通信原理教学组编著 西安电子科技大学通信工程学院 二零零四年 通信原理多媒体教案 通信原理教学组编著 西安电子科技大学通信工程学院 二零零四年 第一讲 绪论 通信原理 2004年

通信原理多媒体教案 第 六 章 模拟信号的数字传输 第一讲 绪论 通信原理 2004年

第六章 大纲要求 低通信号和带通信号抽样定理； 脉冲振幅调制（PAM）原理，自然抽样脉冲振幅调制，平顶抽样脉冲振幅调制； 模拟信号的量化原理，均匀量化，非均匀量化，量化噪声，量化信噪比； 脉冲编码调制（PCM）原理，十三折线非均匀量化编码；逐次比较型编码器原理，脉冲编码调制（PCM）系统抗噪声性能； 第一讲 绪论 通信原理 2004年

第六章 增量调制（△M）原理，增量调制系统最大跟踪斜率，一般量化噪声，过载量化噪声，增量调制（ △M ）系统抗噪声性能； 脉冲编码调制（PCM）系统与增量调制（ △M ）系统的比较； 差分脉冲编码调制（DPCM）原理； 自适应差分脉冲编码调制（ADPCM）原理。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

第六章 数字通信系统具有许多优点而成为当今通信的发展方向。然而 自然界的许多信息经各种传感器感知后都是模拟量，例如电 话、电视等通信业务，其信源输出的消息都是模拟信号。 若要利用数字通信系统传输模拟信号，一般需三个步骤： 把模拟信号数字化，即模数转换（A/D）； 进行数字方式传输； 把数字信号还原为模拟信号，即数模转换（D/A）。 本章在介绍抽样定理和脉冲幅度调制的基础上,重点讨论模拟 信号数字化的两种方式,及PCM和△M的原理及抗噪声性能。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

第六章 目前用的最普遍的波形编码方法有脉冲编码调制( PCM )和增 量调制（△M）。采用脉码调制的模拟信号的数字传输系统如 下图所示： 第一讲 绪论 通信原理 2004年

第六章 6.1 抽样定理 超链接 6.2 脉冲幅度调制（PAM) 超链接 6.3 脉冲编码调制（PCM） 超链接 6.1 抽样定理 超链接 6.2 脉冲幅度调制（PAM) 超链接 6.3 脉冲编码调制（PCM） 超链接 6.4 自适应差分脉冲编码 超链接 6.5 增量调制（△M） 超链接 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.1 抽样定理 抽样是把时间上连续的模拟信号变成一系列时间上离散的抽样 值的过程。能否由此样值序列重建原信号，是抽样定理要回答 的问题。 抽样定理的分类: 根据信号是低通型的还是带通型的，抽样定理分低通抽样定理和带通抽样定理； 根据用来抽样的脉冲序列是等间隔的还是非等间隔的，抽样定理分均匀抽样定理和非均匀抽样定理； 根据抽样的脉冲序列是冲击序列还是非冲击序列，抽样定理分理想抽样定理和实际抽样定理。 返回目录 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.1 抽样定理 6.1.1 低通抽样定理 定义: m(t) , [0, fH ] 6.1.1 低通抽样定理 定义: m(t) , [0, fH ] 一个频带限制在(0, fH )赫内的时间连续信号,如果以TS≤1/( 2 fH ) 秒的间隔对它进行等间隔（均匀）抽样,则m(t)将被所得到的 抽样值完全确定。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.1 抽样定理 TS=1/( 2 fH ) 是抽样的最大时间间隔,它被称为奈奎斯特间隔。 此定理告诉我们,若m(t)的频谱在某一频率fH以上为零,则 m(t)中的全部信息完全包含在其间隔不大于1/2fH秒的均匀抽样 序列里。 换句话说，在信号最高频率分量的每一个周期内起码应抽 样两次。或者说，抽样速率fS(每秒内的抽样点数）应不小于 2fH，若抽样速率fs < 2fH ，则会产生失真，这种失真叫混叠失 真。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.1 抽样定理 原理: 假设采用周期为 的冲激函数序列 ，按抽样定理描 述的抽样间隔对 赫兹内的模拟信号 进行抽样， 则已抽样信号 为 假设采用周期为 的冲激函数序列 ，按抽样定理描 述的抽样间隔对 赫兹内的模拟信号 进行抽样， 则已抽样信号 为 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.1 抽样定理 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.1 抽样定理 的频谱为： 将 通过截止频率为 的低通滤波器 ，便可得 到频谱 ，即 ﹛ 条件: 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.1 抽样定理 抽样过程的时间函数及对应频谱如图: 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.1 抽样定理 若 , 混叠失真。 恢复: 特点: 由无穷多 组成 带宽 用 可以恢复 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.1 抽样定理 6.1.2 带通抽样定理 低通: 带通: ( , 高频带宽 ) 带通均匀抽样定理: 6.1.2 带通抽样定理 低通: 带通: ( , 高频带宽 ) 带通均匀抽样定理: 一个带通信号m(t) ,其频率限制在f L 与f H 之间 ,带宽 为B =f H －f L , 如果最小抽样速率f S =2f H /m , m是一个 不超过f H /B 的最大整数 , 那么可完全由其抽样值确定。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.1 抽样定理 f S =2B 选择 ,而不用选f S =2 f H 。 n是不大于 的最大正整数。 对于 , 。 对于 , 。 当模拟信号m(t)是窄带信号,即f H ≥B 时,能恢复出窄带信号 m(t)的最小抽样频率f S ≈2B 。实际中广泛应用的高频窄带信 号通常都满足 f L>>B , 因此对窄带信号通常速率抽样可按 f S =2B 选择 ,而不用选f S =2 f H 。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.1 抽样定理 f H = nB + kB =252B +0.25B f S = 2B (1+k/n) 例题: 已知f L =100.5 MHZ , f H =100.9 MHZ , 求f S 的值。 解: B = f H － f L =0.4MHZ f H = nB + kB =252B +0.25B f S = 2B (1+k/n) =2×0.4(1+0.25/252) ≈800.8kHZ 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.2 脉冲振幅调制(PAM) 脉冲振幅调制（PAM） 脉冲调制:以时间上离散的脉冲串作为载波,用模拟基带信号 m(t)去控制脉冲串的某参数,使其按m(t)的规律变 化的调制方式。 脉冲振幅调制（PAM）是脉冲载波的幅度随基带信号变 化的一种调制方式。 若脉冲载波是冲激序列,则前面讨论的抽样定理就是脉冲 振幅调制的原理。按抽样定理得到的信号ms(t)就是一个PAM 号。 返回目录 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.2 脉冲振幅调制(PAM) 序列,从而实现脉冲振幅调制。 这里我们介绍用窄脉冲序列进行实际抽样的两种脉冲振幅 在实际中通常采用脉冲宽度相对于抽样周期较窄的窄脉冲 序列,从而实现脉冲振幅调制。 这里我们介绍用窄脉冲序列进行实际抽样的两种脉冲振幅 调制方式:自然抽样的脉冲调幅和平顶抽样的脉冲调幅。 实际抽样: 理想抽样:理想冲激函数对抽样。 实际抽样:采用脉冲宽度为 周期脉冲进行抽样。 根据抽样脉冲的形状分为自然抽样和平顶抽样。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.2 脉冲振幅调制(PAM) 1)自然抽样的脉冲调幅 自然抽样（曲顶抽样）: 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.2 脉冲振幅调制(PAM) 自然抽样又称曲顶抽样,它是指抽样后的脉冲幅度顶部随被 抽样信号m(t)变化。 设基带信号为m(t),脉冲载波为s(t) 其中 是宽度为 ，高度为A的矩形脉冲。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.2 脉冲振幅调制(PAM) 设单个 自然抽样脉冲调幅信号 为 与 的乘积。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.2 脉冲振幅调制(PAM) 其频谱可以表示为： 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.2 脉冲振幅调制(PAM) 相似，也是由无限多个 的 频谱之和组成。其 中n=0的成分是( /T) ，与原信号谱 只差一个比 其频谱图与理想抽样（采用冲激序列抽样）的频谱图非常 相似，也是由无限多个 的 频谱之和组成。其 中n=0的成分是( /T) ，与原信号谱 只差一个比 例常数( /T)，因而也可用低通滤波器从 中滤出 从而恢复出基带信号 。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.2 脉冲振幅调制(PAM) 比较式（6.1-6）和式（6.2-3）发现它们的不同之处是: 理想抽样的频谱被常数1/T加权，因而信号带宽为无穷 大；而自然抽样频谱的包络按Sa函数随频率增高而下降，因 而带宽是有限的，且带宽与脉宽 有关。 越大，带宽越小，这有利于信号的传输，但 大会 导致时分复用的路数减小，显然 的大小要兼顾带宽和复用 路数这两个互相矛盾的要求。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.2 脉冲振幅调制(PAM) 自然抽样脉冲调幅信号ms(t)通过低通滤波器就可以从 Ms( )中滤出原基带信号m(t)的频谱 M( ) , 从而恢复出基 带信号m(t) 。 自然抽样的脉冲调幅原理如下图所示: 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.2 脉冲振幅调制(PAM) 2)平顶抽样的PAM 平顶抽样又叫瞬时抽样，它与自然抽样的不同之处在于它 的抽样后信号中的脉冲均具有相同的形状——顶部平坦的矩形 脉冲，矩形脉冲的幅度即为瞬时抽样值。 平顶抽样信号： 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.2 脉冲振幅调制(PAM) 平顶抽样PAM信号地产生原理框图及波形如下图所示,其中 脉冲形成电路地作用就是把冲激脉冲变为矩行脉冲。 设基带信号为m(t),冲激载波为δT (t),脉冲形成电路的传输 函数为Q( ),则输出信号频谱为MQ( ) 。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.2 脉冲振幅调制(PAM) 矩形脉冲形成电路的冲击响应为 ， 经过理想抽样 后得到的信号 可用式（6.1-4）表示，即 矩形脉冲形成电路的冲击响应为 ， 经过理想抽样 后得到的信号 可用式（6.1-4）表示，即 这就是说， 是由一系列被m(nT)加权的冲击序列组成， 而m(nT)就是第n个抽样值幅度，经过矩形脉冲形成电路，每当 输入一个冲击信号，在其输出端便产生一个幅度为m(nT)的矩 形脉冲 ，因此在 作用下，输出便产生一系列被m(nT) 加权的矩形脉冲序列，这就是平顶抽样PAM信号 ，它表 示为 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.2 脉冲振幅调制(PAM) 设脉冲形成电路的传输函数为 ，则输出的平顶 抽样信号频谱 为 抽样保持: 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.2 脉冲振幅调制(PAM) 在实际应用中，平顶抽样信号采用抽样保持电路来实现， 由上式看出,平顶抽样的PAM信号频谱MQ( )是由Q( )加 权后的周期性重复的M( )所组成的。由于 是 的函 数，如果直接用低通滤波器恢复，得到的是 ， 必然存在失真。为了从已抽样信号中恢复原基带信号m(t) , 可 在接受端低通滤波器之前增加传输特性为1/Q( )的修正网络, 那么通过低通滤波器便能无失真地恢复原基带信号m(t) 。 在实际应用中，平顶抽样信号采用抽样保持电路来实现， 得到的脉冲为矩形脉冲。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.2 脉冲振幅调制(PAM) 恢复: 在实际应用中,考虑到实际滤波器可能实现的特性,抽样速率fs 要比2fH 选的大一些,一般 fs = (2.5 ～ 3) fH 。 平顶抽样PAM信号的解调原理框图如下图所示: 第一讲 绪论 通信原理 2004年

﹛ 6.2 脉冲振幅调制(PAM) 抽样 自然抽样: , 理想抽样: , 平顶抽样 幅度连续 时间连续 抽样 时间离散 第一讲 绪论 理想抽样: , 抽样 自然抽样: , 平顶抽样 幅度连续 时间连续 抽样 时间离散 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 6.3 脉冲编码调制（PCM） 返回目录 数字代码来代替连续信号的抽样值,从而实现通信的方式。 由于这种通信方式抗干扰能力强，它在光纤通信、数字微 波卫星通信中获得了极为广泛的应用。 PCM是一种典型的语音信号数字化的波形编码方式,其系 统原理框图如下页图所示。 返回目录 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) PCM系统原理框图 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 首先,在发送端进行波形编码,将输入的模拟信号m(t)变换为 二进制码组。 输，也可以是对微波、光波等载波调制后的调制输。 在接收端, 二进制码组经译码后还原为量化后的样值脉冲 序列,然后经低通滤波器滤除高频分量，便可得到重建号 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) PCM信号形成示意图（1） 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) PCM信号形成示意图（2） 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 抽样是按抽样定理把时间上连续的模拟信号转换成时间 上离散的抽样信号; 量化是把幅度上仍连续（无穷多个取值）的抽样信号进行 幅度离散; 编码是用二进制码组表示量化后的M个样值脉冲。 PCM信号的形成是模拟信号经过“抽样、量化、 编码 ” 三个步骤实现的。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 6.3.1 量化 利用预先规定的有限个电平来表示模拟信号抽样值的过程 称为量化。 6.3.1 量化 利用预先规定的有限个电平来表示模拟信号抽样值的过程 称为量化。 抽样是把一个时间连续信号变换成时间离散信号； 量化则是将幅度连续的抽样值变成幅度离散的抽样值。 量化后的信号 mq(t)是对原来信号m(t)的近似,对模拟抽样 值的量化过程会产生误差,称为量化误差,通常用均方误差来度 量。由于这种误差的影响相当于干扰或噪声,故又称其为量化 噪声。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 方便起见,假设m(t)是均值为零,概率密度为f(x)的平稳随机 过程,则量化噪声的均方误差(即平均功率)为: 可表示为: 这是不过载时求量化误差的基本公式。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 若量化间隔是均匀的,称为均匀量化;还有一种是量化间隔 1)均匀量化 (△i相同) 不均匀的非均匀量化,非均匀量化克服了均匀量化的缺点,是语 音信号实际应用的量化方式。 1)均匀量化 (△i相同) 均匀 ------- 等间隔划分输入信号的取值域。 把输入信号的取值域按等距离分割的量化称为均匀量化。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 均匀 量化 过程 示意 图: 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 在均匀量化中每个量化区间的量化电平均取在各区间的中 点。其量化间隔 取决于输入信号的变化范围和量化电平 点。其量化间隔 取决于输入信号的变化范围和量化电平 数。若设输入信号的最小值和最大值分别用a和b表示,量化电 平数为M，则均匀量化时的量化间隔为: 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 量化误差: ﹛ 相对误差: 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 均匀量化时量化器输出的信号功率为: 量化噪声功率 为: 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 在衡量系统性能时应看噪声与信号的相对大小，我们把绝 对量化误差与信号之比称为相对量化误差，相对量化误差的大 小反映了量化器的性能，通常用量化信噪比（ S / ）来衡 量，它被定义为信号功率与量化噪声功率之比，即: 当输入信号m(t)在区间[-a,a]具有均匀概率密度函数,对其进 行M个电平均匀量化时,平均信号量化噪声功率比为: 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 当量化电平数M >>1时 用分贝表示为: 由上式可知，量化信噪比随量化电平数M的增加而提高， 信号的逼真度越好。 通常量化电平数应根据对量化信噪比的要求来确定。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 均匀量化器广泛应用于线性A/D变换接口。例如在计算机 的A/D变换，N为A/D变换器的位数，常用的有8位、12位、16 位等不同精度。另外，在遥测遥控系统、仪表、图像信号的数 字化接口中，也都使用均匀量化器。 均匀量化的主要缺点是量化信噪比随信号电平的减小而下 降，产生这一现象的原因是均匀量化的量化间隔 为固定值， 量化电平分布均匀，因而无论信号大小如何，量化噪声功率固 定不变。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 当信号m(t)较小时，信号量化噪声功率比也就很小，这样， 对于弱信号时的量化信噪比就难以达到给定的要求。 通常, 把满足信噪比要求的输入信号的取值范围定义为动 态范围。 在均匀量化时输入信号的动态范围将受到较大的限制, 为 了克服均匀量化的缺点,实际中往往采用非均匀量化。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 例: 设一M个量化电平的均匀量化器，其输入信号的 概率密度函数在区间内均匀分布，试求该量化器 的量化信噪比。 解: 由公式: 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 得: 因为: 所以: 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 信号功率: 因而，量化信噪比为: 或: 若 , 则 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 由上式可知，量化信噪比随量化电平数M的增加而提高， 信号的逼真度越好。通常量化电平数应根据对量化信噪比的要 求来确定。 均匀量化的缺点 : 小信号的量化信噪比低 , 达不到要求 , 即输 入信号的动态范围受限。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

﹛ 6.3 脉冲编码调制(PCM) 2)非均匀量化 思想: 非均匀量化是一种在整个动态范围内量化间隔不相等的 思想: 非均匀量化是一种在整个动态范围内量化间隔不相等的 量化。对于信号取值小的区间,其量化间隔也小;反之,量 化间隔就大。 ﹛ 非均匀量化 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 非均匀量化与均匀量化相比，有两个突出的优点。 当输入量化器的信号具有非均匀分布的概率密度时，非均 匀量化器的输出端可以得到较高的平均信号量化噪声功率 比 ; 非均匀量化时, 量化噪声功率的均方根值基本上与信号抽样 值成正比。因此，量化噪声过大、小信号的影响大致相同, 即改善了小信号时的量化信噪比。 非均匀量化的实现方法是将抽样值通过压缩器压缩后再进 行均匀量化。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 压缩器: 压大补小,提高信号的S / Nq。 特性: 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 广泛采用的两种对数压扩特性是 律压扩和A律压扩。美国采 种压扩的原理。 律压扩特性: 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) x为归一化输入，y为归一化输出，归一化是指信号电压 与信号最大电压之比，所以归一化的最大值为1。 为压扩参 与信号最大电压之比，所以归一化的最大值为1。 为压扩参 数，表示压扩程度。 =0 , 无压缩 ; >100 , 典型 =255。 A律压扩特性: 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) A为压扩参数，A=1时无压缩，A值越大压缩效果越明显。 典型值 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 例:求 =100时，压缩对大、小信号的量化信噪比的改善量，并与无压缩时（ =0）的情况进行对比。 下面举例来计算压缩对量化信噪比的改善量。 例:求 =100时，压缩对大、小信号的量化信噪比的改善量，并与无压缩时（ =0）的情况进行对比。 解: 因为压缩特性 为对数曲线,当量化级划分较多 时,在每一量化级中压缩特性曲线均可看作直线 所以 有: 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 因此，量化误差为 当 〉1时， 的比值大小反映了非均匀量化（有压 当 〉1时， 的比值大小反映了非均匀量化（有压 缩）对均匀量化（无压缩）的信噪比的改善程度。当用分贝表 示时，并用符号Q表示信噪比的改善量 那么 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 对小信号( )时 有 该比值大于1，表示非均匀量化的量化间隔 比均匀量化间隔 小。 这时，信噪比的改善量为 对小信号( )时 有 该比值大于1，表示非均匀量化的量化间隔 比均匀量化间隔 小。 这时，信噪比的改善量为 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 对大信号( )时, 有 该比值小于1，表示非均匀量化的量化间隔 比均匀量化间隔 对大信号( )时, 有 该比值小于1，表示非均匀量化的量化间隔 比均匀量化间隔 大，故信噪比下降。以分贝表示为 即大信号信噪比下降13.3 。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 入信号的动态范围。 早期的A律和 律压扩特性是用非线性模拟电路获得的。 采用压扩提高了小信号的量化信噪比，从而相当扩大了输 入信号的动态范围。 早期的A律和 律压扩特性是用非线性模拟电路获得的。 由于对数压扩特性是连续曲线，且随压扩参数而不同，在电路 上实现这样的函数规律是相当复杂的，因而精度和稳定度都受 到限制。 随着数字电路特别是大规模集成电路的发展，另一种压扩 技术——数字压扩，日益获得广泛的应用。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 数压扩特性。在实际中常采用的有两种：一种是采用 13折线近似A律压缩特性，另一种是采用15折线近似 数字压扩是利用数字电路形成许多折线来逼近对 数压扩特性。在实际中常采用的有两种：一种是采用 13折线近似A律压缩特性，另一种是采用15折线近似 律压缩特性。 这里重点介绍A律13折线。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) A律13折线 返回 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 斜率: k1=16 k2=16 k3= 8 k4= 4 k5= 2 k6= 1 k7=1/2 k8=1/4 7(正) + 7(负) – 1(正负第一折合为一折) = 13(折) A律13折线的产生是从不均匀量化的基点出发，设法用13段折 线逼近A=87.6的A律压缩特性。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 具体方法是：把输入x轴和输出y轴用两种不同的方法划分。 对X轴在0~1（归一化）范围内不均匀分成8 段，分段的规律是每次以二分之一对分，第一 次在0到1之间的1/2处对分，第二次在0到1/2 之间的1/4处对分，第三次在0到1/4之间在1/8 处对分，其余类推。 对Y轴在0~1（归一化范围内采用等分法，均 匀分成8段，每段间隔均为1/8。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 直线，得到上图所示的折线压扩特性，其中第 1、2段斜率相同(均为16)，因此可视为一条直 然后把X，Y各对应段的交点连接起来构成8段 直线，得到上图所示的折线压扩特性，其中第 1、2段斜率相同(均为16)，因此可视为一条直 线段，故实际上只有7根斜率不同的折线。 参看A律13折线图 以上分析的是正方向，由于语音信号是双极性信号，因此 在负方向也有与正方向对称的一组折线，也是7根，但其中靠 近零点的1、2段斜率也都等于16，与正方向的第1、2段斜率相 同，又可以合并一根，因此，正、负双向共有 折，故称其为13折线。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 但在定量计算时，仍以正、负各有8段为准。在13折线编 码方法中,无论输入信号是正还是负,均按8段折线进行编码,用8 位二进制码C1C2C3C4C5C6C7C8来表示其量化值。其中第一位码C1 表示量化值的极性,称为极性码;第二至第四位3位码C2C3C4的8种 可能状态来分别代表8个段落的起点电平,称为段落码;第五至第 八位4位码C5C6C7C8的16种可能状态用来分别代表每一段落的16 个均匀划分的量化级,称为段内码。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 这样处理的结果,8个段落被划分成128个量化级。该编码 方法是把压缩、量化和编码合为一体的方法。 13折线参数表 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 由表可见,13折线各段落的分界点与A=87.6曲线十分逼近, 而且两特性起始段的斜率均为16,这就是说,13折线非常逼近 A=87.6的对数压缩特性。 在A律特性分析中可以看出,取A=87.6有两个目的: 是使特性曲线原点附近的斜率凑成16； 是使13折线逼近时， x的八个段落量化分界点近似于按2的 幂次递减分割,有利于数字化。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 相同的条件下,7位非线性编码于11位线性编码等效。 由于非线性编码的码位数减少,因此设备简化,所需传 采用13折线编码方法,在保证小信号区间量化间隔 相同的条件下,7位非线性编码于11位线性编码等效。 由于非线性编码的码位数减少,因此设备简化,所需传 输系统带宽减少。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 率15折线 其中k1=32 , 对小信号放大 率更大 说明: 扩张特性与压缩特性相反( x , y 轴互换即可 ) ; 小信号 小 , 大信号 大 ; 压缩后输入信号动态范围大。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 2.编码和译码 1)码字和码型 把量化后的信号电平值变换成二进制码组的过程称为编 码，其逆过程称为解码或译码。 1)码字和码型 二进制码具有抗干扰能力强，易于产生等优点，因此PCM 中一般采用二进制码。对于M个量化电平，可以用N位二进制 码来表示，其中的每一个码组称为一个码字。码型指的是代码 的编码规律，其含义是把量化后的所有量化级，按其量化电平 的大小次序排列起来，并列出各对应的码字，这种对应关系的 整体就称为码型。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 常用二进制码型 返回1 返回2 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 进码和格雷二进码（反射二进码）。 自然二进码就是一般的十进制正整数的二进制表示，编码简 单、易记，而且译码可以逐比特独立进行。 格雷码的特点是任何相邻电平的码组，只有一位码位发生变 化，即相邻码字的距离恒为1。这种码不是“可加的”,不能逐 比特独立进行,需先转换为自然二进码后再译码。 参看常用二进制码型表 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 折叠二进码是一种符号幅度码 。 左边第一位表示信号的极 性,信号为正用“1”表示,信号为负用“0”表示;第二位至最 后一位表示信号的幅度,且其幅度码从小到大按自然二进码 规则编码,由于正、负绝对值相同时,折叠码的上半部分与下 半部分相对零电平对称折叠。 折叠二进码的优点是 : 1)对于语音这样的双极性信号,只要绝对值相同,则可以采用 单极性编 码的方法,使编码过程大大简化。 2)小信号出错时误差级数小。 参看常用二进制码型表 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 2)码位的选择与安排 通过以上三种码型的比较,在PCM通信编码中,折叠二进码 比自然二进码和格雷二进码优越,它是A律13折线PCM 30/32路 基群设备中所采用的码型。 2)码位的选择与安排 至于码位数的选择，它不仅关系到通信质量的好坏，而 且还涉及到设备的复杂程度。在信号变化范围一定时，用的码 位数越多，量化分层越细，量化误差就越小，通信质量当然就 更好。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 但码位数越多,设备越复杂,同时还会使总的传码率增加,传 输带宽加大。一般从话音信号的可懂度来说,采用3 ~ 4位非线 性编码即可,若增至7~8位时,通信质量就比较理想了。 在13折线编码中,普遍采用8位二进制码,对应有 个量化级,即正、负输入幅度范围内各有128个量化级,这需要将 13折线中的每个折线段再均匀划分16个量化级 , 由于每个段落 长度不均匀,因此正或负输入的8个段落被划分成 个 不均匀的量化级。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 按折叠二进码的码型,这8位码的安排如下： 极性码 段落码 段内码 极性码 段落码 段内码 其中第1位码的数值 “1” 或 “0”分别表示信号的正、负 极性，称为极性码。对于正、负对称的双极性信号,在极性判 决后被整流 （相当取绝对值），以后则按信号的绝对值进行 编码,因此只要考虑13折线中的正方向的8段折线就行了。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 第2至第4位码为段落码，表示信号绝对值处在哪个段落 , 3 位码的8种可能状态分别代表8个段落的起点电平。但应注意 , 段落码的每一位不表示固定的电平,只是用它们的不同排列码 组表示各段的起始电平。第5至第8位码为段内码 , 这4位码的 16种可能状态用来分别代表每一段落的16个均匀划分的量化 级。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 段内码 段落码 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 在13折线编码方法中,虽然各段内的16个量化级是均匀的,但 因段落长度不等,故不同段落间的量化级是非均匀的。小信号 时,段落短,量化间隔小;反之,量化间隔大。13折线中的第一、二 段最短,只有归一化的1/128,再将它等分16小段,每一小段长度为 。这是最小的量化级间隔,它仅有输入信号归 一化值的1/2048,记为 ,代表一个量化单位;第八段最长,它是归 一化值的1/2,将它等分16小段后,每一小段归一化长度为 ,包 含64个最小量化间隔，记为64。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 如果以非均匀量化时的最小量化间隔 =1/2048作为输入 如果以非均匀量化时的最小量化间隔 =1/2048作为输入 x轴的单位，那么各段的起点电平分别是0、16、32、64、 128、256、512、1024个量化单位。 下表列出了A律13折线每一 量化段的起始电平 、量化间隔 、各位幅度码的权值（对 应电平）。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 13折线幅度码及其对应电平 返回1 返回2 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 由此表可知,第i段的段内码 的权值（对应电平）分别 如下： 由此可见,段内码的权值符合二进制数的规律,但段内码的权值 不是固定不变的,它是随 值而变,这是由非均匀量化造成的。 可见,在保证小信号时的量化间隔相同的条件下,7位非线性 编码与11位线性编码等效。由于非线性编码的码位数减少 , 因 此设备简化,所需传输系统带宽减小。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 3)编码原理 实现编码的具体方法和电路很多,如有低速编码和高速编 码、线性编码和非线性编码;逐次比较型,级联型和混合型编码 器。 这里只讨论目前常用的逐次比较型编码器原理。 逐次比较型编码器由整流器,保持电路,比较器及本地译码 电路组成。 实现A率13折线压扩特性的逐次比较型编码器的原理框图 如下图所示。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 返回1 返回2 逐次比较型编码器的原理方框图 返回5 返回6 返回3 返回4 第一讲 绪论 返回1 返回2 返回3 返回4 逐次比较型编码器的原理方框图 返回5 返回6 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 编码器的任务就是要根据输入的样值脉冲编出相应的8位 二进制码,除第一位极性码外,其它7位二进制码是通过类似于天 平称重物的过程来逐次比较确定的。这种编码器就是PCM通 信中常用的逐次比较型编码器。 预先规定好一些作为比较标准的电流(或电压),称为权值电 流,用符号 表示。 的个数与编码位数有关。当样值脉冲 到来后,用逐步逼近的方法有规律地用各标准电流 去和样值 脉冲比较,每比较一次出一位码,直到 和 逼近为止，完成 对输入样值的非线性量化和编码。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 极性判决电路用来确定信号的极性。逐次比较型编码器各 部分工作原理是用整流器来判别输入脉冲的极性,编出第一 位码(极性码) 。输入PAM信号是双极性信号，其样值为正 时 , 在位脉冲到来时刻出“ l”码;样值为负时,出“0”码;同 时将该信号经过全波整流变为单极性信号。 本地译码电路包括记忆电路、7／ll变换电路和恒流源。记忆 电路用来寄存二进代码,因除第一次比较外,其余各次比较都 要依据前几次比较的结果来确定标准电流 值。因此 ,7位 码组中的前6位状态均应由记忆电路寄存下来。 参看框图(返回1) 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 比较器是编码器的核心。它的作用是通过比较样值电流 和标准电流 ，从而对输入信号抽样值实现非线性量化 和标准电流 ，从而对输入信号抽样值实现非线性量化 和编码。每比较一次输出一位二进代码，且当 ＞ 时， 出“l”码；反之出“0”码。由于在13折线法中用7位二进 代码来代表段落和段内码，所以对一个输入信号的抽样值 需要进行7次比较。每次所需的标准电流 均由本地译码 电路提供。 参看框图(返回2) 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 恒流源也称11位线性解码电路或电阻网络，它用来产生各种 标准电流 。在恒流源中有数个基本权值电流支路，基本 标准电流 。在恒流源中有数个基本权值电流支路，基本 的权值电流个数与量化级数有关。 按A率13折线编出的7位码，需要11个基本的电流权值支路, 每个支路都有一个控制开关。每次应该哪个开关接通形成比 较用的标准电流 ，由前面的比较结果经变换后得到控制 信号来控制。 参看框图(返回3) 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 7/11变换电路就是前面非均匀量化中谈到的数字压缩器。由 于按A率13折线只编7位码，加至记忆电路的码也只有7位， 而线性解码电路（恒流源）需要11个基本的电流权值支路， 这就要求有11个控制脉冲对其控制。 因此，需要通过7/11逻辑变换电路将7位非线性码转换成11 位线性码，其实质就是完成非线性和线性之间的转换。 参看框图(返回4) 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 保持电路的作用是保持输入信号的抽样值在整个比较过程 中具有一定的幅度。由于逐次比较型编码器编7位码(极性码 除外)需要在一个抽样周期Ts以内完成 与 的7次比较, 在整个比较过程中都应保持输入信号的幅度不变，因此要求 将样值脉冲展宽并保持。这在实际中要用平顶抽样，通常由 抽样保持电路实现。 参看框图(返回5) 附带指出，原理上讲模拟信号数字化的过程是抽样、量化 以后才进行编码。但实际上量化是在编码过程中完成的，也就 是说，编码器本身包含了量化和编码的两个功能。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 例: 设输入信号抽样值 = +1260 （其中 为一个 例: 设输入信号抽样值 = +1260 （其中 为一个 量化单位,表示输入信号归一化值的1/2048 ), 采用 逐次比较型编码器,按A律13折线编成8位码 解: 编码过程如下: (1) 确定极性码C1: 由于输入信号抽样值 为正,故极性码 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) (2) 确定段落码C2C3C4 : 参看13折线幅度码及其对应电平表可知,段落码C2 是用来 表示输入信号抽样值 处于13折线8个段落中的前四段还是 后四段,故确定C2的标准电流应选为 第一次比较结果为Is > Iw,故C2=1,说明Is处于后四段(5至8段) ; 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) C3是用来进一步确定 Is 处于 5 至6 段还是7 至8 段，故确 定C3的标准电流应选为 Iw =512 ,第二次比较结果为 Is > Iw ， 故C3 = 1，说明 Is 处于 7 至 8 段； 同理，确定C4的标准电流应选为 Iw = 1024 ，第三次比 较结果为Is > Iw ，所以C4 = 1，说明 Is 处于第8段。 经过以上三次比较得段落码C2C3C4 为“111”，Is 处于第 8 段，起始电平为1024 。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) (3) 确定段内码C5C6C7C8: 段内码是在已知信号输入信号抽样值 所处段落的基础 段内码是在已知信号输入信号抽样值 所处段落的基础 上，进一步表示 在该段落的哪一量化级（量化间隔）。 参看13折线幅度码及其对应电平表可知，第 8 段的16个量 化间隔均为 = 64 ，故确定 的标准电流应选为 第四次比较结果为 ，故 =0，由段内码表知 处 于前8 级（0 ~ 7 量化间隔）； 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 同理,确定 的标准电流为 第五次比较结果为 ，故 =0，表示 处于前4 级（0 ~ 4 量化间隔）； 同理,确定 的标准电流为 第五次比较结果为 ，故 =0，表示 处于前4 级（0 ~ 4 量化间隔）； 确定 的标准电流为 第六次比较结果为 ，故 =1，表示 处于2~3 量化间隔； 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 最后，确定 的标准电流为 第七次比较结果为 ，故 =1，表示 处于序号 为 3 的量化间隔。 最后，确定 的标准电流为 第七次比较结果为 ，故 =1，表示 处于序号 为 3 的量化间隔。 由以上过程可知, 非均匀量化（压缩及均匀量化）和编码 实际上是通过非线性编码一次实现的。经过以上七次比较 , 对 于模拟抽样值 +1260 , 编出的PCM码组为1 111 0011。它表示 输入信号抽样值 处于第八段3量化级,其量化电平为1216 ， 故量化误差等于44 。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 简法: 1) C1=1 (正) ; 2) C2C3C4 : 1 1 1 因︱Is︱>1024,故在第八段,C2C3C4 =111 3) (1260-1024) / 64=3……44 通式: (︱Is︱-IBi) / △i=商……余数 商为段内码序号,余数为量化误差。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 顺便指出,若使非线性码与线性码的码字电平相等，即可 得出非线性码与线性码间的关系，如下图示；编码时，非线性 码与线性码间的关系是 7/11 变换关系，如上例中除极性码外 的7位非线性码 1110011，相对应的11位线性码为10011000000。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) A律13折线非线性码与线性码的关系 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) A律13折线非线性码与线性码的关系 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 4)PCM信号的码元速率和带宽 由于PCM要用N位二进制代码表示一个抽样值，即一个抽 样周期 内要编N位码，因此每个码元宽度为 /N，码位越 多，码元宽度越小，占用带宽越大。 设m(t)为低通信号，最高频率为 ，按照抽样定理的抽样 速率 ，如果量化电平数为M，则采用二进制代码的码 元速率为 式中，N为二进制编码位数。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 若按奈奎斯特速率对m(t)抽样，即 ，这时码元传 输速率为 ，按照教材第五章数字基带传输系统 输速率为 ，按照教材第五章数字基带传输系统 中分析的结论，在无码间串扰和采用理想低通传输特性的情况 下，所需最小传输带宽(奈奎斯特带宽)为 实际中采用升余弦的传输特性,此时所需传输带宽为 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 5)译码原理 译码的作用是把收到的PCM信号还原成相应的PAM样值信 号,即进行D/A变换。 编码器中的本地译码器基本相同,所不同的是增加了极性控制 部分和带有寄存读出的7/12位码变换电路。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 译码器原理框图 : 返回1 返回2 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 串/并变换记忆电路的作用是将加进的串行PCM码变为并行码,并记忆下来,与编码器中译码电路的记忆作用基本相同。 极性控制部分的作用是根据收到的极性码 是“1”还是 “0”来控制译码后PAM信号的极性, 恢复原信号极性。 12位线性解码电路主要是由恒流源和电阻网络组成,与编码 器中解码网络类同。它是在寄存读出电路的控制下,输出相 应的PAM信号。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 7 / 12变换电路的作用是将7位非线性码转变为12位线性码。 在编码器的本地译码器中采用7/11位码变换, 使得量化误差 有可能大于本段落量化间隔的一半,译码器中采用7/12变换电 路,是为了增加了一个 /2恒流电流,人为地补上半个量化级, 使最大量化误差不超过 /2,从而改善量化信噪比。两种码 之间转换原则是两个码组在各自的意义上所代表的权值必须 相等。 寄存读出电路是将输入的串行码在存储器中寄存起来,待全 部接收后再一起读出,送入解码网络。实质上是进行串/并变 换。 参看框图 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 但不同处在于: Ci ~ Bi时对应关系不同 编码 : 7 / 11 译码 : 7 / 12 译码原理框图与编码器原理图(返回6)中的本地译码器相似 , 但不同处在于: Ci ~ Bi时对应关系不同 编码 : 7 / 11 译码 : 7 / 12 恒流源 ( 线性解码电路 ) 编码 : 11条支流 译码 : 12条支流 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 3.PCM系统的抗噪声性能 分析PCM的系统性能将涉及两种噪声:量化噪声和信道加性 噪声。由于这两种噪声的产生机理不同,故可认为它们是互相 独立的。 考虑两种噪声时,PCM系统接收端低通滤波器的输出为 式中, 为输出信号成分; 为由量化噪声引起的输出噪声; 为由信道加性噪声引起的输出噪声;因此,通常用系统输出 端总的信噪比衡量PCM系统的抗噪声性能，其定义为 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 设输入信号 在区间 具有均匀分布的概率密度，并 对 进行均匀量化，其量化级数为M，在不考虑信道噪 设输入信号 在区间 具有均匀分布的概率密度，并 对 进行均匀量化，其量化级数为M，在不考虑信道噪 声条件下，由量化噪声引起的输出量化信噪比为 式中，二进码位数N与量化级数M的关系为 。 对于二进制编码，上式又可表示为 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) Pe为单个码元出错的概率 若信道加性噪声为高斯白噪声,每一码组中出现的错码彼此 独立,且误码率为Pe,则采用N位长自然编码。若仅考虑信道加 性噪声时PCM系统输出信噪比为 Pe为单个码元出错的概率 同时考虑量化噪声和信道加性噪声时，PCM系统输出端的 总信噪功率比为 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.3 脉冲编码调制(PCM) 由上式可知: 应当指出,以上公式是在自然码、均匀量化以及输入信号 为均匀分布的前提下得到的。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.4自适应差分脉冲编码调制 以较低的速率获得高质量编码，一直是语音编码追求的目 标。通常，人们把话路速率低于64kbit/s的语音编码方法，称 为语音压缩编码技术。语音压缩编码方法很多 , 其中自适应差 分脉冲编码调制（ADPCM）是语音压缩中复杂度较低的一种 编码方法，它可在32kbit/s比特率上达到64kbit/s的PCM数字电 话质量。近年来，ADPCM已成为长途传输中一种新型的国际 通用的语音编码方法。 ADPCM是在差分脉冲编码调制（DPCM）的基础上发展起 来的，为此，下面介绍DPCM的编码原理与系统框图。 返回目录 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.4自适应差分脉冲编码调制 1.差分脉冲编码调制 DPCM 差分(增量)脉冲编码调制(DPCM)是改进形式的 调制,它 传输的增量 是固定不变的。 而在DPCM系统中增量的数值随误差信号的变化量化成M 个电平之一, 然后再进行编码, 从而改善了系统的性能。 对DPCM系统的性能分析可以利用PCM和△M系统性能分 析所得到的结论来进行。设输入信号m(t)为正弦信号,即 k 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.4自适应差分脉冲编码调制 DPCM系统的组成方框图如下图所示: 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.4自适应差分脉冲编码调制 图中,预测器的输入 代表重建语音信号。 预测器的输出 误差 图中,预测器的输入 代表重建语音信号。 预测器的输出 误差 作为量化器输入, 代表量化器输出,量化后的每个预测误 差 编码成二进制数字序列,通过信道传送到目的地。该误 差 同时被加到本地预测值 而得到 。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.4自适应差分脉冲编码调制 在接收端装有与发送端相同的预测器，它的输出 与 相加产生 。信号 既是所要求的预测器的激励信号，也 在接收端装有与发送端相同的预测器，它的输出 与 相加产生 。信号 既是所要求的预测器的激励信号，也 是所要求的解码器输出的重建信号。 在无传输误码的条件下，解码器输出的重建信号 与编 码器中的 的相同。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.4自适应差分脉冲编码调制 DPCM系统的总量化误差应该定义为输入信号样值 与解码器输出样值 之差，即 与解码器输出样值 之差，即 　　由上式可知，这种DPCM的总量化误差 　 仅与差值信号 　　的量化误差有关。 　与 　 都是随机量，因此DPCM系 统总的量化信噪比可表示为 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.4自适应差分脉冲编码调制 式中, 是把差值序列作为信号时量化器的量化信 噪比 , 与PCM系统考虑量化误差时所计算的的信噪比相当。 　　式中, 　 　 是把差值序列作为信号时量化器的量化信 噪比 , 与PCM系统考虑量化误差时所计算的的信噪比相当。　 　　可理解为DPCM系统相对于PCM系统而言的信噪比增益， 称为预测增益。 　　如果能够选择合理的预测规律，差值功率 　 就能远小 于信号功率 　 , 　 就会大于1，该系统就能获得增益。对 DPCM系统的研究就是围绕着如何使 　 和 　这两个参 数取最大值而逐步完善起来的。通常 约为6dB ~ 11 dB 。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.4自适应差分脉冲编码调制 DPCM系统总的量化信噪比远大于量化器的信噪比。因此 要求DPCM系统达到与PCM系统相同的信噪比,则可降低对量化 器信噪比的要求,即可减小量化级数,从而减少码位数,降低比特 率。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.4自适应差分脉冲编码调制 2.自适应差分脉冲编码调制 ADPCM ADPCM的主要特点是用自适应量化取代固定量化, 用自适 应预测取代固定预测。自适应量化指量化台阶随信号的变化而 变化, 使量化误差减小; 自适应预测指预测器系数可以随信号的 统计特性而自适应调整,提高了预测信号的精度 , 从而得到高预 测增益。通过这二点改进 , 可大大提高输出信噪比和编码动态 范围 , 降低传输速率、压缩传输频带是数字通信频域的一个重 要的研究课题。ADPCM是实现这一目的的一种有效途径。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.4自适应差分脉冲编码调制 DPCM : 差分脉冲编码调制 PCM : 对样值本身编码  N 增加  f b 增加  B增加 与64kb/sPCM相比, 在相同信道条件下, 32kb/s的ADPCM的方 式能使传输的话路加倍,使数字通信系统的每路信道价格减半, 传输信道越长,其经济性越显著。 因此,在长途传输系统中, ADPCM有着广泛的应用前景。 相应的,CCITT也形成了关于ADPCM系统的规范建议G.721、 G.726等。 DPCM : 差分脉冲编码调制 PCM : 对样值本身编码  N 增加  f b 增加  B增加 DPCM : 对相邻样值的差值编码 ( 保证△i相同 )  N减少  f b 减少  B减少 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.5增量调制 (△M) 6.5 增量调制 增量调制简称 或DM,它是继PCM后出现的又一种模拟信 6.5　增量调制 增量调制简称 或DM,它是继PCM后出现的又一种模拟信 号数字传输的方法,可以看成是DPCM的一个重要特例。其目的 在于简化语音编码方法。 与PCM 虽然都是用二进制代码去表示模拟信号的编码方 式。但是,在PCM中,代码表示样值本身的大小,所需码位数较多, 导致编译码设备复杂;而在 中,它只用一位编码表示相邻样 值的相对大小,从而反映抽样时刻波形的变化趋势,而与样值本 身的大小无关。 返回目录 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.5增量调制 (△M) 一. 简单增量调制 增量调制是在PCM方式的基础上发展起来的另一种模拟信 一. 简单增量调制 增量调制是在PCM方式的基础上发展起来的另一种模拟信 号数字传输的方法,可以看成是PCM的一个特例,它们都是用二 进制代码来表示模拟信号。与PCM方式不同, △M是将模拟信 号变换成仅由一位二进制码组成的数字信号序列来表示相邻抽 样值的相对大小 , 通过相邻抽样值的相对变化来反映模拟信号 的变化规律。在接受端只需要用一个线性网络便可恢复出原模 拟信号。 △M与PCM编码方式相比具有编译码设备简单,低比特率时 的量化信噪比高,抗误码特性好等优点。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.5增量调制 (△M) 原理: 第一讲 绪论 通信原理 2004年

﹛ ﹛ 6.5增量调制 (△M) 设量化间隔 ,抽样间隔 , 当 和 足够小时, 1) 每 内,电平不变 特点: 上升一个 2) 相邻 之间 设量化间隔 ,抽样间隔 , 当 和 足够小时, 1) 每 内,电平不变 特点: 上升一个 2) 相邻 之间 下降一个 核心:对相邻样值差值编码。 ﹛ ﹛ 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.5增量调制 (△M) 简单△M系统方框图: 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.5增量调制 (△M) △M编码器原理如上图所示，它由相减器、判决器、本地 译码器及抽样脉冲产生器（脉冲源）组成。本地译码器与接收 端的译码器完全相同。 判决器将在抽样脉冲到来时刻对输入信号的变化作出判 决，并输出脉冲。 编码器的工作过程如下：将模拟信号m(t)与本地译码器输 出的m`(t)进行比较，为了获得这个比较结果，先进行相减， 然后在抽样脉冲作用下将相减结果进行极性判决。 判决规则如下页所示： 第一讲 绪论 通信原理 2004年

﹛ ﹛ 6.5增量调制 (△M) 对 或 编码 差值: > 0 , 编 “1” 码 < 0 , 编 “0” 码 第一讲 绪论 或 编码 差值: > 0 , 编 “1” 码 < 0 , 编 “0” 码 ﹛ ﹛ 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.5增量调制 (△M) 二. 过载特性与编码范围 △M系统中的量化噪声有两种形式：一种称为一般量化噪 声，另一种称为过载量化噪声。 过载量化噪声发生在模拟信号m(t)斜率突变，本地译码器 输出信号m`(t)跟不上m(t)的变化，形成很大失真时的m`(t)波 形。为了保证不发生过载现象，必须本地译码器的最大跟踪斜 率大于模拟信号m`(t)的最大变化斜率。若抽样频率 ， 抽样台阶为 ，则译码器的最大跟踪斜率为： 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.5增量调制 (△M) 2. 最小编码电平 Amin 3. 过载特性 当 变化太快时, 的变化跟不上 的变化,此时 当 变化太快时, 的变化跟不上 的变化,此时 两者之间的误差称为过载误差(噪声) 。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.5增量调制 (△M) 不发生过载误差的条件: 设 由不过载条件: 即: -------临界过载振幅 4. 编码动态范围 第一讲 绪论 即: -------临界过载振幅 4. 编码动态范围 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.5增量调制 (△M) 三. 增量调制系统的抗噪声性能 1. 量化信噪功率比 在分析增量调制系统中的量化噪声影响时,认为信道加性噪 三. 增量调制系统的抗噪声性能 1. 量化信噪功率比 在分析增量调制系统中的量化噪声影响时,认为信道加性噪 声很小,不造成误码,并且不发生过载现象。 假设输入信号 为: 在临界振幅条件下,系统将有最大的信噪比,即: 其中, 是接收端低通滤波器的截至频率。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.5增量调制 (△M) 2. 误码信噪功率比 信道加性噪声会引起数字信号的误码,接受端由于误码而造 成的误码信噪功率比为: 2. 误码信噪功率比 信道加性噪声会引起数字信号的误码,接受端由于误码而造 成的误码信噪功率比为: 3. 总的信噪比 △M系统输出总的信噪比为: 第一讲 绪论 通信原理 2004年

﹛ 6.5增量调制 (△M) 四. PCM与△M系统的比较 本质区别: PCM对样值本身编码 △M对相邻样值的差值编码 1. 抽样速率 1. 抽样速率 PCM系统中的抽样速率是根据抽样定理来确定的。 △M 系统的抽样速率不能根据抽样定理来确定。在保证不发生过 载，达到与PCM系统相同的信噪比时， △M系统的抽样速率 远远高于奈奎斯特速率。 PCM : , (受抽样定理约束) △M : , 在 相同时, k为译码器的跟踪斜率 ﹛ 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.5增量调制 (△M) 2. 带宽 B PCM : △M : 相同 时,一般来说 ﹛ 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.5增量调制 (△M) 3. 量化信噪比 PCM和△M的量化信噪比比较是在相同的信道带宽条件 3. 量化信噪比 PCM和△M的量化信噪比比较是在相同的信道带宽条件 下进行的，这意味着PCM和△M系统具有相同的信道传输速 率 。 △M系统的传输速率就等于 ，即 。PCM系 统的传输速率 。此时可得PCM和△M的量化信 噪比为： PCM: △M ： 第一讲 绪论 通信原理 2004年

﹛ 6.5增量调制 (△M) 在相同信道带宽条件下比较(即 相同) : 一般, △M抗加性噪声性能优于PCM 第一讲 绪论 在相同信道带宽条件下比较(即 相同) : 一般, △M抗加性噪声性能优于PCM ﹛ 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.5增量调制 (△M) 4. 信道误码的影响 在 系统中, 每一个误码代表造成一个量阶的误差，所 4. 信道误码的影响 在 系统中, 每一个误码代表造成一个量阶的误差，所 以它对误码不太敏感。故对误码率的要求较低，一般在 而PCM的每一个误码会造成较大的误差，尤其高 位码元，错一位可造成许多量阶的误差(例如，最高位的错码 表示 个量阶的误差) 。所以误码对PCM系统的影响要比 系统更严重些，故对误码率的要求较高，一般为 由此可见， 允许用于误码率较高的信道条件，这是 与PCM不同的一个重要条件。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

6.5增量调制 (△M) 5. 设备复杂度 PCM系统的特点是多路信号统一编码,一般采用8位编码(对 5. 设备复杂度 PCM系统的特点是多路信号统一编码,一般采用8位编码(对 语音信号),编码设备复杂,但质量较好。PCM一般用于大容量的 干线(多路)通信。 △M系统的特点是单路信号独用一个编码器,设备简单,单 路应用时,不需要收发同步设备。但在多路应用时,每路独用一 套编译码器,所以路数增多时设备成倍增加。△M一般适用于 小容量支线通信,话路上、下方便灵活。 第一讲 绪论 通信原理 2004年

感谢曹丽娜老师在课件的设计制作期间给予的 帮助和指导。 感谢任光亮老师提供了精美的课件模板。 希望大家使用此课件学习《现代通信原理与技 术》时，相比较传统教学方式能够得到更大的收获。 第一讲 绪论 通信原理 2004年