第3章 移动通信的电波传播与干扰 3.1 移动通信的电波传播 3.2 噪声 3.3 干扰 3.4分集技术

3.1 移动通信的电波传播 3.1.1 电波传播方式及特点 电磁波从发射机发出，传播到接收天线，可以有不同的传播方式，主要的传播方式有如图3.1所示的四种 图3.1 无线电波的几种主要传播方式

地波传播：是一种沿着地球表面传播的电磁波，称为地面波或表面波传播，简称地表波。 天波传播：电波向天空辐射并经电离层反射回到地面的传播方式称为天波传播，也称电离层传播。 直射波传播：电波从发射天线直射到接收天线的传播方式，称为直射波传播，有时也称视距传播或视线传播。 散射传播：这种传播主要是由于电磁波投射到大气层（如对流层）中的不均匀气团时产生散射，其中一部分电磁波到达接收地点。 电磁波的波长不同，传播方式与特点也不一样。但电磁波在传播过程中有些特性，主要有下列几点：

1. 电波在均匀媒质中沿直线传播 一般辐射到空间的电磁波都是球面波，即以场源为中心的球面上电场的大小、相位都相同。但是当我们仅考虑离开场源很远的一小部分空间范围内的波面时，可以近似地看成均匀平面波。在均匀媒质中，电波的各射线的传播速度相同，传播过程中各射线互相平行，电磁场方向不变，所以传播方向不变，即按原先的方向直线向前传播。 2. 能量的扩散与吸收 当电磁波离开天线以后，向四面八方扩散，随着传播距离的增加，电磁波能量分布在越来越大的面积上，由于天线辐射的总能量一定，因此分布的面积越大，则通过

单位面积上的能量就越小。所以离开天线的距离越远，空间的电磁场就越来越弱。 假若发射天线置于自由空间（一个无任何能反射或吸收电磁波物体的无穷大空间）中，若此天线无方向性，辐射功率为Pr瓦，则距辐射天线d米处的电场强度E0为： （V/m） （3-1） 式(3-1)表明，电场强度与传播距离成反比，这种随着传播距离的增加而电场强度逐渐减弱的现象，完全是由电波在自由空间中能量的扩散而引起的。

当电波由一种媒质传到另一种媒质时，在两种媒质的分界面上，传播方向要发生变化，产生反射与折射现象。 实际情况下，电磁波在大气中传播时，会遇到各种有损耗的介质、导体或半导体，因而损耗了一部分能量。这种现象叫做电磁波能量吸收。因此当考虑了电波吸收后，空间任一点场强的大小将小于(3-1)式的值。 3. 反射与折射 当电波由一种媒质传到另一种媒质时，在两种媒质的分界面上，传播方向要发生变化，产生反射与折射现象。 A C 入射波 反射波 媒质1 媒质2 B (a)反射 折射波 (b)折射 图3.2 电波的反射与折射 θ1 θ2

当电波在两种媒质分界面上改变传播方向以后，又返回到原来的媒质，这种现象称为反射，如图3 当电波在两种媒质分界面上改变传播方向以后，又返回到原来的媒质，这种现象称为反射，如图3.2（a）所示。电磁波的反射和光的反射一样，符合反射定律，即入射角等于反射角，即电波在分界面改变传播方向进入第二种媒质中传播，这种现象称为折射，如图3.2（b）所示，它同样遵守光学折射定理，即 （3-2） 上式中，v1、v2分别为电波在媒质1和媒质2中的传播速度，和是媒质1和媒质2的介电常数。 因此，当两种媒质的介电常数相差越大时，电波在它们中传播速度相差也就越大，引起的电波传播方向的变化也就越大。

4. 电波的干涉 由同一波源所产生的电磁波，经过不同的路径到达某接收点，则该接收点的场强由不同路径来的电波合成。这种现象称为波的干涉，也称作多径效应。图3.3中示出的接收点C的场强是由直射波和地面反射波合成的，形成干涉。 合成电场强度与各射线电场的相位有密切关系，当它们同相位时，合成场强最大；当它们反相时，合成场强最小。所以当接收点不同时，合成场强也是变化的。

5.绕射现象 电波在传播过程中有一定绕过障碍物的能力，这种现象称为绕射。由于平面波有一定的绕射能力，所以能够绕过高低不平的地面或有一定高度的障碍物，然后到达接收点。这也就是在障碍物后面有时仍能收到无线电信号的原因。电波的绕射能力与电波的波长有关，波长越长，绕射能力越强，波长越短，则绕射能力越弱。

3.1.2 几个常用各词的含义 1. 分贝（dB） 分贝（dB）是一个相对计量单位。其实，其基本单位是贝尔，它是一个以10为底的对数，但由于其单位较大，故我们常以它的1/10的值来作常用单位，这就是分贝。首先来讨论功率分贝。图3.4（a）所示网络，它的输入功率Pi为1瓦，输出功率Po为2瓦，亦即功率放大倍数为2，以贝尔表示的增益则为 增益＝lg(Po/Pi)＝lg(2/1)＝3.0103（贝尔）

衰耗（dB）＝10lg(Pi/Po)＝3.0103（dB） 由于1贝尔＝10分贝，故 Po =1W P i =1W 网 络络 P i =2W 网 络络 Po =2W （a）3dB增益 （b）3dB衰耗 图3.4 网络增益与衰耗 增益（dB）＝10lg(Po/Pi)＝3.0103（dB）或近似为3分贝的增益。 图3.4（b）所示网络，输入功率是2瓦，输出功率是1瓦，则网络衰耗为 衰耗（dB）＝10lg(Pi/Po)＝3.0103（dB） 在图（b）所示情况下，网络衰耗约3 dB或者说增益为-3 dB。

由于功率P＝U2/R，所以增益＝10lg(Po/Pi)＝20lg(Uo/Ui)。推而广之，此式也适用于任何两点上的电压，上式可写成： （3-3） 需要指出的是：当使用上面公式时，应记住它们必须在相同阻抗情况下才有意义，也就是说，这两式虽以电压或电流的形式出现，但其本质上还是表示了两点的功率差异。因为其分子、分母中的电阻R值相同，被约掉了。 2. 分贝毫瓦（dBm）与分贝瓦（dBW） 前面所述的分贝（dB）是一个相对的单位。不能表示绝对电平，例如不能说一个放大器的输出是20 dB，但可以

说放大器增益为20 dB。为了给出绝对电平的概念，采用了分贝毫瓦（dBm）和分贝瓦（dBW）的单位。 为相对于1毫瓦的功率电平，即以1毫瓦的功率为参考的分贝，10lgPo/Pi中的Pi固定等于1mW，故dBm公式可写为 功率（dBm）＝10lg （3-4） 若Po为lmW，以dBm表示时即为0dBm。 有时也采用分贝瓦（dBW），它定义以1瓦为参考的分贝值，dBW公式可写为 功率（dBW）＝10lg （3-5）

3. 分贝毫伏（dBmV）与分贝微伏（ ） 分贝毫伏（dBmV）是绝对分贝计量单位，广泛用在视频传输中。一个电压可以用高于或低于1毫伏电压的分贝数来表示，此分贝数可以说成是以分贝毫伏（dBmV）计的电平。需要指出的是该电压是在标准电阻75Ω上测得的电压有效值，即 电压电平（dBmV）＝ （3-6） 或dBmV=20lgU，U是75Ω上以毫伏表示的电压。 在高频传输中，有时用分贝微伏（）来表示电压电平，用公式可写成 电压电平（ ）＝ （3-7） 或＝20lgU ，U是75Ω上以微伏表示的电压。

4. 接收机输入电压与输入功率 如图3.5所示，若把内阻为RS的高频信号发生器接到接收机输入端，若接收机输入电阻Ri与RS相等，即RS=Ri=R，则接收机输入端上的实际电压为信号源电压Us之半。但是接收机输入电压却定义为Us，亦即是信号发生器输出端的开路电压。在信道计算中，常以来表示电压，如果图中Us单位为伏，以表示时为 Us( )＝20lg 图3.5 接收机输入电压与输入功率含义 ～ Us/2 Ri = Rs Us 信 号 产 生 器 接 收 机 ＝20lg Us +120 （3-8） 而接收机输入功率PR为 （3-9）

若以dBm表示则为 PR(dBm) ＝10lg ＝20lg Us -10lgR+24 上式中Us单位是伏，R单位是欧姆。 5.电场强度与电压 移动通信系统中大多采用线天线，其接收的电场强度是指有效长度为1米的天线所感应的电压值，单位为V/m。为了求出半波振子所产生的电压，必须先求出其天线的有效长度。半波振子天线上的电流分布如图3.6所示，呈余弦分布（点划线所示），中心馈电点电流最大。如果另有一个假设天线，它的电流分布是均匀的，而且等于半波振子天线电流的最大值，它形成图中虚线所示的

矩形。如令矩形面积等于半波振子天线余弦曲线围绕的面积，则这个假设天线的长度就是半波振子天线的有效长度，计算结果等于λ/π。由半波振子感应电压Us等于天线有效长度与电场强度之乘积，即 （3-11） 图3.6 半波振子天线的有效长度

因为半波振子的阻抗是73. 1Ω，所以半波振子天线（简称半波天线）可以与一个电压为，内阻为73 因为半波振子的阻抗是73.1Ω，所以半波振子天线（简称半波天线）可以与一个电压为，内阻为73.1Ω的信号源相等效。而接收机的输入阻抗通常是50Ω，它们并不完全匹配，为此要加入一阻抗匹配网络，如 图3.7所示。接收机输入端电压为 ，用开路电压 表示为 ，即 （V） （3-12） 上式中E单位为V/m，λ单位为米。 如果场强用每米分贝微伏（ ）表示，电压用分贝微伏（ ），则下式表示：

（3-13） Us ( )＝E＋20lg - 6.场强中值 场强中值在移动信道计算或场强测试中非常有用，因为接收信号的场强是随机变化的，即使是在同一地点接收同一信号，场强瞬时值也是变化的，如图3.8所示。图中E0为场强中值，即高于E0的时间总和与低于E0时间总和相等，即满足： T1+ T3+ T5+ T7+ T9= T2+ T4+ T6+ T8+ T10 这样，在观察时间T足够长，E0为E1或E2场强中值，即具有50%概率的场强值称为场强中值。

图3.7 使用半波天线时接收机输入电路 7.衰落深度 仅用场强中值不足以反映电场强度随机起伏情形，例如图3.8中E1和E2两条曲线，它们中值相等，但起伏的高度不同，很明显，E1比E2起伏大，也称E1衰落深度较大。通常定义接收场强值与中值电平之差为衰落深度，即以中值为参考电平，实际中常用分贝数表示，用公式表示为： 衰落深度(dB)＝20lg （3-14）

式中：E1——接收场强值、E0——场强中值。一般在移动信道中，衰落深度达20～30dB。 图3.8 场强中值

3.1.3 移动环境中电波传播特点 移动通信与固定通信的不同即在于通信时电台所处的环境是移动的，这时电台天线所收到的电磁波场强有着严重的衰落和相当大的多径时延以及多普勒频移。它对移动通信影响很大，分别叙述如下： 1.     1.  电波信号的衰落 通过实际测量，可以发现所收到的场强振幅有着迅速的随机变化，它的变化速率与车速及电波波长有关，其变化范围可达到数十分贝，如图3.9所示。

图3.9 移动台天线所接收的信号振幅 图上的信号是移动台工作于900MHz，在1秒内行进10.7米时所收到的情况。这种起伏称为信号的衰落。振幅每起伏一次称为衰落一次，衰落的平均速度为2v/λ，（v为车速，λ为波长），衰落一次的平均距离为λ/2。这种衰落称为快速

衰落。从图3.9中可以看出衰落的幅度（起伏的差值）可达10分贝以上，在某些环境甚至可高达30分贝。 快衰落是由于接收天线收到来自同一发射源，但经周围地形地物的反射或散射而从各方向来的不同路径的电波，当天线移动时，这些电波之间的相对相位（即相位差）要发生变化，因而总合成的振幅就发生了起伏，所以也称为多径衰落。 在车辆行进时，还会发现信号的振幅除了快衰落以外，还有一种较缓慢地起伏，即快衰落叠加于这一缓慢起伏之上。这慢起伏称为慢衰落。它是由于地形地物的沿途变化，车行到某处，电波的一部分受到遮挡，或由于某些强烈的反射出现或消失而产生的。因此这种慢衰落又称为阴影衰落。它们对移动通信的影响是很大的，不论模拟信号或数字信号都必须考虑这两种衰落的影响。

2. 电波信号的多径时延 移动台所收到的是多径信号，它是同一信号通过不同路径而到达接收天线的，因而它到达的时间先后和强度会有所不同（电波走的路程长短不同，所以到达时间有先后，遭到的衰减也不同）。当发射台发送一个脉冲信号时， 收到的可以是多个脉冲的综合结果，如图3.10所示。不同路径传来的脉冲到达接收天线时，相对于路径最短的那个脉冲（往往也是最强的）有着不同的时间差，这个差值称为多径时延，或叫差分时延。多个不同的时延构成了多径时延的扩展△，如图3.10（b）所示。这里的多径时延扩展只是从概念

上说的，后面还将讨论它的严格定义。时延扩展Δ的数值在陆地环境下约为数微秒，随环境地形地物的状况而不同，一般它与频率无关，它对数字移动通信有着极其重要的影响。 3. 多普勒效应 当移动台对于基站有相对运动时，收到的电波将发生频率的变化，此变化称为多普勒频移。频移之值Δf= （v/λ）cosθ，它与车速v成正比，与波长λ成反比，θ为车运动的方向与指向基站的直线所成的夹角。当运动方向朝向基站时，Δf为正；反之为负。Δf的最大值为v/λ，记为fm，称为最大多普勒频偏。如果车速不高，则此值不大，一般小于设备的频率稳定度，影响可以忽略。但对于一些高速的移动体，例如在航空移动通信中由于飞机速度很高，必须考虑它的一些。

需指出的是：以上叙述虽然是基站发射、移动台接收的情况，但根据互易原理，当移动台发射、基站接收时，所讨论的结果是一样的。 还需指出的是：当固定通信时（或移动台静止时通信），虽然多径传播仍然存在，但由于静止，所收到的信号没有快衰落的现象，只有由于大气参数（如温度、湿度、压力等）的缓慢变化而引起折射的变化，也可能构成电波幅度对时间作缓慢地慢衰落（注意，它不同于前述移动地点而变得阴影衰落）。唯一的例外是当有强烈反射的移动体经过附近（例如，会反射电波的车辆或飞机等），且干扰到接收机的电波时，会有短暂的快衰落。多径时延扩展在固定通信时当然存在，但它这时是固定数值而不再随机变化了。多普勒频移则不再存在。因此固定通信的情况比移动通信的简单得多。

3.1.4 陆地移动通信的场强计算 1. 地形、地物分类 （1）地形的分类与定义 为了计算移动信道中信号电场强度中值(或传播损耗中值)，可将地形分为两大类，即中等起伏地形和不规则地形， 并以中等起伏地形作传播基准。所谓中等起伏地形是指在传播路径的地形剖面图上，地面起伏高度不超过20m，且起伏缓慢，峰点与谷点之间的水平距离大于起伏高度。其它地形如丘陵、孤立山岳、斜坡和水陆混合地形等统称为不规则地形。 由于天线架设在高度不同的地形上，天线的有效高度是

不一样的。（例如，把20m的天线架设在地面上和架设在几十层的高楼顶上，通信效果自然不同。）因此必须合理规定天线的有效高度，其计算方法参见图3 不一样的。（例如，把20m的天线架设在地面上和架设在几十层的高楼顶上，通信效果自然不同。）因此必须合理规定天线的有效高度，其计算方法参见图3.11。若基站天线顶点的海拔高度为hts，从天线设置地点开始，沿着电波传播方向的3km到15km之内的地面平均海拔高度为hga，则定义基站天线的有效高度为 hb=hts－hga （3－15） 若传播距离不到15km, hga是3km到实际距离之间的平均海拔高度。 移动台天线的有效高度hm总是指天线在当地地面上的高度。

（2）地物(或地区)分类 不同地物环境其传播条件不同，按照地物的密集程度不同可分为三类地区：① 开阔地。在电波传播的路径上无高大树木、建筑物等障碍物，呈开阔状地面，如农田、 荒野、广场、沙漠和戈壁滩等；② 郊区。在靠近移动台近处有些障碍物但不稠密，例如，有少量的低层房屋或小树林等；③ 市区。有较密集的建筑物和高层楼房。  

当然，上述三种地区之间都是有过渡区的，但在了解以上三类地区的传播情况之后，过渡区的传播情况就可以大致地估计出来。 2. 中等起伏地形上传播损耗的中值   （1）市区传播损耗的中值 在计算各种地形、地物上的传播损耗时，均以中等起伏地上市区的损耗中值或场强中值作为基准，因而把它称作基准中值或基本中值。

由电波传播理论可知，传播损耗取决于传播距离d、工作频率f、基站天线高度hb和移动台天线高度hm等。在大量实验、统计分析的基础上，可作出传播损耗基本中值的预测曲线。如图3.12给出了典型中等起伏地上市区的基本中值Am(f, d)与频率、距离的关系曲线。图上，纵坐标刻度以dB计，是以自由空间的传播损耗为0dB的相对值。换言之，曲线上读出的是基本损耗中值大于自由空间传播损耗的数值。由图可见，随着频率升高和距离增大，市区传播基本损耗中值都将增加。图中曲线是在基准天线高度情况下测得的，即基站天线高度hb＝200m，移动台天线高度hm＝3m。

如果基站天线的高度不是200m, 则损耗中值的差异用基站天线高度增益因子Hb(hb, d)表示。图 3 如果基站天线的高度不是200m, 则损耗中值的差异用基站天线高度增益因子Hb(hb, d)表示。图 3 .13(a)给出了不同通信距离d时，Hb(hb, d)与hb的关系。显然，当hb＞200m时，Hb(hb, d)＞0dB；反之，当hb＜200m时， Hb(hb, d)＜0 dB。

同理，当移动台天线高度不是3m时，需用移动台天线高度增益因子Hm(hm, f)加以修正，参见图 3 同理，当移动台天线高度不是3m时，需用移动台天线高度增益因子Hm(hm, f)加以修正，参见图 3 .13(b)。当hm＞3m时，Hm(hm, f)＞0dB； 反之，当hm＜3m时，Hm(hm, f)＜0dB。由图3.13(b)还可见，当移动台天线高度大于5m以上时，其高度增益因子Hm(hm, f)不仅与高度、频率有关，而且还与环境条件有关。例如，在中小城市，因建筑物的平均高度较低，它的屏蔽作用较小，当移动台天线高度大于4m时，随天线高度增加，天线高度增益因子明显增大；当移动台天线高度在1～4m范围内，Hm(hm, f)受环境条件的影响较小，移动台天线高 度增加一倍时，Hm(hm, f)变化约为3dB。

此外，市区的场强中值还与街道走向（相对于电波传播方向）有关。纵向路线（与电波传播方向相平行）的损耗中值明显小于横向路线（与电波传播方向相垂直）的损耗中值。这是由于沿建筑物形成的沟道有利于无线电波的传播（称为沟道效应），使得在纵向路线上的场强中值高于

基准场强中值，而在横向路线上的场强中值低于基准场强中值。图3.14给出了它们相对于基准场强中值的修正曲线。

（2）郊区和开阔地损耗中值 郊区的建筑物一般是分散、低矮的，故电波传播条件优于市区。郊区场强中值与基准场强中值之差称为郊区修正因子，记作Km，它随频率和距离的关系如图3.15所示。由图可知，郊区场强中值大于市区场强中值。或者说，郊区的传播损耗中值比市区传播损耗中值要小。 图3.16给出的是开阔地、准开阔地（开阔地与郊区间的过渡区）的场强中值相对于基准场强中值的修正曲线。Q0表示开阔地修正因子，表示准开阔地修正因子。显然，开阔地的传播条件由于市区、郊区及准开阔地，在相同条件下，开阔地上场强中值比市区高达20dB。

为了求出郊区、开阔地及准开阔地的损耗中值，应先求出相应的市区传播损耗中值，然后再减去由图3.15或图3.16查得的修正因子即可。

3. 不规则地形上传播损耗的中值  对于丘陵、孤立山岳、斜坡及水陆混合等不规则地形，其传播损耗计算同样可以采用场强中值修正的办法。下面分别予以介绍。

（1）丘陵地的修正因子Kh  丘陵地的地形参数用地形起伏高度Δh表征。它的定义是：自接收点向发射点延伸10km的范围内，地形起伏的90%与10%的高度差(参见图3.17(a)上方)即为Δh。 这一定义只适用于地形起伏达数次以上的情况，对于单纯斜坡地形将用后述的另一种方法处理 丘陵地的场强中值修正因子分为两项：一是丘陵地平均修正因子Kh；二是丘陵地微小修正因子Khf。 由图3.17（a）是丘陵地平均修正因子Kh（简称丘陵地修正因子）的曲线，它表示丘陵地场强中值与基准场强中值之差。由图可见随着丘陵地起伏高度（Δh）的增大，由于屏蔽影响的增大，传播损耗随之增大，因而场强中值随之减小。此外，可以想到在丘陵地中，场强中值在

起伏地的顶部与谷部的微小修正值曲线。图中，上方画出了地形起伏与电场变化的对应关系，顶部处修正值Khf（以dB计）为正，谷部处修正值Khf为负。

（2）孤立山岳修正因子Kjs 当电波传播路径上有近似刀刃形的单独山岳时，若求山背后的电场强度，一般可从相应的自由空间场强中减去刃峰绕射损耗即可。但对天线高度较低的陆地上移动台来说，还必须考虑障碍物的阴影效应和屏蔽吸收等附加损耗。由于附加损耗不易计算，故仍采用统计方法给出的修正因子Kjs曲线。 图3.18 给出的是适用于工作频段为450~900MHz、山岳高度在110~350m范围，由实测所得的弧立山岳地形的修正因子Kjs的曲线。其中，d1是发射天线至山顶的水平距离， d2是山顶至移动台的水平距离。图中，Kjs是针对山岳高度H=200m所得到的场强中值与基准场强的差值。如果实际的山岳高度不为200m时，上述求得的修正因子Kjs还需乘以系数α，计算α的经验公式为 （3－16）

式中，H的单位为m。  （3）斜波地形修正因子Ksp 斜坡地形系指在5~10km范围内的倾斜地形。若在电波传播方向上，地形逐渐升高，称为正斜坡，倾角为+θm；反之为负斜坡，倾角为-θm，如图3.19的下部所示。图3.19给出的斜坡地形修正因子的Ksp曲线是在450MHz和900MHz频段得到的，横坐标为平均倾角，以毫弧度（mrad）作单位。图中给出了三种不同距离的修正值，其它距离的值可用内插法近似求出。此外，如果斜坡地形处于丘陵地带时，还必须增加由Δh引起的修正因子Kh。

（4） 水陆混合路径修正因子KS  在传播路径中遇到有湖泊或其它水域，接收信号的场强往往比全是陆地时要高。为估算水陆混合路径情况下的场强中值，用水面距离与全程dSR距离d的比值作为地形参数。

此外，水陆混合路径修正因子的KS大小还与水面所处的位置有关。图3 此外，水陆混合路径修正因子的KS大小还与水面所处的位置有关。图3.20中，曲线A表示水面靠近移动台一方的修正因子，曲线B（虚线）表示水面靠近基站一方时的修正因子。在同样dSR/d情况下，水面位于移动台一方的修正因子KS较大，即信号场强中值较大。如果水面位于传播路径中间时，应取上述两条曲线的中间值。

4. 任意地形地区的传播损耗中值  我们已经分别阐述了各种地形地区情况下信号的传播损耗中值与距离、频率及天线高度等的关系，利用上述各种修正因子就能较准确地估算各种地形地物条件下的传播损耗中值，进而求出信号的功率中值。 （1）中等起伏地市区中接收信号的功率中值PP 中等起伏地市区接收信号的功率中值PP(不考虑街道走向)可由下式确定： （3－17） 式中，P0为自由空间传播条件下的接收信号的功率，即

（3－18） 式中： PT——发射机送至天线的发射功率； λ——工作波长； d——收发天线间的距离； Gb——基站天线增益； Gm——移动台天线增益。 Am(f, d)是中等起伏地市区的基本损耗中值，即假定自由空间损耗为0dB，基站天线高度为200m, 移动台天线高度为3 m的情况下得到的损耗中值，它可由图3.12求出。  

Hb(hb, d)是基站天线高度增益因子，它是以基站天线高度200m为基准得到的相对增益，其值可由图3.13(a)求出。 Hm(hm, f)是移动天线高度增益因子，它是以移动台天线高度3m为基准得到的相对增益，可由图3.13(b)求得。 若需要考虑街道走向时，式（3－17）还应再加上纵向和横向路径的修正值。 （2）任意地形地区接收信号的功率中值PPC 任意地形地区接收信号的功率中值是以中等起伏地市区接收信号的功率中值PP为基础，加上地形地区修正因子KT，即 （3－19）

地形地区修正因子KT一般可写成   （3－20） 式中： Kmr——郊区修正因子，可由图3.15求得； Qo、Qr——开阔地或准开阔地修正因子，可由图3.16求得； Kh、Khf——丘陵地修正因子及微小修正值，可由图3.17求得； Kjs——孤立山岳修正因子，可由图3.18求得； Ksp——斜坡地形修正因子，可由图3.19求得； KS——水陆混合路径修正因子，可由图3.20求得。  

根据地形地区的不同情况，确定KT包含的修正因子，例如传播路径是开阔地上斜坡地形，那么KT=Qo+Ksp，其余各项为零；又如传播路径是郊区和丘陵地，则KT=Kmr+Kh+Khf。 其它情况类推。 任意地形地区的传播损耗中值 （3－21） 式中， LT为中等起伏地市区传播损耗中值， 即 （3－22）

例 3-1 某一移动信道，工作频段为450MHz，基站天线高度为50m，天线增益为6dB，移动台天线高度为3m，天线增益为 0dB；在市区工作，传播路径为中等起伏地，通信距离为 10km。试求： (1) 传播路径损耗中值； (2) 若基站发射机送至天线的信号功率为 10W，求移动台天线得到的信号功率中值。  解： 根据已知条件，KT=0, LA=LT，式(3 .22)可分别计算如下： 由式

可得自由空间传播损耗   dB 由图3.12 查得市区基本损耗中值 Am ( f , d )=27 dB Hb (hb , d )=-12dB Hm ( hm , f )=0dB LA=LT=105.5+27+12=144.5dB (2)中等起伏地市区中接收信号的功率中值

例 3 – 2 若上题改为郊区工作，传播路径是正斜坡，且θm=15mrad, 其它条件不变。再求传播路径损耗中值及接收信号功率中值。 ＝10lg10＋6＋0－144.5＝－128.5dBW＝－98.5dBm 例 3 – 2 若上题改为郊区工作，传播路径是正斜坡，且θm=15mrad, 其它条件不变。再求传播路径损耗中值及接收信号功率中值。 KT ＝Kmr + Ksp Kmr ＝12.5 dB Ksp ＝3 dB LA ＝LT - KT ＝LT -（Kmr + Ksp）＝144.5 –15.5 ＝129dB

[PPC]＝[PT]＋[Gb]＋[Gm] - LA ＝10＋6 –129＝-113dBW＝-83dBm 或[PPC]＝[PP]＋KT ＝－98.5dBm＋15.5dB＝－83dBm 3.1.5 限定空间的电波传播 这里所说的限定空间是指无线电不能穿透的场所。在限定空间中，因为电波传播损耗很大，因而通信距离很短。例如，一般VHF或UHF电台，在矿井巷道或在直径为3m左右隧道中的通信距离只有几百米。图3.21给出的是在长约2km的隧道内实测得到的电波传播特 性，其工作频率为400MHz，发射机位于隧道入口处，天线的高度为4m，发射机功率为4W。由图可见，400MHz频率的电波在隧道内的传输损耗大约为40～50dB/km；当传播路径上出

现障碍物（如车辆等）或通道弯曲时，损耗也越大，如150MHz频率的电波，在隧道内的损耗约为100～150dB/km。 在限定空间内，为了增加通信距离，常用导波线传输方式。这种传输方式最先应用于列车无线电系统，即在隧道内敷设能导引电磁波的导波线，借助导波线，电磁波能量一面向前方传输，一面泄漏出部分能量，以便与隧道内的行驶车辆进行通信。

常见的导波线有两种：平行双导线和泄漏同轴电缆。 平行双导线在传送高频能量时具有开放式电磁场分布，即电磁波能量分布在传输线附近的空间，为增加传输的纵向通信距离，应尽量减小传输的固有损耗。它的辐射性能易受敷设条件和周围物体的影响，尤其是当其表面潮湿或覆盖灰尘时，损耗会急剧增大。 图3.22为泄漏同轴电缆的结构示意图。在同轴电缆的外导体上按一定节距开槽是为了泄漏电磁波。开槽形状有多种，如八字槽式、椭圆孔式和纵槽等。图中的开槽形状是八字槽式。

泄漏同轴电缆的主要技术特性有：波段、特性阻抗、传播损耗和耦合损耗等。其中，耦合损耗和传输损耗是两个主要的性能参数，它们是影响横向和纵向通信距离的主要因素。 耦合损耗是表征泄漏同轴电缆辐射能力强弱的物理量，耦合损耗越小辐射能力越强。它通常定义为电缆内所传输的信号功率与在距离电缆r（如1.5m）处用半波偶极天线接收到的信号功率之差，即耦合损耗（以dB计）为 (3-23)

式中，Pt是电缆内所传输的信号功率；Pr是在距电缆为r米处用半波偶极天线接收的信号功率。 当接收天线与电缆之间的距离r变化时，耦合损耗也必然变化，当r由R0增大到R时，耦合损耗的增量ΔLC为 ( ) (3-24) 其关系曲线如图3.23所示。

由于泄漏同轴电缆在传输能量的过程中不断向外辐射能量，因而要产生辐射损耗，并限制泄漏同轴电缆的纵向传播距离。泄漏同轴电缆的传输损耗β包括电缆的固有损耗β0和辐射损耗βr，即 (3-25) (3-25)显然，泄漏同轴电缆的耦合损耗越小(例如，缩短槽孔节距)，辐射损耗就越大，也就是传输损耗越大。泄漏同轴电缆的耦合损耗一般设计为50~55dB以内，以便增大纵向通信距离。 由于泄漏同轴电缆的电气性能良好，辐射能力容易控制，耦合损耗和传输损耗受周围环境及沾污的影响较小，而且使用方便，因而获得广泛的应用。

3.1.6 海上、航空移动通信的电波传播 海上移动通信一般是指陆上基站与船、舰之间的通信，其电波传播路径几乎都是海面，传播条件优于陆地。当传播路径上没有岛屿等障碍物时，传播损耗可按平滑球面大地的传播理论进行分析。图3.24给出的是由实测得到的海上传播的场强与距离的关系，其测试条件列于图的右方。大量的实测结果表明：在船舶航行的情况下，若传播路径及附近水域无障碍物时，信号电场强度变化不大，其瞬时值变动约为dB，一分钟的中值变动仅dB左右。

对于航空移动信道来说，电波在空间传播与在海上传输相似，且还优于在海上传播。因此在同样条件下，通信距离较远。值得指出的是空中传播的信号场强会随气象条件的变化而变化。由于飞机的飞行速度很快，信号场强将随时间和空间位置的变化而急剧变化，并造成场强中值的快速变化。

过去海上通信和航空通信主要使用VHF调频和HF单边带体制。VHF频段的电波传播一般限于视距范围，HF频段通信范围虽然不限于视距，但电波传播受电离层影响较大，衰落现象十分严重。此外，HF频段的用户十分拥挤，干扰较大，增加通信容量十分困难。为了解决这一问题，可以利用卫星中继来实现海上通信和航空通信。 移动卫星系统可分为海事移动卫星系统（MMSS）、航空移动卫星系统（AMSS）和陆地移动卫星系统（LMSS）。其中，MMSS旨在改善海上援救工作，提高船舶使用效率和管理水平，增强海上通信业务和无线定位能力；AMSS的主要用途是在飞机与地面之间为机组人员和乘客提供话音和数据通信；LMSS主要是利用卫星为行驶在陆地的车辆提供中继通信。海事移动卫星系统

发展较早，采用的是静止轨道系统（GEO），80年代后期，提出了低轨道（LEO）系统，其基本构思是利用数十颗低轨道卫星构成星座，覆盖全球，以便使人们能够在地球上任何地方可用手机进行通信。 卫星中继信道可视为无线电接力信道的一种特殊形式，它由通信卫星、地球站、上行线路及下行线路组成。其信道的主要特点是： ·卫星与地球站之间的电波传播路径大部分在大气层以外的空间，其传播损耗可近似按自由空间的传播条件进行估算； ·传播距离远，传播损耗大，时延也较大；

· 地球站至卫星的仰角较大(20°～56°)，天线波束不易遭受地面反射的影响，缓解了多径效应引起的快衰落。但地球站附近的高大建筑物造成的“阴影”效应仍会引起慢衰落。 · 此外，当使用的工作频率超过1GHz时，因雨、雪等原因将产生附加的传输损耗。  卫星中继信道具有传输距离远、覆盖地域宽和传输特性较稳定等优越性，这对于建立覆盖全球的移动通信网来说具有很大的吸引力。这也是近年来人们对低轨道卫星系统进行开发和研制的原因。

3.2 噪 声 3.2.1 噪声的分类与特性 移动信道中加性噪声（简称噪声）的来源是多方面的，一般可分为：① 内部噪声；②自然噪声；③ 人为噪声。内部噪声是系统设备本身产生的各种噪声。例如，在电阻一类的导体中由电子的热运动所引起的热噪声，真空管中由电子的起伏性发射或半导体中由载流子的起伏变化所引起的散弹噪声及电流哼声等。电流哼声及接触不良或自激振荡等引起的噪声是可以消除的，但热噪声和散弹噪声一般无法避免，而且它们的准确波形不能预测。这种不能预测的噪声统称为随机噪声。自然噪声及人为

噪声为外部噪声，它们也属于随机噪声。依据噪声特征又可分为脉冲噪声和起伏噪声。脉冲噪声是在时间上无规则的突发噪声，例如，汽车发动机所产生的点火噪声，这种噪声的主要特点是其突发的脉冲幅度较大，而持续时间较短；从频谱上看，脉冲噪声通常有较宽频带；热噪声、散弹噪声及宇宙噪声是典型的起伏噪声。 在移动信道中，外部噪声（亦称环境噪声）的影响较大，美国ITT(国际电话电报公司)公布的数据示于图3.25。图中将噪声分为六种：① 大气噪声；② 太阳噪声；③ 银河噪声； ④ 郊区人为噪声；⑤ 市区人为噪声；⑥ 典型接收机的内部噪声。其中，前五种均为外部噪声。有时将太阳噪声和银河噪声统称为宇宙噪声。大气噪声和宇宙噪声属自然噪声。图中，纵坐标用等效噪声系数Fa或

噪声温度Ta表示。Fa是以超过基准噪声功率N0(=KT0BN)的分贝数来表示，即 (3－26) 式中，k为波兹曼常数(1.38×10-23J/K)，T0为参考绝对温度(290K)，BN为接收机有效噪声带宽(它近似等于接收机的中频带宽)。 由式(3－26)可知，等效噪声系数Fa与噪声温度Ta相对应，例如Ta=T0=290K，Fa=0 dB； 若Fa=10dB，则Ta=10T0=2900K，等等。 在30～1000MHz频率范围内，大气噪声和太阳噪声(非活动期)很小，可忽略不计；在100 MHz以上时，银河噪声

低于典型接收机的内部噪声(主要是热噪声)，也可忽略不计。因而，除海上、航空及农村移动通信外，在城市移动通信中不必考虑宇宙噪声。这样，我们最关心的主要是人为噪声的影响。 利用图3.25可以估计平均人为噪声功率，下面通过举例予以说明。 例3－3 已知市区移动台的工作频率为450 MHz，接收机的噪声带宽为16kHz，试求人为噪声功率为多少dBW。 解 基准噪声功率

由图3.25 查得市区人为噪声功率比N0高25dB，所以实际人为噪声功率N为 3.2.2 人为噪声 所谓人为噪声，是指各种电气装置中电流或电压发生急剧变化而形成的电磁辐射，诸如电动机、电焊机、

高频电气装置、电气开关等所产生的火花放电形成的电磁辐射。这种噪声电磁波除直接辐射外，还可以通过电力线传播，并由电力线和接收机天线间的电容性耦合而进入接收机。就人为噪声本身的性质来说，多属于脉冲干扰，但在城市中，由于大量汽车和工业电气干扰的叠加，其合成噪声不再是脉冲性的，其功率谱密度同热噪声类似，带有起伏干扰性质。 在移动信道中，人为噪声主要是车辆的点火噪声。因为在道路上行驶的车辆，往往是一辆接着一辆，车载台不仅受本车点火噪声的影响，而且还受到前后左右周围车辆点火噪声的影响。这种环境噪声的大小主要决定于汽车流量。图3.26为典型点火电流的波形。图中，一个超过200A的点火尖脉冲，其宽度约为1～5ns, 相应频谱的高端频率达200MHz至1GHz，低于100A的火花

脉冲宽度约为20ns,相应频谱的高端频率为50MHz。假定一台汽车发动机有8个气缸，每个气缸的转速是3000 r/min，由于在任一时刻只有半数气缸在燃烧，所以可计算出一台汽车每秒钟产生的火花脉冲数为 (4×300)/60＝200（火花脉冲/秒）

假如有许多车辆在道路上行驶，那么火花脉冲的数量将被车辆的数目所乘。汽车噪声的强度可用噪声系数Fa表示，它与频率的关系如图3 假如有许多车辆在道路上行驶，那么火花脉冲的数量将被车辆的数目所乘。汽车噪声的强度可用噪声系数Fa表示，它与频率的关系如图3.27所示。图中，基准噪声功率为-134dBm，即常温条件下(290K)，噪声带宽为10kHz时的噪声功率。图中给出了两种交通密度情况，由图可见，汽车火花所引起的噪声系数不仅与频率有关，而且与交通密度有关。比如，在700～1000MHz的频率范围内，当交通密度为100辆/时的时候，Ta＝10dB；当交通密度为1000辆/时的时候，Ta＝34dB。这说明，交通流量越大，噪声电平越高。由于人为噪声源的数量和集中程度随地点和时间而异，因此人为噪声就地点和时间而言，都是随机变化的。统计测试表明，噪声强度随地点的分布近似服从对数正态分布。美国国家标准局公布的几种典型环境噪声系数平均值如图3.28所示。

由图可见，城市商业区的噪声系数比城市居民区高6 dB左右，比郊区则高12dB。人为噪声(100 MHz以上)在农村地区可忽略不计。图3 由图可见，城市商业区的噪声系数比城市居民区高6 dB左右，比郊区则高12dB。人为噪声(100 MHz以上)在农村地区可忽略不计。图3.29给出了城市商业区、居民区和郊区的噪声系数Fa的标准偏差σFa随频率变化的关系。由图可见，城市商业区的σFa最大，随着频率增高，起伏也增大；在居民区及郊区，频率增高，σFa值减小。

3.2.3 噪声对话音质量的影响 我们曾对多径效应作了理论分析，这里，根据主观评定的效果看它对接收机质量的影响。ITU（国际电信联盟）公布的资料表明，多径效应对接收质量的影响与火花干扰相似，对不同的信噪比，在静态（只有接收机内部噪声）和衰落条件下，给予人耳的听觉效果不大一样， 参见图3.30。因此，仅仅根据接收机的灵敏度及环境噪声的影响来确定服务区范围，显然不能保证预期的话音质量。

车辆在行进时，同时遭受火花干扰和多径效应的影响，在计算服务区范围时，必须确定这两种影响所引起的接收机性能的恶化量。恶化量是指在车辆行进时的动态条件下，为达到静态条件下一样的话音质量所需要的接受电平的增加量。话音质量采用主观的评定方法，它分为5级，如图3.30所示。在30～500MHz频率范围内，移动台话音质量分别为3级和4级恶化量如图3.31（a）、（b）所示。由图可见，频率升高时，恶化量减小，对频率在400MHz以上的移动台接收机，性能恶化量基本上与频率无关。基站接收机同样存在恶化量的问题，但恶化量通常小于移动台接收机的恶化量。

当考虑移动台接收机性能的恶化量时，要求接收机输入信号的最低保护电平Amin为 Amin＝SV+d（dBμV） 式中，SV是信纳比为12dB时的接收机灵敏度(以dBμV计)；d为环境噪声和多径效应的恶化量(以dB计)。

3.3 干 扰 有多部电台组成通信网时，存在邻近频道干扰、同频干扰、互调干扰和阻塞干扰等问题，在移动通信系统组网中，必须予以充分注意。 3.3 干 扰 有多部电台组成通信网时，存在邻近频道干扰、同频干扰、互调干扰和阻塞干扰等问题，在移动通信系统组网中，必须予以充分注意。 3.3.1 邻道干扰 邻近频道干扰简称邻道干扰。所谓邻道干扰是相邻的或者邻近频道之间的干扰。目前，移动通信系统广泛使用的VHF、UHF电台，频道间隔是25KHz。众所周知，调频信号的频谱是很宽的，理论上来说，调频信号含有无穷多个边频分量，其中某些边频分量落入邻道接收机的通带内，就会造成邻道干扰。

图3. 32示出了第一频道（N0. 1）发射信号的n次边频落入邻近频道（N0 图3.32示出了第一频道（N0.1）发射信号的n次边频落入邻近频道（N0.2）的示意图。其中频道间隔为Br （如25KHz），Fm为调制信号最高频率，Bi为接收机带宽（如16KHz）。考虑到发射机、接收机频率不稳定、不准确造成的频率偏差ΔfTR，那么，落入邻近频道的最低边频次数nL可由下式决定，即 （3－27）

若已知调制指数以β（＝Δf /Fm，Δf为频偏），则查贝塞尔函数表可求出nL次边频幅度相对值，即JnL值。同理可求出JnL+1(β)、JnL+2(β)……等。但由于它们的值均小于JnL，所以一般只计及JnL分量。 为了减小邻道干扰，主要是要限制发射信号带宽。为此，一般在发射机调制器中采用瞬时频偏控制电路，以防止过大信号进入调制器而产生过大的频偏。 3.3.2 共道干扰 由相同频率的无用信号所造成的干扰，即为同频干扰，常称作共道干扰。在移动通信中，为了提高频率利用率，在相隔一定距离之外，可以使用相同频率，这就是频道的地区复用，简称为同频道复用。若两个同频

道的无线区（或小区）相距越远，即它们之间的空间隔离度越大，则共道干扰就越小，但频率利用率就低。因此，在满足一定通信质量要求的前提下，使用相同频率的小区之间所允许的最小距离成为一个很重要的问题。这个最小距离称作同频道复用最小安全距离，或简称为同频道复用距离。所谓“安全”是指为保证接收机输入端信号与同频道干扰之比大于某一数值，这一数值称作“射频防护比”。射频防护比（S/I表示，且以dB计， S为有用信号，I为干扰信号）不仅与调制方式、电波传播特性、通信可靠性有关，而且与无线区的半径和工作方式有关。 图3.33为同频单工方式的同频道干扰示意图。基地台A、基地台B小区半径均为，两个基地台同频工作。

假设A基地台处于接收状态，接收移动台M的有用信号。由于移动台处于小区边沿，即有用信号最弱情况。基地台A的接收机还会收到同频工作的基地台B的信号（即同频干扰）。如果基地台A接收机输入端的有用信号与同频干扰比值等于射频防护比，此时两基地台之间的距离（即同频复用距离）D等于被干扰接收机至干扰发射机的距离。这样，同频道复用比D/Ds为： M移动台发 B基地台发 D s=ro A基地台发 D1 D= D1+ D2 图3.33 同频单工方式的共道干扰示意

（3－28） 图3.34 双工方式的共道干扰示意 图3.34为双工方式的共道干扰示意图。在双工情况下，收、发不同频，移动台M易于受到基地台B的干扰。若被干扰接收机至干扰发射机的距离为DI ，那么同频复用距离（基地台A、B之间距离）D＝DS＋DI＝r0＋dI。所以，在双工情况下，同频道复用比D/DS为 （3－29）

式中α也称为同频复用系数。 异频单工方式共道复用距离D也按式（3－29）确定，下面具体计算共道复用距离D与无线区半径r0的关系。 设干扰信号和有用信号的传播损耗中值分别用[LI]和[k]表示，并假定路径损耗近似与传播距离d4成正比，即 （3－30） 式中d是收、发天线之间的距离，ht、hr 分别是发射天线和接收天线高度。如果d以km为单位，ht、hr均以m作单位，则 [L]=120+40lgd-20lg (ht,hr) （dB） （3－31）

对照图3.34可知，信号传输距离为DS ，同频干扰距离DI ，两个基站天线高度相同为ht ，这样可得 所以干扰与信号传播损耗之差为 (dB) （3－32） 若基地台A、B发射功率均为PT(W)，则移动台M接收机输入端信号功率和共道干扰功率分别为 (dBW) （3－33） (dBW) （3－34）

由上述两式可知，以dB计的信干比[ S/I ]为 （3－35） 可得 （3－36） 上述只考虑传输损耗中值，由于移动信道是衰落严重信道，理论分析和试验表明，按无线区内可靠通信概率为90%考虑，需要[S/I ]达25dB，这样可得

最后得出同频道复用距离D与无线区半径r0的关系为 （3－37） 3.3.3 互调干扰 互调干扰是由传输信道中非线性部件产生的。几个不同频率的信号同时加入一非线性电路，就会产生各种频率的组合成分。这些新的频率成分便可能成为互调干扰。在移动通信系统中，造成互调干扰主要有三个方面：发射机互调、接收机互调和在天线、馈线、双工器等处，由于接触不良或不同金属的接触，也会产生非线性作用，由此出现互调现象。这种情况，通常影响不大，但应注意避免，下面着重讨论前两种情况以及相应的措施。

（1）发射机互调在发射机未级功率放大器，经天线进来的其它信号，与发射信号产生相互调制，称为发射机互调。 如图3.35所示，发射机B的信号频率为fB ，经衰耗L（dB），进入频率为fA 的发射机，在发射机A中产生互相调制。其中三阶互调产物为2fA- fB 和2 fB - fA ，互调产物又通过天线辐射出去，因而造成互调干扰。尤其是2fA- fB 的电平较高，影响较大。同样，当发射机A的信号进入发射机B时，也会产生2 fB - fA 和2fA- fB 互调 图3.35 发射机互调

产物，此时2 fB - fA 的电平比2fA- fB 要高。 一般情况下可以把三阶互调干扰归纳为两种类型，即两信号三阶互调和三信号的三阶互调，分别表示为 （3－38） 等式左边表示三阶互调源频率，而等式右边表示三阶互调对信号产生干扰的频率。 至于其它互调产物，例如3 fA、fA＋fB＋fC 等远离信号频率，经发射机及天线系统滤波作用，危害不大，不必考虑。 按照三阶互调的分析方法，可得到靠近信号频率的

五阶互调干扰频率的六种形式，即有 3 fA -2 fB 、2 fA - ( fB + fC )、(2 fA + fB )-2 fC 、(2 fA + fB ) - ( fC + fD )、(fA + fB ＋fC) -2 fD 及(fA + fB＋fC) - (fD + fE )等。 一般情况下，五阶互调危害较小，七阶以上高阶互调干扰更不必考虑了。 （2）接收机互调几个信号同时进入接收机，由于接收机中电路（如混频器）非线性作用而发生相互调制，即为接收机互调。例如有三个信号分别为、和，它们同时进入接收机，那么三阶互调信号可表示为

（3－39） 上式中a3为三阶非线性系数。 从上式可知，三阶互调（2ωA－ωB）电压的值与ωA的信号幅度平方及ωB 信号幅度成正比；而另一个三阶互调（ωA＋ωB－ωC ）电压正比于三个信号幅度。因此，当各输入信号的电平都相等时，三阶互调干扰的大小与输入信号幅度的立方成正比。同理，五阶互调干扰与输入信号的关系是：若各输入信号电平相等，则五阶互调干扰电平与输入信号幅度的五次方成正比。

综上所述，电路的非线性是产生互调干扰的主要原因。为此，在电台设计中必须考虑这一因素，对互调干扰提出较严格的指标。对广大用户而言，更重要的是在组建移动通信网时，合理地分配频率，尽量设法避开三阶互调干扰。 （3）无三阶互调频道组一个移动通信系统，在频率分配时，为了避开三阶互调，应适当选择不等距的频道，使它们产生的互调产物不致落入同组中任一工作频道。 根据前面分析，产生三阶互调干扰的条件是有用信号与无用干扰有着特殊的频率关系，即满足： （3－40）

在工程上，为了避免直接用频率进行计算的麻烦，往往将频道标称频率用对应的序号表示，如图3.36所示。 或 （3－41） 其中fi 、fj 、fk 是频道频率，f1 、f2 …fn 频率集合中任意三个频率fx 也是频率集合中一个频率。上两式中，前者为三阶互调I型，后者为三阶互调E型。 在工程上，为了避免直接用频率进行计算的麻烦，往往将频道标称频率用对应的序号表示，如图3.36所示。 图3.36 频道编号

图中共有16个频道，其频率范围是158.000～158.375MHz，每隔25kHz一个频道，对应序号是(1)～(16)。 一般情况下，假定起始频率f0，频道间隔为B，则任一频率可以写成 fx＝f0+BCx （3－42） 式中Cx为频道的序号。这样就有 （3－43） 则可得到以频道序号表示的三阶互调公式： （3－44）

或 （3－45） 由式（3-44）和式（3-45）对比可知，式（3-44）更具有普遍性，即当时，式（3-44）就变成式（3-45）的形式。 对五阶互调也可作出类似分析，即得到以频道序号表示的五阶互调关系式为 （3－46） 在工程上，一般只考虑选用无三阶互调频道。为了判断一组频道是否存在三阶互调问题，直接使用式（3-44）尚不够简便，为此，将式（3-44）改用频道序列差值来表示，即 （3-47）

其中 为任意两个频道间差值，例如i=1，x=4，则 表明第4号频道与第1号频道差值为3，频率间隔为3B。 同理， 为第j个频道与第k个频道之差值。因此改用频道差值表示三阶互调的关系式变为 （3-48）

为了全面考察一组频道（n个）是否为相容频道组，必须考察全部序号差值，即n中取2的组合数，如n=5，则全部序号差值是10个。倘若10差值中有一个以上相同，则为不相容频道组，只有10个差值均不同，才是相容频道组。为便于全面彻底考察全部差值，采用下面介绍的频道序号差值序列比较清楚，下面举例说明。 例3-9若选用1，3，5，7，9号频道序号为基站使用的频道，试判别无线区内是否存在三阶互调干扰。 解：根据给定的五个频道序号，可列出差值阵列，如图3.37所示，不难发现， ＝ ＝ ＝ ＝2， ＝ ＝ ＝4，以及 ＝ ＝6，因此（ 、 、 、 、 ）为不相容频道组。

例3-4 试用差值序列图判断（1，2，5，10，12）频道组是否为相容频道组。 解：差值序列图如图3.38所示。由图可知10个差值均不同，所以（1，2，5，10，12）频道组是相容的。 图3.38 （1、2、5、10、12）频道差值序

利用计算机可搜索出占用最少频道数的无三阶互调的频道组，表3.1列出了部分结果。 值得指出的是，上述选用无三阶互调频道工作方法，三阶互调产物依然存在，只是不落入本系统的工作频道之内。显然，三阶互调产物可能落入其它通信系统，造成有害的干扰。

3.3.4 其它干扰 1.近端对远端的干扰（远近效应） 当基地台同时接收两个不同距离的移动台发来的信号时，若两者频率相同或邻近，则距离基地台近的（距离为 ）移动台将对另一移动台（距基地台为 , ）信号产生严重的干扰。同样，两个靠得很近的移动台（相距为 ），对来自较远基地台（距离为 , ）信号，也会产生较大干扰，即近端对远端的干扰，简称远近效应。远近效应是移动通信系统中比较严重问题。为此，对严重性必须作一粗略估计。

一般情况下，由于各移动台的发射功率是相同的，因此两个移动台至基地台的功率电平差异仅决定于路径的传输损耗，即定义近端对远端干扰比为（dB）： （3-49） 式中，LA（d1）、LA（d2）分别较远距离d1、较近距离d2的路径传输损耗值（均以dB计）。 假定在同样地形、地物条件下，路径传输损耗近似与距离的四次方成正比，则近端对远端干扰比为 （3-50）

例如d1=10km，d2=0.1km, R d1, d2=80dB。 由上可见，在移动通信系统中远近效应问题十分突出。克服这种干扰的方法，除了在频率分配时，增大频率间隔，利用接收机选择性减小干扰的影响之外（它与频段利用率相矛盾），主要是设法减小场强变化的动态范围，即克服远近效应的有效措施是： （1）自动功率控制。移动台根据收到基地台信号大小对移动台发射机进行自动功率控制，即当移动台驶近基地台时，自动降低发射功率； （2）缩小服务区，降低发射功率，使同一服务区内信号场强的动态范围减小，例如动态范围在50～60dB之内。 2.码间干扰

由于多径传输原因，不同的反射路径使电波到达接收天线的传播距离不等，引起路径时延差。它对连续的模拟信号幅度将导致快衰落变化，而对于不连续的数字脉冲信号将产生时延扩展现象。即在接收点由于多径效应接收到多个脉冲信号，如果传输速率过高，必将产生码间干扰，从而造成误码。 在数字移动通信系统中，时延扩展是限制传输速率的主要障碍。需要指出的是，在移动信道中传送数字信号不仅数字移动通信系统是必须的，而且在很多模拟移动通信系统中已广泛使用数字信号来传送信令。为了避免码间干扰，如不采取一些特殊措施（如分集、自适应均衡或扩频技术等），必须对传输速率予以限制。

通常，在瑞利衰落环境下，数字信号传输速率应满足下式： （3-51） 式中，Δ为时延扩展宽度。 例如市区Δ典型值为3μs，则Rc＜53bps；市区中最大时延扩展宽度将达10μs，此时要求Rc＜16bps。目前模拟移动通信系统中最高信令速率Rc≤ 10 bps，可以满足上式要求。在数字移动通信系统中，要求传输更高速率，必须采取上面指出的一些特殊措施。 3.其它无线电系统的电磁干扰 其它无线电系统的电磁干扰系指来自无线电广播、

电视、雷达以及微波中继系统等产生的电磁干扰。来自这些无线电系统的电磁干扰，无论是基波或是谐波辐射，对移动通信系统都将产生有害影响，尤其是工作频段相近系统影响更为严重。 目前无线电声音广播的工作频段是： 中频（MF）：535～1605KHz； 高频（HF）：2～30MHz； 甚高频（VHF）：88～108MHz 电视广播的频段是： 甚高频（VHF）：低端54～88MHz，高端174～216MHz

超高频（UHF）：470～890MHz。 此外，雷达发射机也是一个危害较大的干扰源，因为它具有很大峰值功率（几兆瓦）和较多谐波，因此对移动通信的影响也较大。 4.阻塞干扰 当接收机接收有用信号时，如果有邻近频率的强干扰也同时进入接收机高频放大器或混频器，使高放或混频级出现饱和现象，则接收机解调输出噪声增大，灵敏度下降，严重时，使通信中断，这种现象称作阻塞干扰。 为此，移动电台的接收机应该具有较强的选择性和较大的动态范围，它的发射机功率应该予以限制，或者能够自动调整，既保证可靠通信，又能减少对它台的干扰。

总之，在移动信道中存在着很多噪声和干扰，为了提高抗干扰能力，不仅需要提高设备性能，而且必须合理组网。否则即使无外界系统干扰，本网内干扰也将破坏正常通信。

3.4 分集技术 3.4.1 分集技术的基本概念及方法 分集技术(diversity techniques)就是研究如何利用多径信号来改善系统的性能。分集技术利用多条传输相同信息且具有近似相等的平均信号强度和相互独立衰落特性的信号路径，并在接收端对这些信号进行适当的合并(combining)，以便大大降低多径衰落的影响，从而改善传输的可靠性。 为了在接收端得到相互独立的路径，可以通过空域、时域和频域等方法来实现，具体的方法有如下几种。

1.空间分集(Space diversity) 空间分集的原理如图3.39所示。发射端采用一副发射天线，接收端采用多副天线。接收端天线之间的距离d应足够大，以保证各接收天线输出信号的衰落特性是相互独立的。在理想情况下，接收天线之间相隔距离d为λ/2就足以保证各支路接收的信号是不相关的。但在实际系统中，接收天线之间的间隔要视地形地物等具体情况而定。在移动通信中，空间的

问距越大，多径传播的差异就越大，所收场强的相关性就越小。天线间隔，可以是垂直间隔也可以是水平间隔。但垂直间隔的分集性能太差，一般不主张用这种方式。为获得相同的相关系数，基站两分集天线之间垂直距离应大于水平距离。 对于空间分集而言，分集的支路数M越大，分集的效果越好。但当M较大时(如M＞３)，分集的复杂性增加，分集增益的增加随着M的增大而变得缓慢。 2.极化分集(polarization diversity) 在移动环境下，两个在同一地点极化方向相互正交的天线发出的信号呈现出不相关衰落特性。利用这一点，在发送端同一地点分别装上垂直极化天线和水平极化天线，就可得到两路衰落特性不相关的信号。极化分集实际上是空间分集的特殊情况，其分集支路只有两路。

这种方法的优点是结构比较紧凑，节省空间；缺点是由于发射功率要分配到两副天线上，信号功率将有3dB的损失。目前可以把这种分集天线集成于一副天线内实现，这样对于一个扇区只需一副Tx(发射)天线和一副Rx(接收)天线即可；若采用双工器，则只需一副收发合一的天线，但对天线要求较高。 3.角度分集(angle diversity) 由于地形地貌和建筑物等环境的不同，到达接收端的不同路径的信号可能来自于不同的方向，在接收端，采用方向性天线，分别指向不同的信号到达方向，则每个方向性天线接收到的多径信号是不相关的。 4.频率分集(frequency diversity) 将要传输的信息分别以不同的载频发射出去，只要载

频之间的间隔足够大(大于相干带宽)，那么在接收端就可以得到衰落特性不相关的信号。 频率分集的优点是，与空间分集相比，减少了天线的数目。但缺点是，要占用更多的频谱资源，在发射端需要多部发射机。 5.时间分集(time diversity) 对于一个随机衰落的信号来说，若对其振幅进行顺序取样，那么在时间上间隔足够远(大于相干时间)的两个样点是互不相关的。这就给我们提供了实现分集的另一种方法——时间分集，即将给定的信号在时间上相差一定的间隔重复传输M次，只要时间间隔大于相干时间，就可以得到M条独立的分集支路。由于相干时间与移动台运动

速度成反比，因此当移动台处于静止状态时，时间分集基本上是没有用处的。 3.4.2 分集信号的合并技术 接收端收到M(M≥2)个分集信号后，如何利用这些信号以减小衰落的影响，这就是合并问题。在接收端取得M条相互独立的支路信号以后，可以通过合并技术得到分集增益。根据在接收端使用合并技术的位置不同，可以分为检测前(predetection)合并技术和检测后(postdetection)合并技术，如图3.40所示。这两种技术都得到了广泛的应用。

图3.40 空间分集的合并 对于具体的合并技术来说，通常有四类，即选择式合并(selective combining)、最大比合并(maximum ratio combining)、等增益合并(equal gain combining)和开关式合并(switching combining)。 1.选择式合并 选择式合并的原理如图3.41所示。 M个接收机的输出信号送入选择逻辑，选择逻辑M个接收信号中选择具有最高基带信噪比(SNR)的基带信号作为输出。

令Γ为每个支路的平均信噪比，则可以证明：选择式合并的平均输出信噪比为 式中，下标s表示选择式合并。该式表明每增加一条分集支路，它对输出信噪比的贡献仅为总分集支路数的倒数倍。其合并增益为 其结果如图3.42所示。 若使用检测前合并方式，则选择是在天线输出端进行，从M个天线输出中选择一个最好的信号，再经过一部接收机就可以得到合并后的基带信号。

2.最大比合并 M个分集支路经过相位调整后，按适当的增益系数同相相加(检测前合并)，再送入检测器，如图3.43所示。 合并后信号的包络为

设每个支路的噪声功率为σ2，则可以证明：当时，合并后的信噪比达到最大， 合并后输出为 从上式可以看出，合并后信号的振幅与各支路信噪比相联系，信噪比愈大的支路对合并后的信号贡献愈大。在具体实现时，需要实时 测量出每个支路的信噪比，以便及时对增益系数进行调整。 最大比合并后的平均输出信噪比为 <γM>＝MΓ 式中，下标M表示最大比合并。合并增益为 由上式可以看出<γM>与M成线性关系，其结果如图3.42所示。

3.等增益合并 在最大比合并中，实时改变αi 是比较困难的，通常希望αi 为常量，取αi＝1就是等增益合并。等增益合并后的平均输出信噪比为 式中，下标E表示等增益合并。合并增益为 其结果如图3.42所示。从图中可以看出，当M较大时，等增益合并仅比最大比合并差1.05dB。 对于最大比合并和等增益合并，可以采用图3.44所示的电路来实现同相相加。另外还可以在发射信号中插入导频的方式，在接收端通过提取导频的相位信息来实现同相相加。

4.开关式合并 检测前二重开关式合并框图如图3.45所示。

该分集方式也称为扫描式分集(scanning diversity)，其优点是仅使用一套接收设备。该方式监视接收信号的瞬时包络，当本支路的瞬时包络低于预定门限时，将天线开关置于另一个支路上。当开关从支路1转到支路2时，若支路2的瞬时包络也低于预定门限时有两种处理方法：第一种方法是天线开关在支路1和支路2之间循环切换，直到一个支路的包络大于预先设定的门限；第二种方法是天线开关停留在支路2上，直到支路2大于预定门限后再次低于预定门限时，天线开关再转到支路1上。第二种方法避免了在两个支路都低于预定门限时，频繁的开关转换。它是实际中通常采用的方法。图3.46给出了采用第二种方法时，二重开关式合并后输出信号的包络。由图中可以看出，该方法的切换准则可以看成是只有当瞬时信号包络负向跨越预定门限时，将天线切换到另一支路上去。

图3.46 开关式合并的输出包络 与图3.45中切换接收天线相类似，可以通过切换发射天线的方法来获得合并增益。如图3.47所示，基站发射机采用两副天线，当移动台接收的信号包络低于预定门限时，移动台向基站发出更换天线的指令，基站收到指令后，将发射天线开关倒换到另一副天线上；当移动台接收到的信号再次低于预定门限时，采用与接收天线倒换相同的方法来倒换发射天线。这种方法称为带反馈的空间分集。

以上对分集技术的讨论都是假定各支路的衰落信号是不相关的。然而在很多场合是很难做到这一点，例如在空间分集中，天线的位置不合适；在频率分集中，两载波的间隔不够大等。因此，在研究分集系统的性能时，应充分考虑到相关性对分集效果的影响。 在分集的合并技术中，各种合并动作的确定都是基于接收到的信号，这就可能导致错误的动作。另一方面，合并中的某些瞬态过程(如开关式合并中的相位突变等)和合并动作延时都会造成合并增益的下降。在研究合并技术时，应对上述非理想因素予以充分的考虑