第六部分 电缆的EMC设计 场在导线中感应的噪声 电缆之间的串扰 杨继深 2002年4月.

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1 第六部分 电缆的EMC设计 场在导线中感应的噪声 电缆之间的串扰 杨继深 2002年4月

2 处于电磁场中的电缆 S h 杨继深 2002年4月

3 电磁场在电缆上的感应电压 1V/m场强产生的电压 dBV 3 1 2 -10 A h = 0.5m S: A = 100m B = 30m
-10 A h = 0.5m S: A = 100m B = 30m C = 10m D = 3m E = 1m 与 S、h 无关 -20 B 根据White,Donald R. J.所著“Control Methodology and Procedures”中提供的下列模型计算： 区域1( 电缆长度在第一个谐振点以下，F < 75 / S )： Vmax(V) = [ S(m)  h(m)  F(MHz)  E(V/m)] / 48 区域2 (长度超过  /2 谐振点，高度低于谐振频率 )： Vmax(V) = 2  h(m)  E(V/m) 区域3 ( 超过高度h的第一个谐振点，即F > 75 / h )： Vmax(V) = 150  E(V/m)] / F(MHz) Vmax表示这里考虑的是最坏情况。 如果高度不是0.5m，在区域1和区域2中作如下修正： 实际值 = 曲线值（dBV) + 20 lg ( h / 0.5) 举例：电缆长度为10米，高度为0.2米，短波电台的场强为3V/m，频率为3MHz 。求最大共模电压。 对应10米长的电缆的曲线为C。曲线C对应3MHz的数值为-10dB，高度修正为20lg(0.2/0.5) = -8dB，因此，感应电压为： V = 10dBV/m - 10dB -8dB = -8dBV，或0.4V C -30 D -40 E -50 10kHz kHz 1MHz MHz MHz GHz GHz 杨继深 2002年4月

4 高频时，由于寄生参数的影响，平衡性会降低
平衡电路的抗干扰特性 VD V1 电磁场 I1 V2 I2 平衡电路： 平衡电路中的两个导体及与其连接的所有电路对地或其它导体有相同的阻抗。 平衡电路对电磁场的响应：平衡电路中的两个导体几何尺寸相同，并且靠得很近，因此可以认为是处于同一个场强。由于它们相对于任何参照物体的阻抗都相等，因此它们上面感应的电流是相同的，在导体两端相对于参考点的电压也是相同的。因此两根导体之间的电压为0V。 若这两个导体连接在电路的输入端，为电路提供输入信号电压，由于它们之间没有噪声电压，因此外界电磁场对电路的输入没有影响。理想的平衡电路能够抵抗任何强度的电磁场干扰。 平衡电路性能的评估：平衡电路的平衡程度用共模抑制比来描述。共模抑制比定义为共模电压与它所产生的差模电压之比，常用分贝来表示。 CMRR = 20lg ( VC / VD ) dB 例如，如果电路的共模抑制比为60dB，则1000V的共模电压在电路的输入端只能产生1V的差模电压。该电路的抗雷电等产生的共模干扰的性能很好。 设计良好的电路，其共模抑制比可以达到60-80 dB。高频时，由于寄生参数的影响，电路的平衡性很难作得很好。 注意：双绞线是一种平衡结构，因此在平衡系统中经常使用双绞线。同轴电缆则不是平衡结构，在平衡系统中使用时要注意连接方法。同轴电缆只能做一根导体使用，其外层作为屏蔽层使用。 VC 平衡性好坏用共模抑制比表示： CMRR = 20lg ( VC / VD ) 高频时，由于寄生参数的影响，平衡性会降低 杨继深 2002年4月

5 提高共模干扰抑制的方法 平衡电路 平衡电路 共模扼流圈 屏蔽电缆 CMRR CMRR f f 杨继深 2002年4月
当平衡电路的共模抑制比不能满足要求时，可以用屏蔽、共模扼流圈等方法来进行改善。但屏蔽的方法仅适合于空间电磁场造成共模干扰的场合。共模扼流圈的方法可以适合于任何共模干扰的场合，如地线电位差造成的共模干扰。 屏蔽：将电路的输入电缆屏蔽起来，屏蔽层按照规范进行连接，可以起到屏蔽电磁场的作用，它的抑制效果与电路平衡性对空间电磁场的共模干扰的抑制效果是相加的。例如，屏蔽提供的共模抑制效果是30dB，平衡电路的共模抑制比是60dB，则总的共模抑制效果是90dB。电缆屏蔽层的屏蔽效果在很大程度上决定于屏蔽层的端接方式，端接不好的话（不是360度搭接方式），高频的屏蔽效能会下降。 共模扼流圈：共模扼流圈的特殊绕制方法决定了它仅对共模电流有 抑制作用，而对电路工作所需要的差模电流没有影响。因此，共模扼流圈是解决共模干扰的理想器件。理想的共模扼流圈低频的共模抑制作用小，而随着频率的升高，抑制效果增加。这与平衡电路低频的共模抑制比高，随着频率升高，平衡性变差，共模抑制比降低的特性正好相反，因此具有互补性。所以，在平衡电路中使用了共模扼流圈后，电路在较宽的频率范围内能保持较高的共模抑制比。 说明：共模扼流圈的特性与许多共模抑制器件的特性都有互补性，例如，隔离变压器，由于初次级之间寄生电容的影响，对于高频共模干扰抑制效果很差，与共模扼流圈一起使用后，就改善了这个缺陷。共模扼流圈的另一个好处是，不需要接地。这为设计提供了很大方便。 f f 杨继深 2002年4月

6 非平衡转换为平衡 ~ 杨继深 2002年4月

7 屏蔽电场 0V 电缆长度 < /20，单点接地 电缆长度 > /20，多点接地 杨继深 2002年4月

8 磁场对电缆的干扰 磁通 VN 回路面积A VN ＝ ( d  / dt ) = A ( dB / dt ) 感应电压 当面积一定时
低频磁场干扰在实际中是很常见的，例如电源线的附近、马达或变压器的附近等。当电缆穿过这种磁场时，电缆所连接的电路中就会产生干扰。 这种干扰是由于导体回路面积所包围的磁通量发生变化所致。根据电磁感应定律，导体上感应的电压幅度与它所包围的磁通变化率成正比。如果回路面积所含的磁通量为 ，则： VN ＝ ( d  / dt ) 如果假设回路面积A中所包围的磁场是均匀的，也即，回路中各点的磁通密度B是相等的，则  = A B ，则： VN ＝ A ( dB / dt ) 如果磁场按正弦规律变化，且表示成： B ＝ B0e-jt 则： VN ＝ j A B 从公式中，可以看出，感应电压与磁场的频率、磁通密度、回路面积等成正比。由于外界干扰场的频率是不受控的，因此为了减小感应电压，应尽量减小回路中所包围的磁通密度和回路的面积。 减小磁通密度只能通过增加电缆与磁场辐射源之间的距离来实现。减小回路面积可以通过使用适当的电缆和接地方式来实现。 VN ＝ ( d  / dt ) = A ( dB / dt ) 当面积一定时 杨继深 2002年4月

9 减小感应回路的面积 ～ ～ 理想同轴线的信号电流与回流等效为在几何上重合，因 此电缆上的回路面积为0，整个回路面积仅有两端的部分
克服磁场的干扰有效方法是减小回路的面积，也就是使信号线与其回线尽量靠近。双绞线和同轴线在减小磁场干扰方面有很好的效果。 双绞线：双绞线能够有效地抑制磁场干扰，这不仅是因为双绞线的两根线之间具有很小的回路面积，而且因为双绞线的每两个相邻的回路上感应出的电流具有相反的方向，因此相互抵销。双绞线的绞节越密，则效果越明显。 但是，如果电路的两端接地，则不再具有上述特征。因为这时每根导线与地平面之间构成了一个面积很大的回路，在这个回路中会产生感应电流。由于两根导线是不平衡的，因此会产生差模电压。 同轴电缆：当同轴电缆适当连接时，对磁场干扰的抑制效果是十分理想的。因为同轴电缆上信号电流与回流可以等效为在几何上重合，其面积为0。 为了保持同轴电缆的这个特性，在电缆的两端，非同轴部分，要保持面积尽量小。即屏蔽层的联线尽量短。 实际的同轴电缆，由于芯线与外层不一定是完全同心，因此会有一定的等效面积，影响其抑制效果。 与双绞线的情况相似，同轴线的两端也不能接地，否则在芯线与大地的回路中和外层与大地的回路中都会产生电流，由于电路非平衡性，会产生差模噪声。 ～ 理想同轴线的信号电流与回流等效为在几何上重合，因 此电缆上的回路面积为0，整个回路面积仅有两端的部分 杨继深 2002年4月

10 屏蔽电缆减小磁场影响 只有两端接地的屏蔽层才能 屏蔽磁场 VS VS VS 杨继深 2002年4月
当没有屏蔽电缆时，外界磁场在信号与地线构成的回路中产生感应电流，形成干扰。 增加屏蔽层后，如果屏蔽层不接地或者单端接地，磁场干扰的情况没有改变，也就是说屏蔽层没有效果。因为屏蔽层的加入并没有改变干扰磁场的特性。根据磁场干扰的公式，信号回路所包围的磁场特性如果没有发生变化，则干扰情况也不变。 当将屏蔽层两端接地时，外界磁场在原来信号与地线构成的回路中产生感应电流的同时，也在屏蔽层与地线构成的回路中产生感应电流Is，Is也会感应出磁场，但是这个磁场与原来的磁场磁场方向相反，相互抵消，导致总磁场减小，减小了干扰。 只有两端接地的屏蔽层才能 屏蔽磁场 杨继深 2002年4月

11 抑制磁场干扰的试验数据 (A) (D) (B) (E) (C) 13 27 每米18节 28 13 100 1M 100 1M 100 1M
13 100 (D) 1M 100 (B) 27 1M 屏蔽电缆的效果与屏蔽层和电路的接地密切相关。特别是当外界干扰为磁场时，不同的连接方法效果大不相同。这组数据是在磁场中针对不同的接地结构试验获得的： 结构A：在信号线上套一个非磁性材料的屏蔽套，并且单点接地。对于磁场而言，当非磁性材料的屏蔽层单点接地时，信号回路中的磁场没有变化，因此磁场感应是相同的，即这种结构没有屏蔽效果。这种情况屏蔽效果定义为0dB，作为参考点。 结构B：将A中的屏蔽层两端接地。这时就能够提供一定的屏蔽效能了。因为由屏蔽层与地平面构成的环路中也感应了电流，这个电流产生了一个与原磁场相反的磁场，使信号回路中的磁场减弱，感应噪声减小。 结构C：双绞线本应提供较好的屏蔽效果（由于相邻绞节中感应的电流方向相反，相互抵消），但由于电路两端接地，实际的感应回路并不小，因此效果较差。 结构D：在双绞线上加了一个单端接地的屏蔽层，由于单端接地的屏蔽层对磁场没有屏蔽效果，因此并没有改善双绞线的屏蔽效能。 结构E：将屏蔽层两端接地后，同B一样，屏蔽层中的电流产生的反磁场削弱了原磁场，屏蔽效能有所提高。 说明：结构C是一种常见的错误，在实践中要避免。 每米18节 28 1M 100 13 (E) 1M 100 (C) 杨继深 2002年4月

12 抑制磁场干扰的实验数据 (F) (I) (G) (J) (H) 80 63 每米18节 55 77 70 100 1M 100 1M 100
结构G：双绞线由于具有很小的感应回路，并且相邻绞节中的感应电流对消，因此表现出较高的磁场屏蔽效果。实际的抑制效果比55更高，因为这里有些电场感应了进来。这从结构H可以看出。在结构H中，单端接地的屏蔽层抑制了电场感应，是屏蔽效果提高到70。 结构H：在G的基础上增加一个单端接地的屏蔽层，消除了（实验装置产生的附加）电场的影响。这里的屏蔽效果没有F高，是因为双绞线的回路面积没有同轴电缆的小。增加绞节密度可以进一步提高抑制效果。 结构I：将H中的屏蔽层两端接地后，导致屏蔽效能下降。这是因为屏蔽层两端接地后，在屏蔽层上产生了感应电流，这个电流在双绞线上感应出电流，由于电路不是平衡的，导致产生差模电压。 结构J：将H中的屏蔽层非接地的一端接到电路公共端，进一步提高了屏蔽效能，但没有达到F的水平，因为F中的电缆是同轴电缆，具有很小的感应回路。 问题：结构H的屏蔽效能比结构G提高了一些，这是因为单端接地的屏蔽层消除了实验装置产生的附加额外的电场，为什么结构D的屏蔽效能没有比结构C的屏蔽效能提高？ 77 1M 70 100 100 (J) 1M (H) 杨继深 2002年4月

13 导线之间两种串扰机理 C M IL IL IC IC R0 RL R2G R2L 杨继深 2002年4月
电容耦合：由于电容实际是由两个导体构成的，因此两根导线就构成了一个电容。我们称这个电容是导线之间的寄生电容。由于这个电容的存在，一个导线中的能量能够耦合到另一个导线上。这种耦合称为电容耦合，或电场耦合。 电感耦合：当一根导线上的电流发生变化，而引起周围的磁场发生变化时，若另一根导线在这个变化的磁场中，则这根导线上会感应出电动势。于是，一根导线上的信号就耦合进了另一根导线。这种耦合称为电感耦合，或磁场耦合。 耦合类型的判断： 要解决串扰问题，首先要明确串扰是属于那一种类型的。一个简单的判断方法是： 当源电路与接收电路的阻抗之乘积小于3002 时，磁场耦合为主； 当其乘积大于10002 时，电场耦合为主； 当其乘积小于介于 与 之间时，具体是哪一种耦合占主导，取决于电路的几何结构和频率。 但这个原则对于线路板上的微带线结构不适用。当轨线的特征阻抗较低（100），接收轨线上的源和负载阻抗比轨线的特征阻抗高时，电场耦合为主。 接收导线的两端情况是不同的，在靠近信号源的一端，电容耦合产生的电流与电感耦合产生的电流方向相同，幅度叠加，而在远离信号源的一端，电容耦合产生的电流与电感产生的电流方向相反，幅度抵消。因此，近端的干扰较强。 IL R2G R2L IL IC IC 杨继深 2002年4月

14 耦合方式的粗略判断 ZSZL < 3002： 磁场耦合为主 ZSZL > 10002： 电场耦合为主
这里的原则不适合于多层线路板上，地线面上方的轨线。 当地线面上方的轨线的特性阻抗相对较低（< 100），而负载和源的阻抗比特性阻抗高时，串扰仪电容性串扰为主。 杨继深 2002年4月

15 电容耦合模型 VN ＝ j  [ C12 / ( C12 + C2G)] V1 j  + 1 / R ( C12 + C2G)] C12
当电缆的长度与波长相比很短时，小于1/20波长，可以用集总参数模型来描述电容耦合。这样，可以用电路分析的方法来计算耦合。 将左图的导线电容耦合模型用电路形式简化后如右图所示，对右图计算，得到上式。 式中： C12 是两导体之间的电容 C1G 是导体1与地之间的电容 C2G 是导体2与地之间的电容 R 是导体2到地之间的电阻 j  [ C12 / ( C12 + C2G)] VN ＝ V1 j  + 1 / R ( C12 + C2G)] 杨继深 2002年4月

16 耦合公式化简 VN ＝ R >> 1 / [ j  ( C12 + C2G )]
j  [ C12 / ( C12 + C2G)] VN ＝ V1 j  + 1 / R ( C12 + C2G)] R >> 1 / [ j  ( C12 + C2G )] R << 1 / [ j  ( C12 + C2G )] 从电容耦合的原始公式中很难看出一些规律。为了分析各种因素对耦合的影响，对原始公式进行化简。化简的思路是考虑两种极端情况，用渐近线来近似实际的情况。 频率很低的情况： 这时，R远小于 C12 和 C2G 构成的阻抗，也即： R << 1 / [ j  ( C12 + C2G )] 在这个条件下，电容耦合公式化简为： VN = j R C12 V1 从公式中可以看出：电容耦合的强度直接与频率、被干扰导体对地电阻、两导体之间的电容成正比。 频率很高的情况： 这时，R远大于 C12 和 C2G 构成的阻抗，也即： R >> 1 / [ j  ( C12 + C2G )] VN = V1 [ C12 / ( C12 + C2G ) ] 从公式中可以看出：电容耦合的强度与频率和电路的阻抗都无关。而仅与两个导体之间的电容和接收导体与地之间的电容有关，这些参数都与导线的结构直接相关。 VN = V1 [ C12 / ( C12 + C2G ) ] VN = j R C12 V1 杨继深 2002年4月

17 电容耦合与频率的关系 耦合电压 频率  VN = j RC12V1 VN = C12V1 (C12 + C2G)
将频率很低和频率很高的两种极端情况的曲线绘出，就得到了电容耦合随频率变化的渐近线。实际的电容耦合要小于渐近线所代表的值。 渐近线的交点在：  = 1 / R (C12 + C2G) 在这点，公式 VN = j R C12 V1 的值是实际值的1.41倍。 减小电容耦合的方法： 从公式中可以看出，可以控制电容耦合的参数有三个：两个导体之间的电容，接收导体对参考地的电阻，接收电路对参考地的电容。其中，前两个参数在实践中最重要。 因此，在实践中，常通过降低接收电路的电阻来减小电容耦合（高阻抗电路容易受到干扰）。 减小两个导体之间的电容可以通过调整两个导体的方向、距离、屏蔽等方法。两个导体垂直时，电容最小，平行时，最大。 增加距离可以减小导体间的电容。但是，当距离增加到一定程度时，再继续减小，电容量几乎不变了。 1 / R (C12 + C2G) 频率  杨继深 2002年4月

18 屏蔽对电容耦合的影响－全屏蔽 C2S C1s C1s V1 C1G CSG Vs C1G V1 Vs CsG 首先考虑导体2（接收导线）不接地的情况。 利用前面计算导体2电容耦合的公式来计算导体2屏蔽层上的耦合电压VS 。当屏蔽层不接地时，相当于R无限大，应用R很大时的公式，得到屏蔽层上的耦合电压为： VS ＝ V1 [ C1S / ( C1S + CSG ) ] 由于导体2悬空，因此没有电流流过C2S，所以导体2上的感应电压为： VN ＝ VS，与没有屏蔽时的情况相同。 当屏蔽层接地时， VS＝ 0 ， 于是：VN ＝ 0 。 因此，完全屏蔽的导体，当屏蔽接地时，具有很好的电容耦合抑制效果。 但，这是导体2 全部在屏蔽内的理想情况。实际中，这种理想状况是不存在的。 说明：这里很关键的一点是电缆的屏蔽层接参考地，这样才使屏蔽层的电位保持在0电位，因此芯线的电位也保持在0电位。如果电缆的长度小于干扰信号的波长的1/20，单点接地就可以了，不然的话，要多点接地。接地间隔小于波长的1/20。 屏蔽层不接地：VN = VS =V1 [ C1S / ( C1S + CSG ) ]，与无屏蔽相同 屏蔽层接地时：VN = VS = 0， 具有理想的屏蔽效果 杨继深 2002年4月

19 R 很大时：VN = V1 [ C12 / ( C12 + C2G + C2S ) ]
部分屏蔽对电容耦合的效果 C12 C2S C1s C1s C1G C12 CSG C2G V1 VN VN V1 CsG 实际导体总不能完全屏蔽起来，至少在两端要暴露出来。这时，导体1和导体2之间还会存在电容C12 ，导体2对地之间有电容C2G ，这时，即使导体2 的屏蔽层接地，导体2上也还有耦合电压： VN = V1 [ C12 / ( C12 + C2G + C2S ) ] 这种情况与没有屏蔽时的情况相比有两点不同： 公式中的(C2G + C2S) 代替了C2G， C2S 的值远大于原来的C2G ， 新的C2G 的值取决于导体2露出屏蔽层的长度。 公式中的C12已经减小了许多。C12的大小取决于导体2在屏蔽体外的长度。要减小C12，就要使暴露出屏蔽层的导体长度尽量短。 若导体2接地电阻为有限值，且： R << 1 / j ( C12 + C2G + C2S ) 这时，导体2上的耦合电压为： VN = jR C12 V1 C12的大小取决于导体2在屏蔽体外的长度。对于编织屏蔽层，通过孔形成的导体1、2之间电容也要考虑。 R 很大时：VN = V1 [ C12 / ( C12 + C2G + C2S ) ] R 很小时：VN = jRC12 杨继深 2002年4月

20 互电感定义与计算 a b a M = （  / 2  ）ln[b2/（b2- a2）] 回路1 回路2
       a        定义： 自感L ＝  1 / I1 ， 互感 M ＝  12 / I1 自电感：当一个回路中有电流I流过时，会在回路中产生磁通，磁通量与电流之间的关系通过一个系数L来确定，这个L就是自电感： L =  / I 自感与回路的面积、回路中物质的磁特性有关，增加面积、填充高导磁率材料都能够增加自感。 互电感：如果电路1中的电流I1在电路2中产生了磁通12，且电路2中的磁通量12与电流I1之间通过一个系数M来确定，这个M就是互感： M = 12 / I1 互感与电路2的面积、相对于电路1的位置、角度以及空间的物质磁特性等有关。减小回路2的面积、增加与回路1 的距离、调整相对角度等都可以减小互感，而填充磁性物质可以增加互电感。变压器中使用高导磁率的铁心是为了增加互感，使电路1中的能量全部耦合进电路2。 互电感的计算：计算互电感时常用的一个基本公式是载流导体产生的磁通密度公式： B =  I / 2  r 式中：B = 磁通密度， I= 导体中的电流， r = 距导体的距离。 用这个公式就可以计算出任何回路中所包围的磁通量，从而计算互感。 导体1在环路2中的磁通量：12 = ∫ bb+a（ I1 / 2  r）dr =  I1 / 2  ln（b+a /b） 导体2在环路2中的磁通量：12 = ∫bb-a（ I1 / 2  r）dr =  I1 / 2  ln（b/b-a） 总磁通量为： 12 =  I1 / 2  ln（b/b-a）-  I1 / 2  ln（b+a /b）=  I1 / 2  ln[b2/（b2- a2 )] M = （  / 2  ）ln[b2/（b2- a2]  1 是电流I1在回路1中产生的磁通，  12 是电流I1在回路2中产生的磁通 M = （  / 2  ）ln[b2/（b2- a2）] 杨继深 2002年4月

21 电感耦合 VN ＝ d12 / dt = d(MI1)/dt = M dI1 / dt I1 I1 R2 R1 M V1 VN V1 R2
互感耦合：当一个电路产生的交变磁场穿过另一个电路时，在这个电路中会感应出电压。这说明前一个电路中的能量耦合进了后一个电路。这种耦合就是电感耦合。它是由两个电路之间的互感产生的。耦合电压的数值为： VN ＝ M dI1 / dt 减小互感耦合的方法：从公式中可以看出，减小互感耦合的关键是减小互感M。根据前面对互感的讨论，可以知道以下方法可以减小互感： 1 增加两个回路之间的距离； 2 减小第一个回路产生的磁通密度（在电流幅度不变的情况下），例如将第一个回路的 两根长导线用双绞线； 3 减小接收回路的面积； 4 调整两个回路的相对位置、角度关系。 VN ＝ d12 / dt = d(MI1)/dt = M dI1 / dt 杨继深 2002年4月

22 电感耦合与电容耦合的判别 ～ 电容耦合 电感耦合 IN = j  C12V1 R1 R2 VN = j  M12 I1 R1 R2 V
电容耦合与电感耦合的区别： 电容耦合是在接收导体与地之间诱导出噪声电流，而电感耦合是在接收导体上诱导出噪声电压。因此，由电容耦合产生的噪声可以看成是并联在接收导体与地之间的电流源，而电感耦合产生的噪声可以看成是串联在接收导体中的一个电压源。利用这个特性可以区分一种串扰是电容耦合还是电感耦合，从而采取适当的解决措施。 区分方法：测量导体一端的噪声电压，同时调整导体另一端对地的阻抗，若测量电压值随阻抗增加而增加，则为电容耦合，若变化方向相反，则为电感耦合。想想这是什么道理。 VN = j  M12 I1 V R1 R2 杨继深 2002年4月

23 非磁性屏蔽对电感耦合的影响 关键看互感是否由于屏蔽措施而发生了改变 I1 M1S M12 杨继深 2002年4月
怎样判断一个措施对互感耦合是否起作用：考察一个屏蔽措施是否对互感耦合起作用，只要看屏蔽措施的引入是否改变了原来的互感。仔细研究互感的物理含义，就可以判断出屏蔽措施是否改变了互感。 没有两端接地的非磁性屏蔽体：首先，由于屏蔽体是非磁性材料构成的，因此它的引入不会影响原来磁场的分布，也就是说对原来的12没有影响。其次，由于屏蔽体不接地或单端接地，因此，屏蔽体上没有电流，没有电流就意味着没有产生新的磁场，所以对原来的12没有影响。由于这两个会造成磁场发生变化的因素都没有起作用，因此互感没有变化。所以这种屏蔽对互感耦合不起作用。（互感耦合实际是一种磁场耦合，因此，这种屏蔽对磁场干扰同样没有效果，这在前面已经讨论过） 两端接地的非磁性屏蔽体：如果屏蔽体的两端接地，可以看出：在屏蔽层与地构成的回路中会由于屏蔽体与导体1之间的互感产生感应电流。这个感应电流会产生一个新的磁场，这个磁场叠加在原来的12上，形成新的12，记为´12 ，由于12 ´12 ，因此，这个屏蔽措施的引入改变了互感，因此可以断定这种屏蔽对互感耦合有影响。具体怎样影响，下面进行分析。 磁性材料屏蔽体：如果屏蔽体是有磁性材料构成的，则它的引入肯定会造成局部磁通密度B的变化，会不会造成原来12的变化呢？对互感耦合有什么影响呢？有兴趣的读者可以进行分析。 关键看互感是否由于屏蔽措施而发生了改变 杨继深 2002年4月

24 双端接地屏蔽层的分析 ~ V12 = j  M12 I1 VS2 = j  MS2 IS VN = V12 + VS2 I1 M1S
导体1 ~ V12 = j  M12 I1 VS2 = j  MS2 IS VN = V12 + VS2 M1S M12 IS 屏蔽体 MS2 根据前面的讨论，我们知道只有当屏蔽体两端接地时，才能对电感耦合起作用。究竟起什么作用呢，下面进行分析。 屏蔽层的引入会减小电感耦合的噪声电压：当引入两端接地的屏蔽层后，这个屏蔽层在导体1的作用下会产生感应电流IS，且IS = V1S/ZS。 IS通过屏蔽层与导体2之间的互感M2S 在导体2上产生电压 VS2 。因此导体2上产生的串扰电压VN 为 I1 直接在导体2上产生电压V12 与屏蔽层在导体2上产生的电压 VS2之和。即： VN = V12 + VS2 根据电磁感应定律，IS的方向与I1 的方向相反，因此 V12的方向与VS2的方向相反，两者相抵消。因此减小了耦合电压。 串扰电压的计算：（设I1为正弦波） V12 = M12 d I1/dt = j  M12 I1 用同样公式可得： VS2 = j  MS2 IS ， V1S = j  M1S I1 由于导体2与导体2的屏蔽层靠得很近，因此有M1S = M12 ， 所以： V1S = j  M1S I1 = j  M12 I1 = V12 若导体2屏蔽层的电阻和电感分别为：RS 和 LS ，则屏蔽层上的电流为： IS = V1S/ZS = V12 /（ RS + jLS ） VS2 = j  MS2 V12 /（ RS + jLS ） VN = V12 - j  MS2 V12 /（ RS + jLS ）= V12 [ 1- j  MS2 /（ RS + jLS ）] 导体2 + - - + V12 VS2 求解这项 杨继深 2002年4月

25 VS2项求解 LS = / IS MS2 = / IS 因此：LS = MS2  + + + + VS2 = j MS2 I S
= j MS2 ( V S / ZS) = j LS [ V S / ( jLS+RS )] = VS [ j / ( j+RS/LS)] + + + + + 屏蔽层 导体2 杨继深 2002年4月

26 屏蔽后的耦合电压 VN = V12 + VS2 V12 = j M12I1 VS = j M1SI1 因为：M12 = M1S
所以：VS = j M12I1 所以：VS2 = j M12I1 [ j / ( j+RS / LS)] V12 VN = V12 - V12[ j / ( j+RS / LS)] = V12 [ (RS / LS) / ( j+RS / LS)] 杨继深 2002年4月

27 屏蔽层的磁场耦合屏蔽效果 lg VN 无屏蔽电缆 屏蔽效能 VN ＝ M12 I1（Rs / Ls ) VN ＝ j M12 I1
前面已经推导得出： VN = V12 [ 1- j  MS2 /（ RS + jLS ）] 求MS2 ： 设在屏蔽层上有均匀的轴向电流，则这个电流产生的磁力线都集中在屏蔽层外面，内部没有磁场（根据Smythe，“Static and Dynamic Electricity " 一书，第278页）。因此根据电感的定义，屏蔽层的电感LS 为： LS =  / IS 又根据互感的定义，屏蔽层与芯线之间的互感为： M =  / IS 为屏蔽层上的电流产生的包围芯线的磁通，由于屏蔽层的内部没有磁通，因此包围芯线的磁通与包围屏蔽层的磁通相同，即：  = ，因此有：LS = M。这说明屏蔽层与芯线之间的互感等于屏蔽层的自电感。因此： MS2 = LS 将 MS2 = LS 代入VN的公式，得到： VN = V12 [ 1- j  LS /（ RS + jLS ）] = V12 RS /（ RS + jLS ） 当频率很低时（ j Ls << Rs ）： VN = V12 ，这时，电感耦合与无屏蔽时相同。 当频率较高时（ j Ls >> Rs ）：VN = V12 ( Rs / j Ls ) = M12I1 ( Rs / Ls ) 这时，感应电压不随频率增加而增加，保持一个常数，这个数与没有屏蔽时的差值就是屏蔽效果，如图中阴影所示部分。 VN ＝ j M12 I1 屏蔽电缆 lg Rs / Ls 杨继深 2002年4月

28 长线上的耦合电压 耦合电压 短线近似线 耦合电压 驻波区域 低频区域 /10 /4 /2 3/4  lg f
前面的分析是基于电缆与波长相比较短的前提。这意味着电缆上的电流相位是相同的。在这个前提下，无论是电场耦合还是磁场耦合，耦合电压都随着频率的升高增加。当电缆较长时，这个结论不再正确。 当电缆的长度达到/4时，电缆上开始出现不同相位的电流，当电缆的长度达到/2，外界场在电缆上感应的相位相反的电流会发生抵消。 驻波区域 低频区域 / /4 /2 3/4  lg f 杨继深 2002年4月