，但缺乏相应频率的本机振荡器。其次，为降低本振噪声，常采用平衡混频器，而在毫米波和亚毫米波段，平衡混频器的结构尺寸很小，加工也困难。 管对式的谐波混频电路是毫米波和亚毫米波混频的一种较好方式。谐波混频是把两个混频二极管极性相反地并联在传输线上，本振频率可以是信号频率的一半，或者是四分之一，即fs = 2fP + fif，或者fs = 4fp + fif。式中fs是信号频率，fp是本振频率，fif是中频频率。 本振频率的降低解决了毫米波、亚毫米波本振的困难，也使结构安装大为简 化。谐波混频的原理电路如图9-25所示。由于两个混频管的基波电流反相，基波混频的本振噪声相互抵消。此种电路的变频损耗及噪声特性可以与基波平衡混频器大致相当，而本振频率降低了一半。 图9-25 谐波混颖原理电路

六、混顿器与前置中放组件 45 混频器必然要与中频放大器联接，在多数微波系统中，为了保证系统性能，常把中放分成两部分，一部分是主中放，用于提供优良的频带特性和高增益；另一部分是前置中放，紧置于混频之后，虽无频带要求，但要求噪声很低。 1、混频一前置中放集成组件 若把混频器与前置中放制做在同一块基片上，构成一个整体接收组件，将有如下优点。 （1）前置中放的输入匹配电路可专门按最佳噪声信源阻抗设计，以获得整机最低噪声系数。如果用单独的混频和前置中放相连，往往由于混频器输出阻抗的差异，尤其当中频高于1GHz时较难得到最好性能。 （2）避免接插转换损耗。常规微波集成混频器用微带同轴转换器把微带转换成同轴接头再与中放联接，其接插损耗不可避免，而且结构稳定性差。 （3）工作频带可以合理分配。在宽频带系统中信号频带和中频频带有时相距很近，甚至有重叠，一体设计时可以合理分配频带，避免直通干扰。 （4）体积尺寸小，结构紧凑。 可以合理设置混频工作点的直流监视电路。

六、混顿器与前置中放组件 46 2、混频器电流监测电路 在有些微波通信系统中需要监视接收机工作状态。测量混频二极管电流是一种简便易行的方式。一种方法如图9-30所示。此方式很简单，原混频电路变动最小，在混频器中频端口并接微安表。正常工作情况下，两混频器也会略有差异，微安表可测出约几十微安量级的直流电流差值I。如果发现此差电流I剧增，必有一个混频管损坏，接收机尚能工作，但指标急剧下降；若差电流变小，则说明可能本振功率减弱，或本振停振。 图9-30 混频器总电流监视 图9-31 混额管电流监视 另一种方式如图9-31所示。用两支电流表分别监测两支混频管整流电流，并能根据电流大小调整本振功率，使混频器工作到最佳状态。为避免电流表串入直流电路引起附加反偏压而影响混频器，需并联电阻以降低电流表直流电阻。电感则是对中频滤波。

六、混顿器与前置中放组件 47 3、前置中频放大器 前置中频放大器的主要任务是使混频器输出口获得匹配，而且对混频输出信号进行预放大，这样就可以把主中放安装在机柜的另一个框架中，用较长电缆把混频一前置中放联至主中放。 前置中放的频率在微波中继通信中较多采用70MHz或140MHz。C波段卫星通信第1前置中放为避开镜频噪声而取为1200MHz。毫米波系统中，前置中放频率可能为几吉赫。 前置中放在频率低于30MHz时，宜采用双极型晶体管，可获得较好噪声性能，而且其增益和噪声系数随温度的变化很小。在较高中频时，常用GaAs FET，可以获得更好的噪声系数和较大的动态范围。 对前置中放的要求是 （1）低噪声。尤其中频较高时，更需要按照最佳噪声匹配原则设计输入电路。在1GHz以上的前置中放已经属于微波集成放大器电路范畴，应按照微波放大器原则进行设计。 （2）宽频带。工作频带必须大于混频器工作频带，更要远大于主中放频带，而且要求带内增益平坦度较好，一般要求带内增益起伏小于0.5dB，有些高质量数字通信系统要求增益起伏为0.1dB，以免影响信号质量。 （3）阻抗匹配。在100MHz以下时混频器输出阻抗常在300~500左右；前置中放输出阻抗大多数取为75，以使之和主中放匹配。

七、三极管混频器 48 场效应晶体三极管（FET）混频器是把本振功率和信号同时加在FET 的栅极，利用漏极电流和栅极电压之间的非线性关系来实现混频。 微波FET三极管混频器相对于二极管混频器的主要优点有三个方面。 （1）有变频增益。根据工作状态不同，可设计成高增益和高线性两种不同工作状态。通常为了获得较好线性度，用增益较低状态，此时增益约为几分贝。即使低增益状态，也比二极管混频的衰减状态改善了许多。 （2）输出饱合点高。典型的FET混频器1dB输出功率压缩点可能做到20dBm，它比一般的二极管混频器高了许多，所以不仅动态范围上限提高，而且三阶交调性能也很好。 （3）组合谐波分量少。本振工作点可以选在变频跨导的直线段，以获得最好直线性和最小谐波分量。 但是FET混频器的噪声系数高于同样FET微波放大器时的噪声系数。

用ADS设计镜像抑制混频器 49 混频器电路形式很多，适用于各种形式的整机系统。下面以镜像抑制混频器为例说明如何用ADS软件进行设计。关于设计方法与过程，引用丁武伟的论文；具体实现，请参阅温卓明的报告Ref.9-1。温卓明的仿真结果（见Ref.9-1）与丁的论文基本一致。其差别可能源于电路版图尺寸不完全一致。但有一点可以放心，温卓明对ADS软件的理解、应用是对头的，有参考价值的。